JPH0667200B2 - 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 - Google Patents
電流形ｐｗｍ変換器の制御方法Info
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- JPH0667200B2 JPH0667200B2 JP62078605A JP7860587A JPH0667200B2 JP H0667200 B2 JPH0667200 B2 JP H0667200B2 JP 62078605 A JP62078605 A JP 62078605A JP 7860587 A JP7860587 A JP 7860587A JP H0667200 B2 JPH0667200 B2 JP H0667200B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は単相ブリッジ結線された電流形ＰＷＭ変換器の
制御方法に関する。
制御方法に関する。
（従来の技術） 電流形ＰＷＭ変換器は直流側に定電流源（直流リアクト
ル等）を有するもので、大電力トランジスタやゲートタ
ーンオフサイリスタ等の自己消弧素子で構成される電力
変換器をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）することによ
り交流側出力電流を正弦波に近似した波形に制御するこ
とができる。当該ＰＷＭ変換器を逆変換器（インバー
タ）として用いた場合、交流電動機等に可変電圧・可変
周波数の正弦波電流を供給することができる。この結
果、トリクリンプルの少ない運転が可能となる。また、
ＰＷＭ変換器を順変換器（コンバータ）として用いた場
合、交流電源から供給される電流を電源電圧と同相（力
率＝１）の正弦波（高調波が小）に制御できる利点があ
る。
ル等）を有するもので、大電力トランジスタやゲートタ
ーンオフサイリスタ等の自己消弧素子で構成される電力
変換器をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）することによ
り交流側出力電流を正弦波に近似した波形に制御するこ
とができる。当該ＰＷＭ変換器を逆変換器（インバー
タ）として用いた場合、交流電動機等に可変電圧・可変
周波数の正弦波電流を供給することができる。この結
果、トリクリンプルの少ない運転が可能となる。また、
ＰＷＭ変換器を順変換器（コンバータ）として用いた場
合、交流電源から供給される電流を電源電圧と同相（力
率＝１）の正弦波（高調波が小）に制御できる利点があ
る。
電流形ＰＷＭ変換器では、常に直流電流が流れ続ける経
路を作るように構成素子の点弧信号を与えなければなら
ない。
路を作るように構成素子の点弧信号を与えなければなら
ない。
また、交流側には電流を平滑化させるフィルタ回路（コ
ンデンサ及びリアクトル等）が接続されるが、ＰＷＭ制
御の方法を誤まると、当該フィルタ回路のコンデンサの
電圧を過大なものとし、変換器を構成する自己消弧素子
の破壊させる危険がある。
ンデンサ及びリアクトル等）が接続されるが、ＰＷＭ制
御の方法を誤まると、当該フィルタ回路のコンデンサの
電圧を過大なものとし、変換器を構成する自己消弧素子
の破壊させる危険がある。
第３図は従来の電流形ＰＷＭ変換器の制御方法を説明す
るための構成図を示す。ここでは、順変換器（コンバー
タ）を例にとって説明する。
るための構成図を示す。ここでは、順変換器（コンバー
タ）を例にとって説明する。
図中、ＳＵＰは交流電源、ＬＦ及びＣＦはフィルタ回路
のリアクトルとコンデンサ、ＣＯＮＶは電流形ＰＷＭコ
ンバータ本体、Ｌｄは直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷
を示す。
のリアクトルとコンデンサ、ＣＯＮＶは電流形ＰＷＭコ
ンバータ本体、Ｌｄは直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷
を示す。
ＰＷＭコンバータ本体ＣＯＮＶは、自己消弧素子（例え
ば、ゲートターンオフサイリスタ等）Ｓ１〜Ｓ４を単相
ブリッジ結線することにより構成されている。
ば、ゲートターンオフサイリスタ等）Ｓ１〜Ｓ４を単相
ブリッジ結線することにより構成されている。
また、制御回路として、直流電流検出器ＣＴｄ、比較器
Ｃｄ、電流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）、乗算器ＭＬ、加算
器ＡＤ１，ＡＤ２、絶対値演算回路ＡＢＳ、シュミット
回路ＳＨ１，ＳＨ２、搬送波発生器ＴＲＧ、排他論理和
回路ＥＸＯＲが用意されている。
Ｃｄ、電流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）、乗算器ＭＬ、加算
器ＡＤ１，ＡＤ２、絶対値演算回路ＡＢＳ、シュミット
回路ＳＨ１，ＳＨ２、搬送波発生器ＴＲＧ、排他論理和
回路ＥＸＯＲが用意されている。
ＰＷＭコンバータＣＯＮＶは直流電流Ｉｄがほぼ一定に
なるように電源ＳＵＰから供給される電流Ｉｓを制御す
る。このとき電流Ｉｓが電源電圧Ｖｓと同相の正弦波に
なるように制御し、入力力率＝１で高調波の少ない変換
器としている。
なるように電源ＳＵＰから供給される電流Ｉｓを制御す
る。このとき電流Ｉｓが電源電圧Ｖｓと同相の正弦波に
なるように制御し、入力力率＝１で高調波の少ない変換
器としている。
まず、電流検出器ＣＴｄにより、直流電流Ｉｄを検出し
比較器Ｃｄに入力する。比較器Ｃｄでは、上記検出値Ｉ
ｄと指令値Ｉｄ＊を比較し、偏差εｄ＝Ｉｄ＊−Ｉｄを
求め、次の電流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）に入力する。電
流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）は比例あるいは積分要素等か
らなり、前記偏差εｄを増幅する。ここでは比例要素の
みとしＧｄ（ｓ）＝Ｋｄとして説明する。Ｇｄ（ｓ）の
出力信号Ｉｓｍ＝Ｋｄ・εｄは電源電流Ｉｓの波高値指
令となるもので、次の乗算器ＭＬにより電源電圧Ｖｓ＝
Ｖｓｍ・sinωｔに同期した単位正弦波sinωｔと掛け合
わせられる。
比較器Ｃｄに入力する。比較器Ｃｄでは、上記検出値Ｉ
ｄと指令値Ｉｄ＊を比較し、偏差εｄ＝Ｉｄ＊−Ｉｄを
求め、次の電流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）に入力する。電
流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）は比例あるいは積分要素等か
らなり、前記偏差εｄを増幅する。ここでは比例要素の
みとしＧｄ（ｓ）＝Ｋｄとして説明する。Ｇｄ（ｓ）の
出力信号Ｉｓｍ＝Ｋｄ・εｄは電源電流Ｉｓの波高値指
令となるもので、次の乗算器ＭＬにより電源電圧Ｖｓ＝
Ｖｓｍ・sinωｔに同期した単位正弦波sinωｔと掛け合
わせられる。
故に乗算器ＭＬの出力Ｉｓ ＊は次式のように表わされ
る。
る。
Ｉｓ＊＝Ｉｓｍ・sinωｔ…(1) 当該電源電流指令値Ｉｓ＊は、加算器ＡＤ１に入力さ
れ、平滑コンデンサＣＦに流れる電流Ｉcapに相当する
値Ｉcap＊を引き算することにより、コンバータＣＯＮ
Ｖの入力電流Ｉｃの指令値Ｉｃ＊を得る。
れ、平滑コンデンサＣＦに流れる電流Ｉcapに相当する
値Ｉcap＊を引き算することにより、コンバータＣＯＮ
Ｖの入力電流Ｉｃの指令値Ｉｃ＊を得る。
当該指令値Ｉｃ＊に基づいて、パルス幅変調制御するこ
とにより、Ｉｃ≒Ｉｃ＊とし、結果的に、電源電流Ｉｓ
を前記指令値Ｉｓ＊に一致させることができる。
とにより、Ｉｃ≒Ｉｃ＊とし、結果的に、電源電流Ｉｓ
を前記指令値Ｉｓ＊に一致させることができる。
Ｉｄ＊＞Ｉｄの場合、偏差εｄは正の値となり、電源電
流Ｉｓ′≒Ｉｓ＊を増大させる。故に電源ＳＵＰから供
給される有効電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓが増加し、その分直
流リアクトルＬｄの蓄積エネルギー（１／２）ＬｄＩｄ
２＝Ｐｓ・ｔを増加させ、結果的に、直流電流Ｉｄを増
大させる。逆にＩｄ＊＜Ｉｄとなった場合、偏差εｄは
負の値となり、有効電力Ｐｓも負の値となる。故に、直
流リアクトルＬｄに蓄積されていたエネルギーが電源Ｓ
ＵＰに回生され、直流電流Ｉｄが減少する。すなわち、
Ｉｄ≒Ｉｄ＊となるように制御される。
流Ｉｓ′≒Ｉｓ＊を増大させる。故に電源ＳＵＰから供
給される有効電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓが増加し、その分直
流リアクトルＬｄの蓄積エネルギー（１／２）ＬｄＩｄ
２＝Ｐｓ・ｔを増加させ、結果的に、直流電流Ｉｄを増
大させる。逆にＩｄ＊＜Ｉｄとなった場合、偏差εｄは
負の値となり、有効電力Ｐｓも負の値となる。故に、直
流リアクトルＬｄに蓄積されていたエネルギーが電源Ｓ
ＵＰに回生され、直流電流Ｉｄが減少する。すなわち、
Ｉｄ≒Ｉｄ＊となるように制御される。
第４図は、従来のＰＷＭ制御法を示すタイムチャート図
である。
である。
コンバータの入力電流指令値Ｉｃ＊が正の値か負の値か
によって、正側の２つの素子Ｓ１及びＳ２のオン，オフ
を決定し、負側の２つの素子Ｓ３，Ｓ４によってＰＷＭ
制御している。
によって、正側の２つの素子Ｓ１及びＳ２のオン，オフ
を決定し、負側の２つの素子Ｓ３，Ｓ４によってＰＷＭ
制御している。
すなわち、指令値Ｉｃ＊をシュミット回路ＳＨ１に入力
しＩｃ＊≧０のときｇ１＝“１”、Ｉｃ＊＜０のときｇ
１＝“０”の信号を出力する。このゲート信号ｇ１が
“１”のとき素子Ｓ１をオン、素子Ｓ２をオフにし、ｇ
１が“０”のとき素子Ｓ１をオフ、素子Ｓ２をオンにす
る。
しＩｃ＊≧０のときｇ１＝“１”、Ｉｃ＊＜０のときｇ
１＝“０”の信号を出力する。このゲート信号ｇ１が
“１”のとき素子Ｓ１をオン、素子Ｓ２をオフにし、ｇ
１が“０”のとき素子Ｓ１をオフ、素子Ｓ２をオンにす
る。
また、素子Ｓ３，Ｓ４のゲート信号は次のようにして与
えられる。
えられる。
まず、指令値Ｉｃ＊を絶対値演算回路ＡＢＳに入力し、
｜Ｉｃ＊｜を求める。
｜Ｉｃ＊｜を求める。
また、搬送波発生器ＴＲＧは、第４図の三角波Ｘを発生
する。三角波Ｘは常に正の値となる。加算器ＡＤ２は、
上記ＡＢＳの出力信号｜Ｉｃ＊｜と三角波Ｘの差をとり
シュミット回路ＳＨ２によって次の信号ｇ２を得る。
する。三角波Ｘは常に正の値となる。加算器ＡＤ２は、
上記ＡＢＳの出力信号｜Ｉｃ＊｜と三角波Ｘの差をとり
シュミット回路ＳＨ２によって次の信号ｇ２を得る。
｜Ｉｃ＊｜−Ｘ＞０のとき、ｇ２＝“１” ｜Ｉｃ＊｜−Ｘ＜０のとき、ｇ２＝“０” シュミット回路ＳＨ２の出力信号ｇ２と前記シュミット
回路ＳＨ１の出力信号ｇ１を排他的論理演算回路ＥＸＯ
Ｒに入力し、ゲート信号 ｇ２′を得る。すなわち、 ｇ１＝“１”でｇ２＝“１”のとき ｇ２′＝“１” ｇ１＝“１”でｇ２＝“０”のとき ｇ２′＝“０” ｇ１＝“０”でｇ２＝“１”のとき ｇ２′＝“０” ｇ１＝“０”でｇ２＝“０”のとき ｇ２′＝“１” となる。第４図にゲート信号ｇ１，ｇ２′を示す。
回路ＳＨ１の出力信号ｇ１を排他的論理演算回路ＥＸＯ
Ｒに入力し、ゲート信号 ｇ２′を得る。すなわち、 ｇ１＝“１”でｇ２＝“１”のとき ｇ２′＝“１” ｇ１＝“１”でｇ２＝“０”のとき ｇ２′＝“０” ｇ１＝“０”でｇ２＝“１”のとき ｇ２′＝“０” ｇ１＝“０”でｇ２＝“０”のとき ｇ２′＝“１” となる。第４図にゲート信号ｇ１，ｇ２′を示す。
ゲート信号ｇ２′が“１”のとき素子Ｓ３をオフ、素子
Ｓ４をオンにし、ｇ２′が“０”のとき、素子Ｓ３をオ
ン、素子Ｓ４をオフにする。
Ｓ４をオンにし、ｇ２′が“０”のとき、素子Ｓ３をオ
ン、素子Ｓ４をオフにする。
この結果、Ｉｃ＊ ＞０のとき｜Ｉｃ＊｜＞Ｘならば、素
子Ｓ１とＳ４がオンし、素子Ｓ２とＳ３はオフとなる。
故に直流電流Ｉｄは素子Ｓ４→電源ＳＵＰ→交流リアク
トルＬＦ→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡ
Ｄの経路と、素子Ｓ４→コンデンサＣＦ→素子Ｓ１→直
流リアクトルＬｄ→負荷の経路を流れ、Ｉｃ＝Ｉｄとな
る。
子Ｓ１とＳ４がオンし、素子Ｓ２とＳ３はオフとなる。
故に直流電流Ｉｄは素子Ｓ４→電源ＳＵＰ→交流リアク
トルＬＦ→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡ
Ｄの経路と、素子Ｓ４→コンデンサＣＦ→素子Ｓ１→直
流リアクトルＬｄ→負荷の経路を流れ、Ｉｃ＝Ｉｄとな
る。
また、Ｉｃ＊≧０のとき、｜Ｉｃ＊｜＜Ｘとなった場
合、素子Ｓ１とＳ３がオンし、素子Ｓ２とＳ４はオフと
なる。故に直流電流Ｉｄは、素子Ｓ３→素子Ｓ１→直流
リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路を流れ、環流モー
ドとなる。従ってＩｃ＝０となる。
合、素子Ｓ１とＳ３がオンし、素子Ｓ２とＳ４はオフと
なる。故に直流電流Ｉｄは、素子Ｓ３→素子Ｓ１→直流
リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路を流れ、環流モー
ドとなる。従ってＩｃ＝０となる。
また、Ｉｃ＊＜０のとき｜Ｉｃ＊｜＞Ｘとなった場合、
素子Ｓ２とＳ３がオンし、素子Ｓ１とＳ４がオフする。
故にＩｄは、素子Ｓ３→交流リアクトルＬＦ→電源ＳＵ
Ｐ→素子Ｓ２→直流リアクトルＬｄ→負荷の経路と、素
子Ｓ３→コンデンサＣＦ→素子Ｓ２→直流リアクトルＬ
ｄ→負荷ＬＯＡＤの経路に流れ、Ｉｃ＝−Ｉｄとなる。
素子Ｓ２とＳ３がオンし、素子Ｓ１とＳ４がオフする。
故にＩｄは、素子Ｓ３→交流リアクトルＬＦ→電源ＳＵ
Ｐ→素子Ｓ２→直流リアクトルＬｄ→負荷の経路と、素
子Ｓ３→コンデンサＣＦ→素子Ｓ２→直流リアクトルＬ
ｄ→負荷ＬＯＡＤの経路に流れ、Ｉｃ＝−Ｉｄとなる。
さらに、Ｉｃ＊＜０のとき、｜Ｉｃ＊｜＜Ｘとなった場
合、素子Ｓ２とＳ４がオンし、素子Ｓ１とＳ３がオフす
る。故に、直流電流Ｉｄは、素子Ｓ４→素子Ｓ２→直流
リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路に流れ、Ｉｃ＝０
となる。
合、素子Ｓ２とＳ４がオンし、素子Ｓ１とＳ３がオフす
る。故に、直流電流Ｉｄは、素子Ｓ４→素子Ｓ２→直流
リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路に流れ、Ｉｃ＝０
となる。
従って、コンバータの入力電流Ｉｃは第４図に示すよう
な値となる。その平均値（破線で示す）は、入力電流指
令値Ｉｃ＊に比例した値となる。
な値となる。その平均値（破線で示す）は、入力電流指
令値Ｉｃ＊に比例した値となる。
（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の電流形ＰＷＭ変換器の制御方法は、単相ブリ
ッジ結線された電流形変換器に限られず、三相グレーツ
接続（三相ブリッジ接続）された電流形変換器の制御法
としても同様に適用できる利点がある。
ッジ結線された電流形変換器に限られず、三相グレーツ
接続（三相ブリッジ接続）された電流形変換器の制御法
としても同様に適用できる利点がある。
しかし、前記電流指令値Ｉｃ＊が正の値か、負の値かに
よって素子Ｓ１とＳ２のオン，オフを決定しているた
め、当該指令値Ｉｃ＊の値が小さい場合、そのリップル
分によって、ひんぱんにゲート信号ｇ１が変化し、良好
なＰＷＭ制御を行なうことができなくなる欠点がある。
よって素子Ｓ１とＳ２のオン，オフを決定しているた
め、当該指令値Ｉｃ＊の値が小さい場合、そのリップル
分によって、ひんぱんにゲート信号ｇ１が変化し、良好
なＰＷＭ制御を行なうことができなくなる欠点がある。
また、交流側のフィルタ回路のコンデンサＣＦやリアク
トルＬＦの値は、ＰＷＭ制御の搬送波周波数が、高けれ
ば、小さな値にすることが可能であるが、大電力トラン
ジスタやゲートターンオフサイリスタ等では、高々１ｋ
Hz程度が限度となり、ＣＦやＬＦも大きな値のものが必
要となっていた。
トルＬＦの値は、ＰＷＭ制御の搬送波周波数が、高けれ
ば、小さな値にすることが可能であるが、大電力トラン
ジスタやゲートターンオフサイリスタ等では、高々１ｋ
Hz程度が限度となり、ＣＦやＬＦも大きな値のものが必
要となっていた。
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、単相
ブリッジ結線された電流形ＰＷＭ変換器に対し、電流指
令値Ｉｃ＊の零クロス点を用いることなくＰＷＭ制御を
行ない、しかも、コンバータの入力電流（インバータの
出力電流）Ｉｃの制御周波数がＰＷＭ制御の搬送波周波
数の２倍となるように制御できる電流形ＰＷＭ変換器の
制御方法を提供することを目的とする。
ブリッジ結線された電流形ＰＷＭ変換器に対し、電流指
令値Ｉｃ＊の零クロス点を用いることなくＰＷＭ制御を
行ない、しかも、コンバータの入力電流（インバータの
出力電流）Ｉｃの制御周波数がＰＷＭ制御の搬送波周波
数の２倍となるように制御できる電流形ＰＷＭ変換器の
制御方法を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、４つの自己消
弧素子Ｓ１〜Ｓ４によって、単相ブリッジ結線された電
流形ＰＷＭ変換器において、位相が１８０°ずれた２つ
の搬送波信号Ｘ，Ｙを用意し、パルス幅変調制御（ＰＷ
Ｍ制御）の入力信号Ｉｃ＊と一方の搬送波Ｘとを比較
し、その結果に基ずいて前記変換器の正側の２つの素子
Ｓ１及びＳ２にゲート信号を与え、また、前記入力信号
Ｉｃ＊と他の搬送波Ｙとを比較し、その結果に基づい
て、前記変換器の負側の２つの素子Ｓ３及びＳ４のゲー
ト信号を与えるようにして制御している。
弧素子Ｓ１〜Ｓ４によって、単相ブリッジ結線された電
流形ＰＷＭ変換器において、位相が１８０°ずれた２つ
の搬送波信号Ｘ，Ｙを用意し、パルス幅変調制御（ＰＷ
Ｍ制御）の入力信号Ｉｃ＊と一方の搬送波Ｘとを比較
し、その結果に基ずいて前記変換器の正側の２つの素子
Ｓ１及びＳ２にゲート信号を与え、また、前記入力信号
Ｉｃ＊と他の搬送波Ｙとを比較し、その結果に基づい
て、前記変換器の負側の２つの素子Ｓ３及びＳ４のゲー
ト信号を与えるようにして制御している。
（作用） すなわち、変換器の正側の２つの素子Ｓ１とＳ２を対に
し、どちらか一方がオン状態になるようにし、また、負
側の２つの素子Ｓ３とＳ４を対にし、これもどちらか一
方が必ずオン状態になように制御する。従って、直流リ
アクトルＬｄに流れる電流Ｉｄが必ずどれか２つの素子
（例えば、Ｓ１とＳ４また、Ｓ１とＳ３等）を通って流
れるようになる。また、正側の２つの素子Ｓ１とＳ２の
ゲート信号と負側の２つの素子Ｓ３とＳ４のゲート信号
の位相が１８０°だけずれているため、変換器の交流側
の入力電流（インバータの場合、出力電流）Ｉｃの制御
周波数は、ＰＷＭ制御の搬送波周波数の２倍となり、そ
の分、フィルタ回路のリアクトルやコンデンサの値を小
さくすることができる。
し、どちらか一方がオン状態になるようにし、また、負
側の２つの素子Ｓ３とＳ４を対にし、これもどちらか一
方が必ずオン状態になように制御する。従って、直流リ
アクトルＬｄに流れる電流Ｉｄが必ずどれか２つの素子
（例えば、Ｓ１とＳ４また、Ｓ１とＳ３等）を通って流
れるようになる。また、正側の２つの素子Ｓ１とＳ２の
ゲート信号と負側の２つの素子Ｓ３とＳ４のゲート信号
の位相が１８０°だけずれているため、変換器の交流側
の入力電流（インバータの場合、出力電流）Ｉｃの制御
周波数は、ＰＷＭ制御の搬送波周波数の２倍となり、そ
の分、フィルタ回路のリアクトルやコンデンサの値を小
さくすることができる。
また、ＰＷＭ制御の入力信号Ｉｃ＊の零クロス点を用い
ないで制御しているため、小さな入力信号のときも問題
なく制御できる。
ないで制御しているため、小さな入力信号のときも問題
なく制御できる。
（実施例） 第１図は本発明の電流形ＰＷＭ変換器の実施例を示す構
成図である。
成図である。
図中、ＳＵＰは交流電源、ＬＦ及びＣＦはフィルタ回路
のリアクトルとコンデンサ、ＣＯＮＶは、ＰＷＭコンバ
ータ本体、Ｌｄは直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷であ
る。
のリアクトルとコンデンサ、ＣＯＮＶは、ＰＷＭコンバ
ータ本体、Ｌｄは直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷であ
る。
ＰＷＭコンバータ本体ＣＯＮＶは、４つの自己消弧素子
（大電力トランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ
等）Ｓ１〜Ｓ４で構成され、単相ブリッジ結線されてい
る。
（大電力トランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ
等）Ｓ１〜Ｓ４で構成され、単相ブリッジ結線されてい
る。
また、制御回路として、直流電流検出器ＣＴｄ、比較器
Ｃｄ、電流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）、乗算器ＭＬ、加算
器ＡＤ１〜ＡＤ３、搬送波発生器ＴＲＧ、シュミット回
路ＳＨ１，ＳＨ２が用意されている。
Ｃｄ、電流制御補償回路Ｇｄ（ｓ）、乗算器ＭＬ、加算
器ＡＤ１〜ＡＤ３、搬送波発生器ＴＲＧ、シュミット回
路ＳＨ１，ＳＨ２が用意されている。
ＰＷＭコンバータＣＯＮＶは直流電流Ｉｄがほぼ一定に
なるように電源ＳＵＰから供給される電流Ｉｓを制御す
る。このとき電流Ｉｓが電源電圧Ｖｓと同相の正弦波に
なるように制御し、入力力率＝１で高調波の少ない変換
器としている。
なるように電源ＳＵＰから供給される電流Ｉｓを制御す
る。このとき電流Ｉｓが電源電圧Ｖｓと同相の正弦波に
なるように制御し、入力力率＝１で高調波の少ない変換
器としている。
ＰＷＭ制御の入力信号Ｉｄ＊を得るまでの説明は第３図
で行った説明と同じなので詳細する。ここでは、ＰＷＭ
制御動作に焦点を合わせて説明する。
で行った説明と同じなので詳細する。ここでは、ＰＷＭ
制御動作に焦点を合わせて説明する。
第２図は第１図の装置のＰＷＭ制御動作を説明するため
のタイムチヤート図で、Ｘ，Ｙは、搬送波発生器ＴＲＧ
から出力される搬送波信号、Ｉｃ＊は、前記入力信号、
ｇ１，ｇ２は、ゲート信号、Ｉｃは、コンバータの入力
電流波形を各々示す。
のタイムチヤート図で、Ｘ，Ｙは、搬送波発生器ＴＲＧ
から出力される搬送波信号、Ｉｃ＊は、前記入力信号、
ｇ１，ｇ２は、ゲート信号、Ｉｃは、コンバータの入力
電流波形を各々示す。
三角波Ｘに対して、三角波Ｙは、位相が180°ずれてい
る。また、Ｘ，Ｙは、正及び負の値に振れている。
る。また、Ｘ，Ｙは、正及び負の値に振れている。
加算器ＡＤ２及びシュミット回路ＳＨ１によってゲート
信号 ｇ１を作る。すなわち、 Ｉｃ＊−Ｘ＞０のときｇ１＝“１” Ｉｃ＊−Ｘ＜０のときｇ１＝“０” となる。また、このゲート信号 ｇ１によって、素子Ｓ
１とＳ２をオン，オフさせる。すなわち、 ｇ１＝“１”のとき、Ｓ１：オン，Ｓ２：オフ ｇ１＝“０”のとき、Ｓ１：オフ，Ｓ２：オン となる。
信号 ｇ１を作る。すなわち、 Ｉｃ＊−Ｘ＞０のときｇ１＝“１” Ｉｃ＊−Ｘ＜０のときｇ１＝“０” となる。また、このゲート信号 ｇ１によって、素子Ｓ
１とＳ２をオン，オフさせる。すなわち、 ｇ１＝“１”のとき、Ｓ１：オン，Ｓ２：オフ ｇ１＝“０”のとき、Ｓ１：オフ，Ｓ２：オン となる。
また、加算器ＡＤ３及びシュミット回路ＳＨ２によって
ゲート信号 ｇ２作る。すなわち、 Ｉｃ＊−Ｙ＞０のとき、ｇ２＝“１” Ｉｃ＊−Ｙ＜０のとき、ｇ２＝“０” となる。このゲート信号 ｇ２によって素子Ｓ３とＳ４
をオン，オフさせる。すなわち、 ｇ２＝“１”のときＳ３：オフ、Ｓ４：オン ｇ２＝“０”のときＳ３：オン、Ｓ４：オフ となる。
ゲート信号 ｇ２作る。すなわち、 Ｉｃ＊−Ｙ＞０のとき、ｇ２＝“１” Ｉｃ＊−Ｙ＜０のとき、ｇ２＝“０” となる。このゲート信号 ｇ２によって素子Ｓ３とＳ４
をオン，オフさせる。すなわち、 ｇ２＝“１”のときＳ３：オフ、Ｓ４：オン ｇ２＝“０”のときＳ３：オン、Ｓ４：オフ となる。
この結果、ＰＷＭ制御入力信号Ｉｃ＊が搬送波Ｘより大
きく、かつ搬送波Ｙよりも大きい場合、素子 Ｓ１とＳ
４がオン、Ｓ２とＳ３がオフとなり、直流電流Ｉｄは、
素子Ｓ４→電源ＳＵＰ→リアクトルＬＦ→素子Ｓ１→直
流リアクトルＬｄ→負荷 ＬＯＡＤの経路と、素子Ｓ４
→コンデンサＣＦ→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負
荷ＬＯＡＤの経路を流れる。故にコンバータの入力電流
Ｉｃは、Ｉｃ＝Ｉｄとなる。
きく、かつ搬送波Ｙよりも大きい場合、素子 Ｓ１とＳ
４がオン、Ｓ２とＳ３がオフとなり、直流電流Ｉｄは、
素子Ｓ４→電源ＳＵＰ→リアクトルＬＦ→素子Ｓ１→直
流リアクトルＬｄ→負荷 ＬＯＡＤの経路と、素子Ｓ４
→コンデンサＣＦ→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負
荷ＬＯＡＤの経路を流れる。故にコンバータの入力電流
Ｉｃは、Ｉｃ＝Ｉｄとなる。
また、入力信号Ｉｃ＊が搬送波Ｘより小さく、かつ搬送
波Ｙよりも小さい場合、素子Ｓ２とＳ３がオンし、素子
Ｓ１とＳ４がオフする。従って、直流電流Ｉｄは、素子
Ｓ３→リアクトルＬＦ→電源ＳＵＢ→素子Ｓ２→直流リ
アクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路と、素子Ｓ３→コン
デンサＣＦ→素子Ｓ２→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯ
ＡＤの経路に流れる。故に入力電流はＩｃ＝−Ｉｄとな
る。
波Ｙよりも小さい場合、素子Ｓ２とＳ３がオンし、素子
Ｓ１とＳ４がオフする。従って、直流電流Ｉｄは、素子
Ｓ３→リアクトルＬＦ→電源ＳＵＢ→素子Ｓ２→直流リ
アクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路と、素子Ｓ３→コン
デンサＣＦ→素子Ｓ２→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯ
ＡＤの経路に流れる。故に入力電流はＩｃ＝−Ｉｄとな
る。
また、Ｘ＜Ｉｃ＊＜Ｙの場合、素子Ｓ１とＳ３がオン、
素子Ｓ２とＳ４がオフとなり、直流電流Ｉｄは素子Ｓ３
→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路
に流れ、環流モードとなる。故にＩｃ＝０となる。
素子Ｓ２とＳ４がオフとなり、直流電流Ｉｄは素子Ｓ３
→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路
に流れ、環流モードとなる。故にＩｃ＝０となる。
同様に、Ｙ＜Ｉｃ＊＜ｘの場合、素子Ｓ２とＳ４がオ
ン、素子Ｓ１とＳ３がオフとなり、直流電流Ｉｄは、素
子Ｓ４→素子Ｓ２→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤ
の経路に流れ、やはり環流モードとなる。故にＩｃ＝０
となる。
ン、素子Ｓ１とＳ３がオフとなり、直流電流Ｉｄは、素
子Ｓ４→素子Ｓ２→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤ
の経路に流れ、やはり環流モードとなる。故にＩｃ＝０
となる。
以上のようにして、入力電流Ｉｃが決定され、その制御
周波数は第２図に示したように搬送波周波数ｃ（素子
のスイッチング周波数）の２倍になる。
周波数は第２図に示したように搬送波周波数ｃ（素子
のスイッチング周波数）の２倍になる。
Ｉｃの平均値（破線で示す）は、ＰＷＭ制御の入力信号
Ｉｃ＊に比例した値となる。すなわち、Ｉｃ＊が大きく
なると、素子Ｓ１とＳ４のオン期間が長くなり、入力電
流Ｉｃは増大し、Ｉｃ＊が小さくなり、零に近ずくと、
環流モードの期間が増加して、Ｉｃ≒０となる。またＩ
ｃ＊の値が負の値で大きくなると、素子Ｓ２とＳ３のオ
ン期間が長くなり、入力電流Ｉｃは負の値で大きくな
る。
Ｉｃ＊に比例した値となる。すなわち、Ｉｃ＊が大きく
なると、素子Ｓ１とＳ４のオン期間が長くなり、入力電
流Ｉｃは増大し、Ｉｃ＊が小さくなり、零に近ずくと、
環流モードの期間が増加して、Ｉｃ≒０となる。またＩ
ｃ＊の値が負の値で大きくなると、素子Ｓ２とＳ３のオ
ン期間が長くなり、入力電流Ｉｃは負の値で大きくな
る。
このように本発明の電流形ＰＷＭ変換器の制御方法によ
れば、ＰＷＭ制御の入力信号Ｉｃ＊が小さくなっても何
ら問題なく制御され、かつコンバータの入力電流Ｉｃの
制御周波数は搬送波周波数ｃの２倍となり、その分フ
ィルタ回路のコンデンサやリアクトルの値を小さくする
ことが可能となる。
れば、ＰＷＭ制御の入力信号Ｉｃ＊が小さくなっても何
ら問題なく制御され、かつコンバータの入力電流Ｉｃの
制御周波数は搬送波周波数ｃの２倍となり、その分フ
ィルタ回路のコンデンサやリアクトルの値を小さくする
ことが可能となる。
以上のことは、電流形ＰＷＭインバータでも同様に可能
であることは言うまでもない。
であることは言うまでもない。
［発明の効果］ 以上にように本発明の電流形ＰＷＭ変換器の制御方法に
よれば、ＰＷＭ制御の入力信号Ｉｃの零クロス点を用い
ることなくゲート信号を作っているため、当該入力信号
Ｉｃ＊が小さな値となった場合でも、良好なＰＷＭ制御
を行うことができる。また、変換器の交流側電流Ｉｃの
制御周波数は、搬送波周波数ｃ（素子のスイッチング
周波数）の２倍となり、その分だけ、フィルタ回路のコ
ンデンサＣＦやリアクトルＬＦの値を小さくすることが
できる。従ってスイッチング周波数に限界のある大電力
トランジスタやゲートターンオフサイリスタを用いるシ
ステムには特に効果を発揮するものである。
よれば、ＰＷＭ制御の入力信号Ｉｃの零クロス点を用い
ることなくゲート信号を作っているため、当該入力信号
Ｉｃ＊が小さな値となった場合でも、良好なＰＷＭ制御
を行うことができる。また、変換器の交流側電流Ｉｃの
制御周波数は、搬送波周波数ｃ（素子のスイッチング
周波数）の２倍となり、その分だけ、フィルタ回路のコ
ンデンサＣＦやリアクトルＬＦの値を小さくすることが
できる。従ってスイッチング周波数に限界のある大電力
トランジスタやゲートターンオフサイリスタを用いるシ
ステムには特に効果を発揮するものである。
第１図は本発明の電流形ＰＷＭ変換器の実施例を示す構
成図、第２図は第１図の装置の動作を説明するためのタ
イムチヤート図、第３図は、従来の装置の構成図、第４
図は第３図の装置の動作を説明するためのタイムチヤー
ト図である。 ＳＵＰ…交流電源、ＬＦ…フィルタ回路のリアクトル、
ＣＦ…フィルタ回路のコンデンサ、 ＣＯＮＶ…電流形ＰＷＭ変換器本体、Ｌｄ…直流リアク
トル、ＬＯＡＤ…負荷、Ｓ１〜Ｓ４…自己消弧素子、Ｃ
Ｔｄ…直流電流検出器、Ｃｄ…比較器、Ｇｄ（ｓ）…電
流制御補償回路、ＭＬ…乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ３…加算
器、ＴＲＧ…搬送波発生器、ＳＨ１，ＳＨ２…シュミッ
ト回路。
成図、第２図は第１図の装置の動作を説明するためのタ
イムチヤート図、第３図は、従来の装置の構成図、第４
図は第３図の装置の動作を説明するためのタイムチヤー
ト図である。 ＳＵＰ…交流電源、ＬＦ…フィルタ回路のリアクトル、
ＣＦ…フィルタ回路のコンデンサ、 ＣＯＮＶ…電流形ＰＷＭ変換器本体、Ｌｄ…直流リアク
トル、ＬＯＡＤ…負荷、Ｓ１〜Ｓ４…自己消弧素子、Ｃ
Ｔｄ…直流電流検出器、Ｃｄ…比較器、Ｇｄ（ｓ）…電
流制御補償回路、ＭＬ…乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ３…加算
器、ＴＲＧ…搬送波発生器、ＳＨ１，ＳＨ２…シュミッ
ト回路。
Claims (1)
- 【請求項１】４つの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４によって単
相ブリッジ結線された電流形ＰＷＭ変換器において、位
相が１８０°ずれた２つの搬送波信号Ｘ，Ｙを用意し、
パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）の入力信号Ｉｃ＊と一
方の搬送波Ｘとを比較し、その結果に基づいて前記変換
器の正側の２つの素子Ｓ１及びＳ２にゲート信号を与
え、また、前記入力信号Ｉｃ＊と他方の搬送波Ｙとを比
較し、その結果に基づいて前記変換器の負側の２つの素
子Ｓ３及びＳ４にゲート信号を与えるようにしたことを
特徴とする電流形ＰＷＭ変換器の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62078605A JPH0667200B2 (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62078605A JPH0667200B2 (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63245268A JPS63245268A (ja) | 1988-10-12 |
| JPH0667200B2 true JPH0667200B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=13666518
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62078605A Expired - Fee Related JPH0667200B2 (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667200B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101895222B (zh) * | 2010-06-02 | 2012-06-20 | 黑龙江科技学院 | 基于反相交叉的多载波tpwm调制方法 |
| JP4911241B1 (ja) * | 2010-11-16 | 2012-04-04 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5236057B2 (ja) * | 2011-09-02 | 2013-07-17 | 三菱電機株式会社 | 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機 |
-
1987
- 1987-03-31 JP JP62078605A patent/JPH0667200B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63245268A (ja) | 1988-10-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |