JPH01202157A - コイル用直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はコイル用直流電源装置にかかり、詳しくはマグ
ネット等を構成するコイル負荷に安定かつ低リプルの直
流電流を供給するための直流電源装置に関する。

（従来の技術） 第７図は、従来におけるこの種の直流電源装置による給
電システムの基本構成を示すもので１図において、１０
０は入力交流電力を直流電力に変換する直流電源装置、
２００はマグネットを構成するコイルである。この給電
システムでは、第８図に示すようなパターンの負荷電流
ＩＬが直流電源装置１００からコイル２００に供給され
るが、この負荷電流ＩＬは通常、低リプルであることが
要求されている。

この点に鑑み、従来では第９図に示すような構成の直流
電源装置１００　’が用いられていた。すなわち同図に
おいて、１０１は交流電圧が供給されるトランス、１０
２はサイリスタブリッジ、１０３は直流リアクトル、１
０４は直流リアクトル１０３と共に逆り形のフィルタを
構成する平滑用のコンデンサを示している。

かかる直流電源装置１００′において、交流電圧はトラ
ンス１０１にて変圧絶縁された後、サイリスタブリッジ
１０２により整流され、その後前記フィルタを介して負
荷としてのコイル２００に供給される。

ここで、前記フィルタは、整流後の電圧が大きな脈動（
三相ブリッジの場合、基本周波数が電源周波数の６倍の
りプル）を伴うため、その低減に供されるものである。

また、このリプルを一層除去するために、例えば第１０
図に示すような構成の直流電源装置１００”が既に提案
されている。この直流電源装置１００”にあっては、ト
ランスｌ０ＩＡ、　ｌ０ＩＢを介して並列二重化された
サイリスタブリッジ１０２Ａ、　１０２Ｂを有し、かつ
フィルタを直流リアクトル１０３Ａ、　１０３Ｂ　、　
１０５及びコンデンサ１０４．１０６によって２段構成
としたものであり、この直流電源装置１００”において
も出力のりプルを低減することができる。

（発明が解決しようとする課題） しかるに、これらの直流電源袋ｇｌｌｏＯ’、　１００
”において、出力リプル低減の主要な役割を果たす直流
リアクトル及びコンデンサからなるフィルタは、直流電
源袋＠ｌｏｏ’、　１００”への入力交流電圧の不平衡
に起因する低周波リプルをも除去するため、前記交流電
圧の周波数（商用周波数）以下の低次の共振周波数を有
することが要求される。

このため、上記フィルタが遅れ要素及び振動要素となっ
て負荷電流の立ち上げや立ち下げ等の過渡応答性能に悪
影響を及ぼし、電流設定値に対する直線性が悪く、オー
バーシュート、アンダーシュート等の不都合を生じてお
り、かかる課題の解決が望まれていた。

本発明は上記課題を解決するために提案されたもので、
その目的とするところは、安定した低リプルの直流電圧
を供給可能な直流定電圧源と、電圧可逆形２象限チョッ
パを組合せることにより、過渡応答性能や出力の直線性
に優れ、オーバーシュート等の不都合もなく出力電流の
りプルを低減させ得るコイル用直流電源装置を提供する
ことにある。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、交流−直流変換を
行って直流平滑回路から一定の直流電圧を出力する電力
回生可能な直流定電圧源と、前記直流電圧を入力として
高周波スイッチング動作によりマグネット等を構成する
コイルに直流電流を供給する電圧可逆形２象限チョッパ
とを備えたことを特徴とする。

ここで、上記直流定電圧源は、可逆式サイリスタコンバ
ータと直流リアクトル及び平滑用コンデンサからなるフ
ィルタとを組合せたものや、電圧形自励式インバータと
平滑用コンデンサとを組合せたものによって構成される
。

（作用） 本発明によれば、入力交流電圧を直流電圧に変換する直
流定電圧源により、入力交流電圧の周波数（商用周波数
）以下の低次周波数の脈動成分までが平滑除去され、直
流定電圧源からは低リプルで一定の直流中間電圧が出力
される。この直流中間電圧は電圧可逆形２象限チョッパ
に供給され、かかるチョッパの高周波スイッチング動作
により低リプルの負荷電流がコイル供給される６また、
電圧可逆形２象限チョッパのゲート信号を制御すること
により、負荷電流の方向を一定としたまま出力電圧の極
性を反転させてカ行、回生運転が行われ５回生電力は直
流定電圧源を介して交流電源側に供給されることになる
。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明にかかるコイル用直流電源装置１０の
一実施例を示すもので、この電源装置ＩＯは、交流電圧
を一定の直流電圧に変換して出力するエネルギー回生可
能な直流定電圧源１１と、前記直流電圧を入力として高
周波スイッチング動作を行い、出力電流（負荷電流）Ｉ
しの極性を一定としたまま電圧極性を可逆制御して負荷
としてのマグネット用コイル２００及び直流定電圧源１
１の双方向にエネルギーを転送する電圧可逆形２象限チ
ョッパ（以下、単にチョッパという）１２とから構成さ
れている。

ここで、チョッパ１２は、直流定電圧源１１の正側端子
に接続されたサイリスタからなる第１のチョップ部１３
と、このチョップ部１３の出力側にカソードが接続され
、かつアノードが直流定電圧源１１の負側端子に接続さ
れた還流ダイオード１４と、出力側が直流定電圧源１１
の負側端子に接続された第２のチョップ部１５と、この
チョップ部１５の入力側にアノードが接続され、かつカ
ソードが直流定電圧源１１の正側端子に接続された還流
ダイオード１６とを備えている。そして、チョップ部１
３の出力側とチョップ部１５の入力側との間にコイル２
００が接続されている。

次に、第１図における直流定電圧源１１としては。

例えば第２図に示すように、トランス１１１と、逆並列
接続された三相サイリスタブリッジ１１２．１１３から
なる可逆式サイリスタコンバータと、直流リアクトル１
１４と、平滑用のコンデンサ１１５とから構成される直
流定電圧源１１Ａが考えられる。なお、第２図において
交流側は単線図で示しである。ここで、コンデンサ１１
５の容量は比較的大きくし、コンデンサ１１５及び直流
リアクトル１１４からなるフィルタの共振周波数は直流
定電圧源１１Ａの入力交流電圧の商用周波数よりも低次
に設定されている。

この直流定電圧源１１Ａにおいては、サイリスタブリッ
ジ１１２からなるコンバータによって交流電圧が直流電
圧に変換されるが、前記フィルタの作用により、コンバ
ータが本質的に発生する出力リプルは勿論のこと、入力
交流電圧の不均衡に起因する低周波リプルをも減衰させ
ることができる。

また、コンデンサ１１５の容量を大きくすることで、Ｐ
−Ｎ間の出力電圧（直流中間電圧）Ｅｄｃの変動を抑え
、安定化することができる。更に、他方のサイリスクブ
リッジ１１３の動作により、直流側の電流方向を逆転さ
せてエネルギーを交流電源側に回生ずることが可能であ
る。

なお、上記サイリスタコンバータは、リプルを一層低減
させるために多重化してもよく、また半導体スイッチ素
子としてＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタやパワ
トランジスタを用いて自励式コンバータとすれば、入力
側力率を改善して運転することができる。

次いで、直流定電圧源１１の他の例として、第３図に示
すものがある。この第３図に示される直流定電圧源１１
Ｂは、トランス１１１と、連係用の交流リアクトル１１
６と、ＧＴＯサイリスタ及び並列ダイオードの三相ブリ
ッジからなる電圧形自励式インバータ１１７と、平滑用
のコンデンサ１１８とから構成されており、いわゆる系
統連繋インバータによる直流中間電圧一定制御方式によ
り出力電圧Ｅｄｃを一定値に保つものである。

この直流定電圧源１１Ｂにおいては、カ行時にコンバー
タとしての電圧形自励式インバータ１１７内のダイオー
ドを介して変換された直流電力がチョッパ１２側に供給
され、また、回生時にはＧＴＯサイリスタを介して変換
された交流電力が交流電源側に供給される。このエネル
ギーフローの反転は、インバータ１１７の出力電圧位相
と交流電源（系統）側電圧位相との進み遅れ制御のみで
行うことができるから、制御が容易であり、力率を１と
する運転も可能である。更に、平滑用のコンデンサ１１
８の容量を大きくすることにより、直流中間電圧Ｅｄｃ
の変動を容易に抑制することができる。

上述したような直流定電圧源１１Ａ、ＩＩＢにより、低
脈動で一定の直流中間電圧Ｅｄｃが生成され、この電圧
Ｅｄｃは第１図に示したチョッパ１２の入力側に供給さ
れる。

次いで、このチョッパ１２の動作を第４図及び第５図を
参照しつつ説明する。

まず、第４図は負荷電流工しの立ち上げ時の動作波形で
ある。チョップ部１３．１５の制御回路（図示せず）に
おいては、三角波と制御信号との比較によりゲート信号
が生成されるが、この制御信号の大きさは、立ち上げ時
では第１のチョップ部１３について＋λ、第２のチョッ
プ部１５について−λに設定されている。そして、上記
ゲート信号が供給される各チョップ部１３．１５は、第
４図に示す、如くゲート信号の１周期のうち双方ともＯ
Ｎする期間を有するように、商用周波数に比べ高周波で
スイッチングされる。

第４図において、第１及び第２のチョップ部１３゜１５
が何れもＯＮしている期間では、チョッパ１２の出力電
圧ＥＬは直流中間電圧Ｅｄｃと同極性になり、電流工し
が直流定電圧源からチョップ部１３→コイル２００→チ
ョップ部１５の経路でコイル２００に供給され、この電
流工しは次第に増加する。また、チョップ部１３．１５
の何れか一方がＯＮしている状態では、チョップ部１３
→コイル２００→還流ダイオード１６またはチョップ部
１５→還流ダイオード１４→コイル２００の経路でコイ
ル２００に蓄えられたエネルギーが放出され、この間は
負荷電流Ｉしがほぼ一定値に維持される。

この動作の繰返しにより、負荷電流ＩＬは次第に増加し
て設定値に達することとなる。

次に負荷電流工、の立ち下げ時においては、立ち上げ時
とは逆に、第５図に示す如く第１のチョップ部１３の制
御信号が−λの大きさに、また、第２のチョップ部１５
の制御信号が＋λの大きさに設定される。これにより、
ゲート信号の１周期のうち何れのチョップ部１３．１５
もＯＮＬない期間が生じることになり、この期間では還
流ダイオード１４゜１６がＯＮしてコイル２００から直
流定電圧源側にエネルギーが回生される。すなわち、こ
の時には、チゴッパ１２の出力電圧Ｅ、は直流中間電圧
Ｅｄｃに対して逆極性となり、負荷電流ＩＬはその方向
が立ち上げ時と同一のまま次第に減少していく。

更に、チョップ部１３．１５のうち何れか一方がＯＮし
ている期間では、前記同様にコイル２００に蓄えられた
エネルギーが還流ダイオード１６または１４゛　を介し
て放出され、負荷電流工しはほぼ一定値となる。

以上の動作の繰返しにより、負荷電流工、は次第にゼロ
に近付いていくものであり、チョップ部１３、１５の高
速スイッチングによって過渡応答時にも高速かつ低リプ
ルの負荷電流ＩＬを供給することが可能となる。

なお、この実施例において、チョッパ１２の出力電圧Ｅ
Ｌのりプルに制約がない場合には、第１図に示すように
チョッパ１２の出力側にコイル２００を直接接続した場
合でも低リプルの負荷電流ＩＬを供給することができる
。また、電圧リプルをも低減したい場合や、あるいは電
流リプルを一層低減させたい場合には、第６図に示すよ
うにチョッパ１２の出力側に直流リアクトル２１及び平
滑用のコンデンサ２２からなるフィルタを追加すればよ
い。但し、この場合でも、もともとのりプル周波数が高
いため、フィルタとしては容量の小さなもので足り、大
容量のフィルタによって応答性能を悪化させる心配はな
い。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、交流−直流変換を行い、
直流平滑回路の機能を最大限に活かして安定かつ低リプ
ルの直流定電圧を発生する電力回生可能な直流定電圧源
を１段目の変換装置として用い、その出力側に高周波ス
イッチング動作により出力制御する電圧可逆形２象限チ
ョッパを２段目の変換装置として用いたため、従来では
両立し得なかった高速応答性と出力電流の低リプルとい
う性能を共に満足させることができ、幅広い用途のコイ
ル用電源装置を実現することができるという効果を有す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかるコイル用直流電源装置の一実施
例の基本構成を示す回路図、第２図及び第３図は直流定
電圧源の構成図、第４図及び第５図は電圧可逆形２象限
チョッパの動作を示す波形図、第６図は電圧可逆形２象
限チョッパの出力側の回路構成図、第７図は従来例の基
本構成を示す回路図、第８図は負荷電流のパターンの説
明図、第９図及び第１０図は従来例における直流電源装
置の回路図である。 １０・・・コイル用直流電源装置 １１、　ＩＩＡ、　ＩＩＢ・・・直流定電圧源１２・・
・電圧可逆形２象限チョッパ １１４・・・直流リアクトル １１５、１１８・・・平滑用コンデンサ２００・・・コ
イル 脈　　　　　２ 第７図 第８図 第１０図 ０２Ｂ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流−直流変換を行って直流平滑回路から一定の直流電
   圧を出力する電力回生可能な直流定電圧源と、前記直流
   電圧を入力として高周波スイッチング動作によりコイル
   に直流電流を供給する電圧可逆形２象限チョッパとを備
   えたことを特徴とするコイル用直流電源装置。