JPS6232707B2 - - Google Patents
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- JPS6232707B2 JPS6232707B2 JP1168582A JP1168582A JPS6232707B2 JP S6232707 B2 JPS6232707 B2 JP S6232707B2 JP 1168582 A JP1168582 A JP 1168582A JP 1168582 A JP1168582 A JP 1168582A JP S6232707 B2 JPS6232707 B2 JP S6232707B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流直流変換方法特に被変換直流をイ
ンバータによつて一旦交流変換しさらに直流に変
換する機能を有するいわゆるACリンク付DC−
DCコンバータの制御方法の改良に関する。
ンバータによつて一旦交流変換しさらに直流に変
換する機能を有するいわゆるACリンク付DC−
DCコンバータの制御方法の改良に関する。
一般にDC−DCコンバータとしては各種の方式
のものが実用されているところであり、さらには
チヨツパ回路を採用したチヨツパ式DC−DCコン
バータには入力電圧よりも高い直流電圧を得る昇
圧チヨツパおよび入力電圧よりも低い直流電圧を
得る降圧チヨツパとして第１図に示すものが公知
である。
のものが実用されているところであり、さらには
チヨツパ回路を採用したチヨツパ式DC−DCコン
バータには入力電圧よりも高い直流電圧を得る昇
圧チヨツパおよび入力電圧よりも低い直流電圧を
得る降圧チヨツパとして第１図に示すものが公知
である。
すなわち、第１図ａ，ｂは昇圧形チヨツパコン
バータ、降圧形チヨツパコンバータを示すもの
で、１，１′はトランジスタ、ゲートターンオフ
（GTO）サイリスタあるいは強制転流回路をもつ
サイリスタなど外部制御信号により閉接または開
離を行う制御整流素子、２，２′は整流素子、
３，３′は平滑リアクトル、４，４′は平滑コンデ
ンサ、P1，N1は入力端子、P2，N2，P2′，N2′は出
力端子である。
バータ、降圧形チヨツパコンバータを示すもの
で、１，１′はトランジスタ、ゲートターンオフ
（GTO）サイリスタあるいは強制転流回路をもつ
サイリスタなど外部制御信号により閉接または開
離を行う制御整流素子、２，２′は整流素子、
３，３′は平滑リアクトル、４，４′は平滑コンデ
ンサ、P1，N1は入力端子、P2，N2，P2′，N2′は出
力端子である。
かくの如きものはそれぞれつぎの如き得失をも
つことが知られている。
つことが知られている。
(1) 昇圧形チヨツパコンバータは、(イ)昇圧のみ可
能で電気車両のように入力が高圧直流の場合直
流出力がより高圧となるために自由度がなく、
(ロ)平滑コンデンサ４への電流が間欠的なものと
なつてリツプル電流が大きく、(ハ)入力電流が比
較的リツプルを少なくし得る方式のものであ
る。
能で電気車両のように入力が高圧直流の場合直
流出力がより高圧となるために自由度がなく、
(ロ)平滑コンデンサ４への電流が間欠的なものと
なつてリツプル電流が大きく、(ハ)入力電流が比
較的リツプルを少なくし得る方式のものであ
る。
(2) 降圧形チヨツパコンバータは、(イ)降圧のみ可
能で電気車両のように入力電圧の変動範囲が広
い場合出力電圧を入力電圧の最低値以下に選ば
なくてはならず自由度がなく、(ロ)平滑リアクト
ル３′の電流が昇圧形に比しかなり大きなもの
となつて平滑リアクトル部分の重量・寸法の増
大を招き、(ハ)チヨツパによる入力電流が間欠的
になつてリツプル電流がかなり大きくなり入力
電源への悪影響を及ぼすことになるものであ
る。
能で電気車両のように入力電圧の変動範囲が広
い場合出力電圧を入力電圧の最低値以下に選ば
なくてはならず自由度がなく、(ロ)平滑リアクト
ル３′の電流が昇圧形に比しかなり大きなもの
となつて平滑リアクトル部分の重量・寸法の増
大を招き、(ハ)チヨツパによる入力電流が間欠的
になつてリツプル電流がかなり大きくなり入力
電源への悪影響を及ぼすことになるものであ
る。
また、インバータ部分を有して中間に交流が介
在するACリンク付DC−DCコンバータとしてつ
ぎのものが公知である。
在するACリンク付DC−DCコンバータとしてつ
ぎのものが公知である。
第２図は従来例のACリンク付DC−DCコンバ
ータを示すもので、１１，１２，１３，１４は前
記制御整流素子１，１′と同じ機能を有する制御
整流素子、２１，２２，２３，２４，２５，２
６，２７，２８は整流素子、３１は平滑リアクト
ル、４１は平滑トランジスタ、５′は変圧器、
P11，N11は直流入力端子、AC1，AC2，AC3，
AC4は交流端子、P21，N21は直流出力端子であ
る。かようなものは慣用されているところであつ
てその詳細説明を省略するが、制御整流素子１１
〜１４および整流素子２１〜２４からなる回路よ
り電圧形の単相ブリツジインバータを形成して電
圧制御を行う場合パルス幅制御より交流出力電圧
を制御するものであり、この交流出力を変圧器５
を介して整流素子２５〜２８による整流回路にて
直流変換し、平滑リアクトル３１、平滑コンデン
サ４１によつて平滑された直流電圧として出力す
るものである。
ータを示すもので、１１，１２，１３，１４は前
記制御整流素子１，１′と同じ機能を有する制御
整流素子、２１，２２，２３，２４，２５，２
６，２７，２８は整流素子、３１は平滑リアクト
ル、４１は平滑トランジスタ、５′は変圧器、
P11，N11は直流入力端子、AC1，AC2，AC3，
AC4は交流端子、P21，N21は直流出力端子であ
る。かようなものは慣用されているところであつ
てその詳細説明を省略するが、制御整流素子１１
〜１４および整流素子２１〜２４からなる回路よ
り電圧形の単相ブリツジインバータを形成して電
圧制御を行う場合パルス幅制御より交流出力電圧
を制御するものであり、この交流出力を変圧器５
を介して整流素子２５〜２８による整流回路にて
直流変換し、平滑リアクトル３１、平滑コンデン
サ４１によつて平滑された直流電圧として出力す
るものである。
かくの如き方式によるACリンク付DC−DCコ
ンバータの特徴はつぎの如くである。
ンバータの特徴はつぎの如くである。
(1) 中間に配設されて結合するための変圧器５の
昇圧・降圧作用によつて出力電圧を自由に選ぶ
ことができる。
昇圧・降圧作用によつて出力電圧を自由に選ぶ
ことができる。
(2) 直流出力電圧を制御するのが一般的であるに
対してパルス幅制御による交流出力を整流した
直流電圧が間欠的になつて平滑リアクトル３１
および平滑コンデンサ４１を必要とし、入力電
流も間欠的になりリツプル電流が大きなものに
なる。
対してパルス幅制御による交流出力を整流した
直流電圧が間欠的になつて平滑リアクトル３１
および平滑コンデンサ４１を必要とし、入力電
流も間欠的になりリツプル電流が大きなものに
なる。
(3) 変圧器５の容量は出力容量に見合うものが必
要となる。
要となる。
本発明は上述したような各方式に着目しかかる
従来方式の長所のみを活用せしめるようにした
ACリンク付DC−DCコンバータを実現し得る方
法を提供するものである。以下本発明を図面に基
づいて説明する。
従来方式の長所のみを活用せしめるようにした
ACリンク付DC−DCコンバータを実現し得る方
法を提供するものである。以下本発明を図面に基
づいて説明する。
第３図は本発明が適用される一実施例の要部構
成を示すものである。すなわち、平滑リアクトル
３１′および制御整流素子１１′，１２′，１３′，
１４′からなる回路より単相の電流形インバータ
を構成し、制御整流素子１１″，１２″とこれらの
制御整流素子にそれぞれ逆並列接続される帰還用
整流素子（以下単に整流素子という）２１″，２
２″と平滑コンデンサ４１′，４１″より単相のハ
ーフブリツジの電圧形インバータを構成する。し
かもこれら電流形インバータの正極端子ＰI、負
極端子ＮIおよび電圧形インバータの正極端子Ｐ
V、負極端子ＮVにおいてその負極端子ＮIと正極
端子ＰVを直列に接続し、また各インバータの交
流端子AC1′，AC2′と交流端子AC3′，AC4′間を変
圧器６を介して接続してなる構成を示すものであ
る。なお、前述の電流形インバータおよび電圧形
インバータの部分は慣用技術であつてその詳細説
明を省略する。さらには制御整流素子１１′〜１
４′，１１″，１２″は第１図および第２図に示し
たものと同一のものであつてよい。
成を示すものである。すなわち、平滑リアクトル
３１′および制御整流素子１１′，１２′，１３′，
１４′からなる回路より単相の電流形インバータ
を構成し、制御整流素子１１″，１２″とこれらの
制御整流素子にそれぞれ逆並列接続される帰還用
整流素子（以下単に整流素子という）２１″，２
２″と平滑コンデンサ４１′，４１″より単相のハ
ーフブリツジの電圧形インバータを構成する。し
かもこれら電流形インバータの正極端子ＰI、負
極端子ＮIおよび電圧形インバータの正極端子Ｐ
V、負極端子ＮVにおいてその負極端子ＮIと正極
端子ＰVを直列に接続し、また各インバータの交
流端子AC1′，AC2′と交流端子AC3′，AC4′間を変
圧器６を介して接続してなる構成を示すものであ
る。なお、前述の電流形インバータおよび電圧形
インバータの部分は慣用技術であつてその詳細説
明を省略する。さらには制御整流素子１１′〜１
４′，１１″，１２″は第１図および第２図に示し
たものと同一のものであつてよい。
かかる回路構成の制御動作を第４図〜第６図に
より詳述する。まず、基本動作例を第４図に示す
制御信号の入力と各部波形を表す図面を用いて説
明する。
より詳述する。まず、基本動作例を第４図に示す
制御信号の入力と各部波形を表す図面を用いて説
明する。
さて、電圧形インバータの直流端子間の電圧を
2VDとするに、電圧形インバータの交流出力電圧
ｅINVは制御整流素子１１″，１２″により一義的
に決められて波高値ＶDである矩形波になり図示
の如くである。また電流形インバータの交流端子
AC1′，AC2′には変圧器６の巻線比を（電流形イ
ンバータ巻線６ａ：電圧形インバータ巻線６ｂ＝
ｎ：１）とすれば波高値nVDの矩形波が供給され
ることとなる。いま期間PD1にて制御整流素子１
１′，１４′の導通から直流電圧υBは（−nVD）
になり、期間PD2において前記交流出力電圧ｅIN
Ｖが極性反転して直流電圧υBは（＋nVD）とな
る。さらに期間PD3になるに制御整流素子１
２′，１３′が導通するため直流電圧υBは（−
nVD）になり、期間PD4になるとｅINVが再び極性
反転するのでυBは（＋nVD）となる。このよう
な期間PD1から期間PD4まで動作周期の１サイク
ルを終了するものになつてその直流電圧υBは例
示のものになる。ここに、この直流電圧υBの平
均値と前記直流端子間の電圧2VDを加算したもの
が被直流電源（図示せず）より与えられる入力電
圧Ｅと等しい状態のときコンバータ動作が平衡し
ている場合であつて、この場合(1)式のように示さ
れる。
2VDとするに、電圧形インバータの交流出力電圧
ｅINVは制御整流素子１１″，１２″により一義的
に決められて波高値ＶDである矩形波になり図示
の如くである。また電流形インバータの交流端子
AC1′，AC2′には変圧器６の巻線比を（電流形イ
ンバータ巻線６ａ：電圧形インバータ巻線６ｂ＝
ｎ：１）とすれば波高値nVDの矩形波が供給され
ることとなる。いま期間PD1にて制御整流素子１
１′，１４′の導通から直流電圧υBは（−nVD）
になり、期間PD2において前記交流出力電圧ｅIN
Ｖが極性反転して直流電圧υBは（＋nVD）とな
る。さらに期間PD3になるに制御整流素子１
２′，１３′が導通するため直流電圧υBは（−
nVD）になり、期間PD4になるとｅINVが再び極性
反転するのでυBは（＋nVD）となる。このよう
な期間PD1から期間PD4まで動作周期の１サイク
ルを終了するものになつてその直流電圧υBは例
示のものになる。ここに、この直流電圧υBの平
均値と前記直流端子間の電圧2VDを加算したもの
が被直流電源（図示せず）より与えられる入力電
圧Ｅと等しい状態のときコンバータ動作が平衡し
ている場合であつて、この場合(1)式のように示さ
れる。
したがつて、電圧2VDつまりDC−DCコンバー
タ出力である電圧形インバータの直流電圧は制御
角γの値によつて決定され、入力電圧Ｅの変化に
対して制御角γを制御することにより、DC−DC
コンバータの出力電圧の2VDを一定にすることも
可能であることがわかる。
タ出力である電圧形インバータの直流電圧は制御
角γの値によつて決定され、入力電圧Ｅの変化に
対して制御角γを制御することにより、DC−DC
コンバータの出力電圧の2VDを一定にすることも
可能であることがわかる。
また制御整流素子１１′，１４′の電圧をみる
に、期間PD1，PD2においては導通してその両端
電圧が零であつて期間PD3で制御整流素子１
２′，１３′の導通より（−nVD）の逆電圧が印加
されることになり、期間PD4では交流出力電圧の
極性反転から（＋nVD）の順電圧が印加されるも
のとなる。同様にして制御整流素子１２′，１
３′についても図示の如くとなる。このようにし
て、進み制御方式によるものでは制御整流素子１
１′，１２′，１３′，１４′に通常のサイリスタを
採用しても期間PD2，PD3における逆電圧の印加
が保証されるために強制転流回路部分を要せず転
流可能になる。
に、期間PD1，PD2においては導通してその両端
電圧が零であつて期間PD3で制御整流素子１
２′，１３′の導通より（−nVD）の逆電圧が印加
されることになり、期間PD4では交流出力電圧の
極性反転から（＋nVD）の順電圧が印加されるも
のとなる。同様にして制御整流素子１２′，１
３′についても図示の如くとなる。このようにし
て、進み制御方式によるものでは制御整流素子１
１′，１２′，１３′，１４′に通常のサイリスタを
採用しても期間PD2，PD3における逆電圧の印加
が保証されるために強制転流回路部分を要せず転
流可能になる。
さらに、電力関係をみると、変圧器６の電圧形
インバータ巻線６ｂに流れる電流ｉINVの波形は
入力電流ｉDの値ＩDより図示のようになる。した
がつて平滑コンデンサ４１′，４１″の電源から流
入電源のｉC1，ｉC2は図示の如くである。そし
て、前記平滑コンデンサ４１′，４１″の電流の平
均値は零でなければならず、つまり電流ｉC1，ｉ
C2の平均値ＩCが直流出力電流として負荷電流と
なる。したがつてこの平均値ＩCはつぎの(2)式に
示される。
インバータ巻線６ｂに流れる電流ｉINVの波形は
入力電流ｉDの値ＩDより図示のようになる。した
がつて平滑コンデンサ４１′，４１″の電源から流
入電源のｉC1，ｉC2は図示の如くである。そし
て、前記平滑コンデンサ４１′，４１″の電流の平
均値は零でなければならず、つまり電流ｉC1，ｉ
C2の平均値ＩCが直流出力電流として負荷電流と
なる。したがつてこの平均値ＩCはつぎの(2)式に
示される。
前記(1)、(2)式から、
Ｅ・ＩD＝2VD・ＩD ………(3)
となる。このようにして、負荷電力ＰL（2VD・
ＩC）は入力電圧ＰD（Ｅ・ＩD）と等しくなるこ
とがわかる。また変圧器６の皮相電力ＰTについ
て考えるに、皮相電力ＰTは（ＶD・nID）になつ
て(1)式より(4)式となる。
ＩC）は入力電圧ＰD（Ｅ・ＩD）と等しくなるこ
とがわかる。また変圧器６の皮相電力ＰTについ
て考えるに、皮相電力ＰTは（ＶD・nID）になつ
て(1)式より(4)式となる。
ここに、直流出力電圧の2VDを一定に制御する
場合について考えると、制御可能な入力電圧の最
大値ＥMAXと最小値ＥMINはつぎの如くである。
場合について考えると、制御可能な入力電圧の最
大値ＥMAXと最小値ＥMINはつぎの如くである。
ここで（2VD＝1200ボルト）、（ＥMAX＝1800ボ
ルト）とするに(5)式より（ｎ＝１）が得られ、し
たがつて（ＥMIN＝600ボルト）になる。これは入
力電圧Ｅの定格値を1200ボルトとするに、(1)式よ
り制御角γは（γ＝π／２）になり、(4)式より変
圧器６の皮相電力ＰTは（ＰT＝ＰD／２）になる
ものである。つまり、変圧器６の必要容量が負荷
電力の半分ですむことがわかる。
ルト）とするに(5)式より（ｎ＝１）が得られ、し
たがつて（ＥMIN＝600ボルト）になる。これは入
力電圧Ｅの定格値を1200ボルトとするに、(1)式よ
り制御角γは（γ＝π／２）になり、(4)式より変
圧器６の皮相電力ＰTは（ＰT＝ＰD／２）になる
ものである。つまり、変圧器６の必要容量が負荷
電力の半分ですむことがわかる。
かくの如きものは、入力電流が連続的になりリ
ツプルも小さなものとして得られ入力に対して昇
圧・降圧された出力を得ることができ、さらには
変圧器部分を小型化し得る。
ツプルも小さなものとして得られ入力に対して昇
圧・降圧された出力を得ることができ、さらには
変圧器部分を小型化し得る。
つぎに、かくの如きものをさらにその変圧器容
量と電圧形インバータ容量を低減し得る方法を第
５図および第６図を参照して説明する。
量と電圧形インバータ容量を低減し得る方法を第
５図および第６図を参照して説明する。
まず、第５図に示す動作チヤートにおいて直流
出力電圧を入力直流電圧より降圧する場合、制御
整流素子１１′，１３′を交流出力電圧に対して制
御角γを例示の如く充分小さな進み制御角γ13に
固定し、これに対し制御整流素子１２′，１４′を
図示の進み制御角γ24として交流電圧に対して進
み制御を行うものとする。ここに、進み制御角γ
13は電流形インバータが他励式の場合制御整流素
子を消弧できる時間分だけ制御整流素子１１′，
１３′に逆電圧を加えるように進められる。この
場合の入出力電圧関係は(6)式の如くになる。
出力電圧を入力直流電圧より降圧する場合、制御
整流素子１１′，１３′を交流出力電圧に対して制
御角γを例示の如く充分小さな進み制御角γ13に
固定し、これに対し制御整流素子１２′，１４′を
図示の進み制御角γ24として交流電圧に対して進
み制御を行うものとする。ここに、進み制御角γ
13は電流形インバータが他励式の場合制御整流素
子を消弧できる時間分だけ制御整流素子１１′，
１３′に逆電圧を加えるように進められる。この
場合の入出力電圧関係は(6)式の如くになる。
また、出力を昇圧させる場合には制御整流素子
１２′，１４′の進み制御角γ24をπで固定し制御
整流素子１１′，１３′の進み制御角γ13を制御す
るようにする。この場合を第５図に類して示すと
第６図の如くである。この入出力の電圧関係は
（γ24＝π）とすれば(6)式にて表すことができ
る。
１２′，１４′の進み制御角γ24をπで固定し制御
整流素子１１′，１３′の進み制御角γ13を制御す
るようにする。この場合を第５図に類して示すと
第６図の如くである。この入出力の電圧関係は
（γ24＝π）とすれば(6)式にて表すことができ
る。
かくの如く、第５図および第６図に示されるも
のは、入力電圧の変動範囲が第４図の場合と全く
同じであるが、変圧器６の電圧形インバータ巻線
６ｂに流れる電流ｉINVが、制御整流素子１１′，
１２′と制御整流素子１３′，１４′の組が同時に
点弧される期間つまり電流形インバータの直流電
圧が短絡された状態において零となるものであ
る。したがつて、かかる制御方法によるものは、
入力電圧Ｅの定格値と出力電圧の2VDを等しくな
るよう選んだときつまり(6)式より（γ13＋γ24＝
π）の場合、進み制御角γ13が充分小さな値であ
れば電圧形インバータ巻線６ｂには電流が殆ど流
れない注目すべき点をもつものとなる。そして、
通常入力電圧Ｅが大きく変動する時間が極めて短
時間であれば変圧器６は短時間定格のものでよい
ものになり小型のものですむものである。さらに
は電圧形インバータに流れる電流も小さくこれも
小型化でき回路損失も小さいものとなる。加えて
電流形インバータの直流電圧υBのリツプル電圧
を小さなものとして平滑リアクトル３１′などを
小型化できることは明らかである。
のは、入力電圧の変動範囲が第４図の場合と全く
同じであるが、変圧器６の電圧形インバータ巻線
６ｂに流れる電流ｉINVが、制御整流素子１１′，
１２′と制御整流素子１３′，１４′の組が同時に
点弧される期間つまり電流形インバータの直流電
圧が短絡された状態において零となるものであ
る。したがつて、かかる制御方法によるものは、
入力電圧Ｅの定格値と出力電圧の2VDを等しくな
るよう選んだときつまり(6)式より（γ13＋γ24＝
π）の場合、進み制御角γ13が充分小さな値であ
れば電圧形インバータ巻線６ｂには電流が殆ど流
れない注目すべき点をもつものとなる。そして、
通常入力電圧Ｅが大きく変動する時間が極めて短
時間であれば変圧器６は短時間定格のものでよい
ものになり小型のものですむものである。さらに
は電圧形インバータに流れる電流も小さくこれも
小型化でき回路損失も小さいものとなる。加えて
電流形インバータの直流電圧υBのリツプル電圧
を小さなものとして平滑リアクトル３１′などを
小型化できることは明らかである。
なお、本実施例は、電圧形インバータにハーフ
ブリツジを採用した例であるが、当然単相純ブリ
ツジインバータが適用できることは明らかであ
る。また各インバータの直流端子の接続順が図示
例と逆であつても同じく作用できることは自明で
あり、さらに平滑リアクトルの挿入個所は第３図
に示すものに限定されることなく直列回路部分の
中のどこであつてもよいことは言うまでもない。
ブリツジを採用した例であるが、当然単相純ブリ
ツジインバータが適用できることは明らかであ
る。また各インバータの直流端子の接続順が図示
例と逆であつても同じく作用できることは自明で
あり、さらに平滑リアクトルの挿入個所は第３図
に示すものに限定されることなく直列回路部分の
中のどこであつてもよいことは言うまでもない。
以上説明したように本発明によれば、電流形イ
ンバータと電圧形インバータを組合せ用いて従来
方式がもつ個々の長所を効用せしめるようにした
格別な装置実現し得る方法を提供できる。
ンバータと電圧形インバータを組合せ用いて従来
方式がもつ個々の長所を効用せしめるようにした
格別な装置実現し得る方法を提供できる。
第１図は従来方式によるDC−DCチヨツパコン
バータを示す回路図、第２図は従来例のACリン
ク付DC−DCインバータを示す回路図、第３図は
本発明が適用される一実施例の要部構成を示す回
路図、第４図と第５図と第６図は第３図装置の制
御動作を説明するため示した制御信号入力と各部
波形を表す図である。 １，１′，１１，１２，１３，１４，１１′，１
２′，１３′，１４′，１１″，１２″……制御整流
素子、２，２′，２１，２２，２３，２４，２
５，２６，２７，２８，２１″，２２″……整流素
子、３，３′，３１，３１′……平滑リアクトル、
４，４′，４１，４１′，４１″……平滑コンデン
サ、５，６……変圧器、ＰI，ＰV……正極端子、
ＮI，ＮV……負極端子、AC1，AC2，AC3，
AC4，AC1′，AC2′，AC3′，AC4′……交流端子。
バータを示す回路図、第２図は従来例のACリン
ク付DC−DCインバータを示す回路図、第３図は
本発明が適用される一実施例の要部構成を示す回
路図、第４図と第５図と第６図は第３図装置の制
御動作を説明するため示した制御信号入力と各部
波形を表す図である。 １，１′，１１，１２，１３，１４，１１′，１
２′，１３′，１４′，１１″，１２″……制御整流
素子、２，２′，２１，２２，２３，２４，２
５，２６，２７，２８，２１″，２２″……整流素
子、３，３′，３１，３１′……平滑リアクトル、
４，４′，４１，４１′，４１″……平滑コンデン
サ、５，６……変圧器、ＰI，ＰV……正極端子、
ＮI，ＮV……負極端子、AC1，AC2，AC3，
AC4，AC1′，AC2′，AC3′，AC4′……交流端子。
Claims (1)
- １ 平滑リアクトルと複数個の制御整流素子を備
えてなる他励式電流形インバータ手段、複数個の
制御整流素子とこの複数個の制御整流素子の帰還
用整流器と直流端子間に接続される平滑コンデン
サとを備えて構成される電圧形インバータ手段を
それぞれ具備するとともに、前記他励式電流形イ
ンバータ手段と電圧形インバータ手段の直流端子
間を直列に接続しかつこれらのインバータ手段の
それぞれの交流端子を変圧器を介して接続せし
め、前記他励式電流形インバータ手段の制御整流
素子の動作位相に交流出力端子電圧に対して直流
端子間を短絡する如き期間を設けることにより、
前記電圧形インバータ手段の直流電圧を制御する
ようにしたことを特徴とする直流直流変換制御方
法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1168582A JPS58130774A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 直流直流変換制御方法 |
| US06/386,942 US4462070A (en) | 1982-01-29 | 1982-06-10 | DC-DC Converter provided with an AC link |
| EP82303075A EP0085219B1 (en) | 1982-01-29 | 1982-06-14 | A dc-dc converter provided with an ac link |
| DE8282303075T DE3269150D1 (en) | 1982-01-29 | 1982-06-14 | A dc-dc converter provided with an ac link |
| FI822372A FI822372L (fi) | 1982-01-29 | 1982-07-02 | Med ac-laenk foersedd dc/dc-omvandlare |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1168582A JPS58130774A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 直流直流変換制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58130774A JPS58130774A (ja) | 1983-08-04 |
| JPS6232707B2 true JPS6232707B2 (ja) | 1987-07-16 |
Family
ID=11784864
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1168582A Granted JPS58130774A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 直流直流変換制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58130774A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0529774Y2 (ja) * | 1988-01-14 | 1993-07-29 | ||
| JPH0529772Y2 (ja) * | 1987-10-20 | 1993-07-29 | ||
| JPH0529773Y2 (ja) * | 1987-11-11 | 1993-07-29 | ||
| JPH0529775Y2 (ja) * | 1988-01-14 | 1993-07-29 | ||
| JPH0623369Y2 (ja) * | 1987-07-15 | 1994-06-22 | 株式会社安川電機 | バリ取り装置 |
-
1982
- 1982-01-29 JP JP1168582A patent/JPS58130774A/ja active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0623369Y2 (ja) * | 1987-07-15 | 1994-06-22 | 株式会社安川電機 | バリ取り装置 |
| JPH0529772Y2 (ja) * | 1987-10-20 | 1993-07-29 | ||
| JPH0529773Y2 (ja) * | 1987-11-11 | 1993-07-29 | ||
| JPH0529774Y2 (ja) * | 1988-01-14 | 1993-07-29 | ||
| JPH0529775Y2 (ja) * | 1988-01-14 | 1993-07-29 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58130774A (ja) | 1983-08-04 |
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