JPS60162480A - 順変換装置 - Google Patents
順変換装置Info
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- JPS60162480A JPS60162480A JP1800384A JP1800384A JPS60162480A JP S60162480 A JPS60162480 A JP S60162480A JP 1800384 A JP1800384 A JP 1800384A JP 1800384 A JP1800384 A JP 1800384A JP S60162480 A JPS60162480 A JP S60162480A
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- Japan
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は１１′を変換装置に係わり、特にチョッパを電
圧制御手段とする順変換装置に関する。
圧制御手段とする順変換装置に関する。
（従来技術と問題点）
交流−直流変換には、ダイオードやサイリスクをスイッ
チ素子とする整流回路、順変換回路が知られており、イ
ンバータなど直流電源を必要とする変換装置の電源とし
て、あるいは交流電気車ブよと直流電圧源を必要とする
装置の電源として多く使用されろ。これら交流−直流変
換によるＩＧ流屯源は出力？ＩＥ圧にリップル分が多く
含まれ、特に第１図に示すように単相の交流電源１から
整流回路２（又は順変換回路）によって得る直流電源で
はその直流出力電圧ｅｄに大きなリップル電圧が存在し
、定電圧を必要とする負荷４に対してはその課動作や故
障の原因さらには性能低下の原因になる。そこで、従来
から直流出力側にコンデンサＣやリアクトルＬを使った
平滑回路３が設けられるが、リップル含有率を小さくし
た直流出力を得るには大容情電解コンデンザ等を使った
大型、高価な平滑回路を必要とする問題があった。
チ素子とする整流回路、順変換回路が知られており、イ
ンバータなど直流電源を必要とする変換装置の電源とし
て、あるいは交流電気車ブよと直流電圧源を必要とする
装置の電源として多く使用されろ。これら交流−直流変
換によるＩＧ流屯源は出力？ＩＥ圧にリップル分が多く
含まれ、特に第１図に示すように単相の交流電源１から
整流回路２（又は順変換回路）によって得る直流電源で
はその直流出力電圧ｅｄに大きなリップル電圧が存在し
、定電圧を必要とする負荷４に対してはその課動作や故
障の原因さらには性能低下の原因になる。そこで、従来
から直流出力側にコンデンサＣやリアクトルＬを使った
平滑回路３が設けられるが、リップル含有率を小さくし
た直流出力を得るには大容情電解コンデンザ等を使った
大型、高価な平滑回路を必要とする問題があった。
一方、整流回路側は、大容量のコンデンサＣの電圧Ｅｄ
を一定の直流電圧に保つには、第２図に示−ｊように整
流電圧ｅｄが直流電圧Ｅｄを越えた短時間内に負荷４側
で取込む全電流に等しい電荷Ｍの電流ｉｄを流し込む必
要がある。このため、交流電源１、整流回路２に流れる
電流ｉｄは尖頭値が高く通電幅の狭い電流になる。この
電流ｉａは低次の高調波（特に第３次、第５次、第７次
、但し３相の場合第３次は少ない）を多く含んだ電流と
なる。さらに、ダイオード整流回路２に代え°こ一すイ
リスク等をスイッチ素子とする順変換回路ではＩｆｉ流
ｉｆｆ Ｊｉｌ−制御によって力率が悪くなる。
を一定の直流電圧に保つには、第２図に示−ｊように整
流電圧ｅｄが直流電圧Ｅｄを越えた短時間内に負荷４側
で取込む全電流に等しい電荷Ｍの電流ｉｄを流し込む必
要がある。このため、交流電源１、整流回路２に流れる
電流ｉｄは尖頭値が高く通電幅の狭い電流になる。この
電流ｉａは低次の高調波（特に第３次、第５次、第７次
、但し３相の場合第３次は少ない）を多く含んだ電流と
なる。さらに、ダイオード整流回路２に代え°こ一すイ
リスク等をスイッチ素子とする順変換回路ではＩｆｉ流
ｉｆｆ Ｊｉｌ−制御によって力率が悪くなる。
以上のように、ダイオード、サイリスタ等からなる整流
、順変換回路による従来の交流−直流変換では次のよう
な問題があった。
、順変換回路による従来の交流−直流変換では次のよう
な問題があった。
（１）平滑用の大容量コンデンサを必要とする。
（２） 平滑用コンデンサに流れ込むリップル電流責務
が大きい。
が大きい。
（３）整流回路に流れる電流の尖頭値が高いため、平滑
な同一直流平均電流の場合に比較して整流素子の出力が
低下するし成力損失が増大する。
な同一直流平均電流の場合に比較して整流素子の出力が
低下するし成力損失が増大する。
（４） 電源混流の高調波成分が増大する。
（５）順変換回路ではその位相制御によって力率が悪く
なる。
なる。
（発明の目的）
本発明は上述までの事情に鑑みてなされたもので、リッ
プル分を少フｒ、＜シ、平滑回路のリップル低減負担を
軽減し、さらに力率を向上し低次高調波電流を低減する
ことができる順変換装置を提供することを目的とする。
プル分を少フｒ、＜シ、平滑回路のリップル低減負担を
軽減し、さらに力率を向上し低次高調波電流を低減する
ことができる順変換装置を提供することを目的とする。
（発明の概要）
本発明は、整流回路の直流出力側に昇圧用チョッパ回路
と降圧用チョッパ回路の並列回路を設け、整流出力１１
工圧ｅｄが平滑回路側直流電圧Ｅａよりも低い期間に昇
圧用チョッパ回路を動作させ、逆に、ｊ％い期間には降
圧用チョッパ回路を動作させることで直流出力を匡正Ｅ
ｄを一定に制御することを特徴とする。
と降圧用チョッパ回路の並列回路を設け、整流出力１１
工圧ｅｄが平滑回路側直流電圧Ｅａよりも低い期間に昇
圧用チョッパ回路を動作させ、逆に、ｊ％い期間には降
圧用チョッパ回路を動作させることで直流出力を匡正Ｅ
ｄを一定に制御することを特徴とする。
また、本発明は昇圧用チョッパ回路及び低圧用チョ１ツ
バ回路のチョッパ動作に整流出力電圧ｅｄに従ったパル
ス幅変調制御することを特徴とする。
バ回路のチョッパ動作に整流出力電圧ｅｄに従ったパル
ス幅変調制御することを特徴とする。
（実施例）
第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。
整流回路２はダイオードブリッジ構成にされて交流電源
１０文ｖＩし電流を全波整流する。昇圧用チョッパ回路
５は、す′アクドルし１を整流回路２の直流出力側に有
し、これに直列接続されるダイオードＤ１のカソードが
平滑回路３としてのコンデンーリー〇に接続され、リア
クトルＬ１ とダイオードＩＪ１の接続点と基準ＴＩＴ
、位間にスイッチトランジスタＴ（を設けた主回’Ａｓ
ｔ：９成にされる。降圧用チョッパ回路６は、整流回
路２の直流出力側にコレクタが接続されたスイッチトラ
ンジスタ′ｒＤを有し、このトランジスタＴｏのエミッ
タと平滑回路３との間にリアクトルＬ２とダイオードＤ
２の直列回路を有し、トランジスタＴＤと該直列回路の
接わ′５点に基準１１位側をアノードにしたフライホイ
ールダイオードＤ３を設けた主回路構成にされる。
１０文ｖＩし電流を全波整流する。昇圧用チョッパ回路
５は、す′アクドルし１を整流回路２の直流出力側に有
し、これに直列接続されるダイオードＤ１のカソードが
平滑回路３としてのコンデンーリー〇に接続され、リア
クトルＬ１ とダイオードＩＪ１の接続点と基準ＴＩＴ
、位間にスイッチトランジスタＴ（を設けた主回’Ａｓ
ｔ：９成にされる。降圧用チョッパ回路６は、整流回
路２の直流出力側にコレクタが接続されたスイッチトラ
ンジスタ′ｒＤを有し、このトランジスタＴｏのエミッ
タと平滑回路３との間にリアクトルＬ２とダイオードＤ
２の直列回路を有し、トランジスタＴＤと該直列回路の
接わ′５点に基準１１位側をアノードにしたフライホイ
ールダイオードＤ３を設けた主回路構成にされる。
電圧検出回路７は整流回路２の直流出力側に設けられる
抵抗分圧回路構成にされて整流出力電圧ｅｄｔ−検出す
る。電圧検出回路８は平滑回路３の出力側に設けられる
抵抗分圧回路構成にされて直流出力電圧Ｅ’ａｆ、検出
する。直流出力電圧設定器９は負荷４に供給する直流出
力電圧Ｅａの設定値Ｅを出力信号とする。電圧制御増幅
器１ｏは設定器９の設定値Ｅと電圧検出回路８の検出電
圧Ｅａとの偏差を演算増幅する。チョッパ制御回路１１
は′α圧検出回路７の検出電圧ｅｄと電圧検出回路８の
検出電圧Ｅｄとの大小比較をして両チョッパ回路５，６
の一方を動作させるチョッパ信号を得、このチョッパ信
号のオン・オフ比を電圧制御増幅器１０の出力に従って
１１１整した一対の信号を得る。
抵抗分圧回路構成にされて整流出力電圧ｅｄｔ−検出す
る。電圧検出回路８は平滑回路３の出力側に設けられる
抵抗分圧回路構成にされて直流出力電圧Ｅ’ａｆ、検出
する。直流出力電圧設定器９は負荷４に供給する直流出
力電圧Ｅａの設定値Ｅを出力信号とする。電圧制御増幅
器１ｏは設定器９の設定値Ｅと電圧検出回路８の検出電
圧Ｅａとの偏差を演算増幅する。チョッパ制御回路１１
は′α圧検出回路７の検出電圧ｅｄと電圧検出回路８の
検出電圧Ｅｄとの大小比較をして両チョッパ回路５，６
の一方を動作させるチョッパ信号を得、このチョッパ信
号のオン・オフ比を電圧制御増幅器１０の出力に従って
１１１整した一対の信号を得る。
ゲート回路１２Ｌｒ、１２Ｄは夫々チョッパ回路５゜６
のスイッチトランジスタＴＵ、Ｔｏをオｙ＠オフ動作さ
せ、その動作信号としてチョッパ制御回路１１の一対の
信号出力が振分けて与えられる。
のスイッチトランジスタＴＵ、Ｔｏをオｙ＠オフ動作さ
せ、その動作信号としてチョッパ制御回路１１の一対の
信号出力が振分けて与えられる。
なお、チョッパ制御回路１１は、入力信号ｅｌとＥａの
比較において、第４図（ｂｌに示すようにｅｄ〈Ｅｄの
期間には昇圧用チョッパ回路５を動作させるようゲート
回路１２Ｕにチョッパ信号を与え、ｅｄ≧Ｅａの期間に
は降圧用チョッパ回路６を動作させるようゲート回路１
２ｎにチョッパイｄ号を与える。このチョッパ信号はチ
ョッパ動作周波数ｆを交流′眠源１の基本周波数よりも
高くされ、例えばｆ ＝ ５００〜５ＫＨｚにされる。
比較において、第４図（ｂｌに示すようにｅｄ〈Ｅｄの
期間には昇圧用チョッパ回路５を動作させるようゲート
回路１２Ｕにチョッパ信号を与え、ｅｄ≧Ｅａの期間に
は降圧用チョッパ回路６を動作させるようゲート回路１
２ｎにチョッパイｄ号を与える。このチョッパ信号はチ
ョッパ動作周波数ｆを交流′眠源１の基本周波数よりも
高くされ、例えばｆ ＝ ５００〜５ＫＨｚにされる。
こうした主回路及び制御回路により、第４図（ｂ）（Ｃ
）に示す如（整流回路２の整流電圧ｅｄが直流出力電圧
Ｅａよりも低い期間には昇圧用チョッパ回路５が動作し
、トランジスタＴＵのオン期間に電磁エネルギーとして
蓄積されたりアクドルＬ１の誘導電流が該トランジスタ
Ｔυのオフ期間にダイオードＤ１を通して平滑回路側に
充電電流として取込まれる。一方、電圧ｅａが電圧ｇａ
よりも高い期間には降圧用チョッパ回路６が動作し、ト
ランジスタＴＤのオン期間にリアクトルし２及びダイオ
ードＤ２を通して平滑回路側へ充電電流として出力され
るし、オフ期間にはりアクドルＬ２による抑制電流によ
るエネルギーをフライホイールダイオードＤ３→Ｌ２→
Ｄ２の経路で平滑回路側へ充電電流として出力される。
）に示す如（整流回路２の整流電圧ｅｄが直流出力電圧
Ｅａよりも低い期間には昇圧用チョッパ回路５が動作し
、トランジスタＴＵのオン期間に電磁エネルギーとして
蓄積されたりアクドルＬ１の誘導電流が該トランジスタ
Ｔυのオフ期間にダイオードＤ１を通して平滑回路側に
充電電流として取込まれる。一方、電圧ｅａが電圧ｇａ
よりも高い期間には降圧用チョッパ回路６が動作し、ト
ランジスタＴＤのオン期間にリアクトルし２及びダイオ
ードＤ２を通して平滑回路側へ充電電流として出力され
るし、オフ期間にはりアクドルＬ２による抑制電流によ
るエネルギーをフライホイールダイオードＤ３→Ｌ２→
Ｄ２の経路で平滑回路側へ充電電流として出力される。
従って、交シ１ε電圧を整流した電圧ｅｄが直流電圧Ｅ
ａよりも高い期間は勿論、低い期間にも昇圧用チョッパ
回路で電圧を上げて平滑回路側に充電′ＩＦＬ流を供給
するため、整流回路２０半サイクルでの導通幅が１８０
度となり、リップル電流を極めて少なくして平ｒｌ？回
路３の平滑能力はチョッパ動作による高次高調波抑制程
度の小型、小容量のもので済むことになる。
ａよりも高い期間は勿論、低い期間にも昇圧用チョッパ
回路で電圧を上げて平滑回路側に充電′ＩＦＬ流を供給
するため、整流回路２０半サイクルでの導通幅が１８０
度となり、リップル電流を極めて少なくして平ｒｌ？回
路３の平滑能力はチョッパ動作による高次高調波抑制程
度の小型、小容量のもので済むことになる。
また、チ１ツバ制御による出力電圧制御のため、従来の
順変換器に見られるサイリスクの位相制御による直流電
圧制御に較べて力率の低］：が極めて少ｌ、［りなるし
、交流電源１から見た負荷としても高調波発生負荷にな
ることがない。
順変換器に見られるサイリスクの位相制御による直流電
圧制御に較べて力率の低］：が極めて少ｌ、［りなるし
、交流電源１から見た負荷としても高調波発生負荷にな
ることがない。
なお、チョッパ動作周波数ｆを高（するほど電源電流波
形、直流電流波形は正弦波に近づくもので、高調波成分
を少なくかつ力率１の電流波形にすることもできる。
形、直流電流波形は正弦波に近づくもので、高調波成分
を少なくかつ力率１の電流波形にすることもできる。
また、実施例において、チョッパ制御１回路１１に′Ｅ
ＩＴ：ＩＥ ｅｄ Ｋ従ったパルス幅変ｙ＋＊制御機能
を持たせるごとでリップル電流を一層低減できる。例え
ば第５図に示すように、チョッパ制御回路１１Ａを構成
し、電圧ｅ６を可変利得増幅器２１の入力としてその利
得をｎ圧制御増幅器１０の出力電圧で調整し、この増幅
器２１の出力と搬送波としての三角波発生器２２の出力
Ｖｃとをコンパレータ２３でレベル比較することによっ
てパルス幅変調信号を得、一方電圧ｅｄと電圧Ｅｄをコ
ンパレータ２４で比較し、ｅｄ≧Ｅａとｅａ（Ｅａの判
別によって該コンパレータ２４の相補出力でナンドゲー
）２５ｔ＋及びアントゲ−）２５ｎの一方のゲートヲ開
き、コンパレータ２３からのパルス幅変ＦＡ信号を両ゲ
ー） ２５ ｔｒ、２５ ｏの共通入力として夫々の出
力をゲート回路１２Ｕ、１２Ｄの制御入力とする。
ＩＴ：ＩＥ ｅｄ Ｋ従ったパルス幅変ｙ＋＊制御機能
を持たせるごとでリップル電流を一層低減できる。例え
ば第５図に示すように、チョッパ制御回路１１Ａを構成
し、電圧ｅ６を可変利得増幅器２１の入力としてその利
得をｎ圧制御増幅器１０の出力電圧で調整し、この増幅
器２１の出力と搬送波としての三角波発生器２２の出力
Ｖｃとをコンパレータ２３でレベル比較することによっ
てパルス幅変調信号を得、一方電圧ｅｄと電圧Ｅｄをコ
ンパレータ２４で比較し、ｅｄ≧Ｅａとｅａ（Ｅａの判
別によって該コンパレータ２４の相補出力でナンドゲー
）２５ｔ＋及びアントゲ−）２５ｎの一方のゲートヲ開
き、コンパレータ２３からのパルス幅変ＦＡ信号を両ゲ
ー） ２５ ｔｒ、２５ ｏの共通入力として夫々の出
力をゲート回路１２Ｕ、１２Ｄの制御入力とする。
この第５図の構成において、増幅器２１０出方に比例す
る電圧やｄと三角波発生器２２の出力電圧Ｖｃの比較で
、第６図に示すように三角波電圧Ｖｃがｅｄよりも大き
い期間をｉ’ １． Ｔ ２．−＝−Ｔ ｎトスると、
ｃｄ（１’；ｄの期間ではナンドゲ−１・２５Ｕのゲー
トが開かれ、昇圧用チョッパ回路５のトランジスタＴＵ
をＶｃ）ｅｄの期間’１’ ＋ 、 ｉ、’ ２゜Ｔ’
ａ、 ’Ｉ’ｎ−４，Ｔｎ−１，ｌ’ｎ−−だけその反
転出力によってオフ動作さぜる。ず／、Ｉ・わら、トラ
ンジスタ’ｌ’ Ｕはｅａ＜Ｉｃｄの期間ｉ’ ｕでＶ
ｃ≦ｅｄ期間オンでＶｃ ） ｅａ期間オフになるｔｔ
ｔｌＪ御がなされる。一方、ｅｄ≧ＥｄのＪＩＪＪ間で
はアンドゲート２５Ｄのゲートが開かれ、降圧用チョッ
パ回路６のトランジスタ′ｒＤをＶｃ）ｅｄの期間Ｔ
４ 、 Ｔ ｓ−・−’Ｉ’ｎ−３だけその出力によっ
てオン動作させ、ｅａ ？、 ＶＣＯ期間にオフ動作さ
せる。
る電圧やｄと三角波発生器２２の出力電圧Ｖｃの比較で
、第６図に示すように三角波電圧Ｖｃがｅｄよりも大き
い期間をｉ’ １． Ｔ ２．−＝−Ｔ ｎトスると、
ｃｄ（１’；ｄの期間ではナンドゲ−１・２５Ｕのゲー
トが開かれ、昇圧用チョッパ回路５のトランジスタＴＵ
をＶｃ）ｅｄの期間’１’ ＋ 、 ｉ、’ ２゜Ｔ’
ａ、 ’Ｉ’ｎ−４，Ｔｎ−１，ｌ’ｎ−−だけその反
転出力によってオフ動作さぜる。ず／、Ｉ・わら、トラ
ンジスタ’ｌ’ Ｕはｅａ＜Ｉｃｄの期間ｉ’ ｕでＶ
ｃ≦ｅｄ期間オンでＶｃ ） ｅａ期間オフになるｔｔ
ｔｌＪ御がなされる。一方、ｅｄ≧ＥｄのＪＩＪＪ間で
はアンドゲート２５Ｄのゲートが開かれ、降圧用チョッ
パ回路６のトランジスタ′ｒＤをＶｃ）ｅｄの期間Ｔ
４ 、 Ｔ ｓ−・−’Ｉ’ｎ−３だけその出力によっ
てオン動作させ、ｅａ ？、 ＶＣＯ期間にオフ動作さ
せる。
このように、整流電圧ｅｄに従ったパルス幅変調制御信
号でチョッパ動作のオン・オフ比を電圧ｅｄに逆比例さ
せる制御とすることにより、整流回路２の出力電圧ｅｄ
が持つリップル分がチョッパ回路によって補償され、平
滑回路３のコンパレータ“Ｃへのリップル電流を極めて
小さくして該コンデンザ昇量を一ノー小さいものにして
十分な平滑出力を得ることができる。
号でチョッパ動作のオン・オフ比を電圧ｅｄに逆比例さ
せる制御とすることにより、整流回路２の出力電圧ｅｄ
が持つリップル分がチョッパ回路によって補償され、平
滑回路３のコンパレータ“Ｃへのリップル電流を極めて
小さくして該コンデンザ昇量を一ノー小さいものにして
十分な平滑出力を得ることができる。
なお、実施例では単相電源による交流−直流変換を示す
が、これは三相電源の場合に適用して同等の作用効果１
（！）ることができるのは勿論である。
が、これは三相電源の場合に適用して同等の作用効果１
（！）ることができるのは勿論である。
（発明の効果〕
以上のとおり、本発明によれば、整流電圧の低い期間に
も昇圧用チョッパ回路で電流出力を得るため、リップル
正圧の低減と平滑回路のｔｔｎ単化等に効果があるブＩ
ど従来の問題点を解消でとる。また、チョッパ回路のチ
ョッパ信号波形を整流電圧ｅｄに従ってパルス幅変調す
るため、リップル？ｌＺ圧低減に一層効果的な順変換装
置になる。
も昇圧用チョッパ回路で電流出力を得るため、リップル
正圧の低減と平滑回路のｔｔｎ単化等に効果があるブＩ
ど従来の問題点を解消でとる。また、チョッパ回路のチ
ョッパ信号波形を整流電圧ｅｄに従ってパルス幅変調す
るため、リップル？ｌＺ圧低減に一層効果的な順変換装
置になる。
第１図は従来の交流−直流変換回路図、第２図は第１図
におけるリップル電流を説明するための波形図、第３図
は本発明の一実施例を示゛イ回路図、第４図は第３図の
動作説明のための波形図、第５図は本発明の他の実施例
を示す要部回路図、第６図は第５図の動作説明のだめの
波形図である。 ２・・・整流回路、３・・・平滑回路、４・・・負荷、
５・・・昇圧用チョッパ回路、６・・・降圧用チョッパ
回路、７．８・・・電圧検出回路、９・・・直流出力電
圧設定器、１０・・・電圧制御増幅器、１１．ＩＩＡ・
・・チョッパ制御回路、１２Ｕ、１２０・・・ゲート回
路、２１・・・ｉ、ｉＪ変利得増幅器、２２・・・三角
波発生器、２３．２４・・・コンパレータ、２５υ・・
・ナントゲート、２５Ｄ・・・アンドゲート。 第４図 ρＡ 第５図 第６図
におけるリップル電流を説明するための波形図、第３図
は本発明の一実施例を示゛イ回路図、第４図は第３図の
動作説明のための波形図、第５図は本発明の他の実施例
を示す要部回路図、第６図は第５図の動作説明のだめの
波形図である。 ２・・・整流回路、３・・・平滑回路、４・・・負荷、
５・・・昇圧用チョッパ回路、６・・・降圧用チョッパ
回路、７．８・・・電圧検出回路、９・・・直流出力電
圧設定器、１０・・・電圧制御増幅器、１１．ＩＩＡ・
・・チョッパ制御回路、１２Ｕ、１２０・・・ゲート回
路、２１・・・ｉ、ｉＪ変利得増幅器、２２・・・三角
波発生器、２３．２４・・・コンパレータ、２５υ・・
・ナントゲート、２５Ｄ・・・アンドゲート。 第４図 ρＡ 第５図 第６図
Claims (3)
- （１）交流電υθからの交流電流を整流する整流回路と
、この整流回路の出力から昇圧した直流出力を得て平滑
回路への充電電流を供給する昇圧用チョッパ回路と、上
記整流回路の出力から降圧した直流出力を得て上記平滑
回路への充電電流を供給する降圧用チョッパ回路と、上
記整流回路の整流電圧ｅｄが平滑回路の直流電圧Ｅｄよ
り低いときに上記昇圧用チョッパ回路を動作させ逆に整
流電圧ｅｄが直流電圧Ｅｄより高いときに上記降圧用チ
ョッパ回路を動作させるチョッパ制御手段とを備えたこ
とｆ：特徴とする順変換装置。 - （２）上記チョッパ制御手段は上記整流回路の整流電圧
ｅｄレベルに逆比例させてチョッパ信号をパルス幅変調
する手段を含む特許請求の範囲第１項９１シ載の順変換
装置。 - （３）上記チョッパ制御手段は、直流出力電圧設定値と
上記平滑回路の直流電圧との偏差に応じてデョツパ伯号
のオン・オフ比を調整する手段を含む特許請求の範囲第
１項又は第２項記載の順変換装置ａ０
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1800384A JPS60162480A (ja) | 1984-02-02 | 1984-02-02 | 順変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1800384A JPS60162480A (ja) | 1984-02-02 | 1984-02-02 | 順変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60162480A true JPS60162480A (ja) | 1985-08-24 |
Family
ID=11959516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1800384A Pending JPS60162480A (ja) | 1984-02-02 | 1984-02-02 | 順変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60162480A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6284381U (ja) * | 1985-11-12 | 1987-05-29 | ||
| JPS6373408A (ja) * | 1986-09-15 | 1988-04-04 | テクトロニックス・インコーポレイテッド | 電源回路 |
| DE3729754A1 (de) * | 1987-05-20 | 1989-03-16 | Tsai Yu Ching | Ac-dc konverter |
| JPH04504644A (ja) * | 1989-03-31 | 1992-08-13 | スクウエアー ディー カンパニー | 故障給電電源装置 |
-
1984
- 1984-02-02 JP JP1800384A patent/JPS60162480A/ja active Pending
Cited By (4)
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