JP3247108B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/3372—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration of the parallel type
- H02M3/3374—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration of the parallel type with preregulator, e.g. current injected push-pull
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、前置接続されている降圧形調整器または昇
圧形調整器を有するプッシュプル形変換回路から出発し
ている。昇圧形調整器が前置接続されているこの種のス
イッチングレギュレータは、Watkins Johnson Co.,Palo
Alto,USA,Tech−notes“Design of Power Converters
fr Space TWTA'S"第１ないし13頁または西独国特許出
願公告第2941009号公報から公知である。
圧形調整器を有するプッシュプル形変換回路から出発し
ている。昇圧形調整器が前置接続されているこの種のス
イッチングレギュレータは、Watkins Johnson Co.,Palo
Alto,USA,Tech−notes“Design of Power Converters
fr Space TWTA'S"第１ないし13頁または西独国特許出
願公告第2941009号公報から公知である。
この形式のスイッチングレギュレータは、例えばサテ
ライト電力供給の場合にような大幅に変化する入力電圧
を処理すべきときに使用される。降圧形調整器は通例、
スイッチングレギュレータ出力電圧に依存してパルス幅
変調される。後置接続されているプッシュプル形変換回
路は、一定の持続時間を有するプッシュプルパルスによ
って駆動されるかまたはパルス幅変調されるパルスによ
っても駆動される。
ライト電力供給の場合にような大幅に変化する入力電圧
を処理すべきときに使用される。降圧形調整器は通例、
スイッチングレギュレータ出力電圧に依存してパルス幅
変調される。後置接続されているプッシュプル形変換回
路は、一定の持続時間を有するプッシュプルパルスによ
って駆動されるかまたはパルス幅変調されるパルスによ
っても駆動される。
単巻変圧器を有する、プッシュプル形変換回路が後置
接続されている昇圧形調整器または降圧形調整器の形の
スイッチングレギュレータは、英国特許第1172501号明
細書から公知である。
接続されている昇圧形調整器または降圧形調整器の形の
スイッチングレギュレータは、英国特許第1172501号明
細書から公知である。
西独国特許出願公告第2941009号公報から、従来のプ
ッシュプル形変換回路に、殊に、例えばサテライト電力
供給の場合のように大幅に変化する入力電圧を処理すべ
き目的で、昇圧形調整器または降圧形調整器の形の直列
スイッチングレギュレータを前置接続することが公知で
ある。この直列スイッチングレギュレータはそこでも、
スイッチングレギュレータ出力電圧に依存してパルス幅
変調される。
ッシュプル形変換回路に、殊に、例えばサテライト電力
供給の場合のように大幅に変化する入力電圧を処理すべ
き目的で、昇圧形調整器または降圧形調整器の形の直列
スイッチングレギュレータを前置接続することが公知で
ある。この直列スイッチングレギュレータはそこでも、
スイッチングレギュレータ出力電圧に依存してパルス幅
変調される。
本発明の課題は、冒頭に述べた形式のスイッチングレ
ギュレータを、高い効率が実現可能であるように、構成
することである。この課題は、請求項１の構成要件によ
って解決される。その他の請求項は本発明の有利な実施
例を示している。米国特許第4959765号明細書またはSie
mens−Zeitschrift 48（1974），第11冊。第840ないし8
46頁から確かに、効率を改善するために、プッシュプル
形変換回路を共振コンデンサを共振形変換器に付加接続
することによって補充することが公知であるが、そこに
示されている共振形変換器は前置接続されている降圧形
調整器／昇圧形調整器の駆動のために直ちには適してい
ない。ヨーロッパ特許出願公開第77958号公報から公知
のプッシュプル形変換回路では、スイッチング損を低減
するために、プッシュプルスイッチは間隙期間において
駆動される。この間隙期間は、この期間においてプッシ
ュプル形変換回路が共振形成回路としてそれに固有の共
振周波数によって転流ないし反転振動することができる
ように選定されている。
ギュレータを、高い効率が実現可能であるように、構成
することである。この課題は、請求項１の構成要件によ
って解決される。その他の請求項は本発明の有利な実施
例を示している。米国特許第4959765号明細書またはSie
mens−Zeitschrift 48（1974），第11冊。第840ないし8
46頁から確かに、効率を改善するために、プッシュプル
形変換回路を共振コンデンサを共振形変換器に付加接続
することによって補充することが公知であるが、そこに
示されている共振形変換器は前置接続されている降圧形
調整器／昇圧形調整器の駆動のために直ちには適してい
ない。ヨーロッパ特許出願公開第77958号公報から公知
のプッシュプル形変換回路では、スイッチング損を低減
するために、プッシュプルスイッチは間隙期間において
駆動される。この間隙期間は、この期間においてプッシ
ュプル形変換回路が共振形成回路としてそれに固有の共
振周波数によって転流ないし反転振動することができる
ように選定されている。
本発明によるスイッチングレギュレータは、相応の共
振コンデンサの容量を、従来の共振または準共振形変換
器の場合より大きく選択することができるという利点を
有している。共振コンデンサの再充電のために十分な時
間、即ちその都度、そのときのプッシュプルスイッチが
開放している期間および間隙期間を使用することができ
る。この認識に基づいて概して、昇圧または降圧形調整
器を有する共振形変換器をようやく、前置変換器として
効果的に駆動することができる。プッシュプル形変換回
路の変圧器は、比較し得る別の共振形変換器の場合より
も良好に利用され、即ち出力を同じとした場合、小形化
することができる。このことは、サテライトにおける用
途に対して殊に有利である。降圧形調整器または昇圧形
調整器の制御は非常に信頼できる。というのは、制御判
断基準がプッシュプル形変換回路の別個の分岐から得ら
れるからである。請求項６に記載の降圧形調整器の制御
に対する共振コンデンサにおける電圧の加算によって、
ノイズ信号（リプル）が著しく抑圧される。
振コンデンサの容量を、従来の共振または準共振形変換
器の場合より大きく選択することができるという利点を
有している。共振コンデンサの再充電のために十分な時
間、即ちその都度、そのときのプッシュプルスイッチが
開放している期間および間隙期間を使用することができ
る。この認識に基づいて概して、昇圧または降圧形調整
器を有する共振形変換器をようやく、前置変換器として
効果的に駆動することができる。プッシュプル形変換回
路の変圧器は、比較し得る別の共振形変換器の場合より
も良好に利用され、即ち出力を同じとした場合、小形化
することができる。このことは、サテライトにおける用
途に対して殊に有利である。降圧形調整器または昇圧形
調整器の制御は非常に信頼できる。というのは、制御判
断基準がプッシュプル形変換回路の別個の分岐から得ら
れるからである。請求項６に記載の降圧形調整器の制御
に対する共振コンデンサにおける電圧の加算によって、
ノイズ信号（リプル）が著しく抑圧される。
次に図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図は、本発明のスイッチングレギュレータの基本
回路図であり、 第２図は、第１図のスイッチングレギュレータに対す
る選択された信号の時間的な経過を示す線図であり、 第３図は、プッシュプル分岐の１つに対するプッシュ
プル形変換回路の等価回路図であり、 第４図は、素子の種々異なった選定に対するプッシュ
プル形変換回路の転流電流を示す線図であり、 第５図は、本発明の変形されたスイッチングレギュレ
ータの基本回路図である。
回路図であり、 第２図は、第１図のスイッチングレギュレータに対す
る選択された信号の時間的な経過を示す線図であり、 第３図は、プッシュプル分岐の１つに対するプッシュ
プル形変換回路の等価回路図であり、 第４図は、素子の種々異なった選定に対するプッシュ
プル形変換回路の転流電流を示す線図であり、 第５図は、本発明の変形されたスイッチングレギュレ
ータの基本回路図である。
第１図において、入力直流電圧源QEから給電される降
圧形調整器−バックレギュレータ−BRが図示されてお
り、この調整器に並列プッシュプル直流電圧変換回路GW
が後置接続されている。降圧形調整器BRは、ここではス
イッチS3によって示されている、直列分岐における調整
素子と、フリーホイールダイオードDFとを有している。
直列分岐における降圧形調整器の出力インダクタンスは
本発明によれば、磁気的に相互に分離または弱く結合す
ることができる２つの個別インダクタンスL1およびL2に
分割されている。プッシュプル形変換回路GWは、２つの
相互に直流的に分離されている１次巻線w1と２次巻線w2
およびw3とを備えた出力変圧器Trを有している。個別イ
ンダクタンスL1およびL2はそれぞれ、プッシュプル形変
換回路のプッシュプル分岐の１つに導かれている。プッ
シュプル形変換回路GWの出力回路に、ダイオードD1,D2
および平滑コンデンサCq1およびCq2を有する２つの整流
回路が示されている。プッシュプル形変換回路の２つの
プッシュプルスイッチS1およびS2はそれぞれ、１次巻線
w1ないしw2の一方に直列に設けられている。これら１次
巻線の方もそれぞれ、個別インダクタンスw1およびw2の
一方に直列に設けられている。１次巻線w1およびw2の巻
方向は第１図では点によって示されている。プッシュプ
ル形変換回路を共振形変換器として構成するために、従
来の解決法とは異なって、２つの共振コンデンサC1およ
びC2が設けられている。これら共振コンデンサC1,C2
は、一方において個別インダクタンスL1;L2と１次巻線W
1;W2との間の接続線路および２つのプッシュプルスイッ
チS1およびS2の１次巻線とは反対側の共通の接続点に接
続されている。従って共振コンデンサC1およびC2はそれ
ぞれ、プッシュプルスイッチと１次巻線との直列回路に
並列に設けられている。共振コンデンサは、プッシュプ
ル分岐における別の個別、例えば１次巻線に直列におよ
び／または出力回路の少なくとも１つに設けることもで
きる。個別インダクタンスL1およびL2は、共振形変換器
として構成されているプッシュプル形変換回路GWの共振
周波数を決定しない。共振コンデンサC1およびC2はイン
ダクタンスL1およびL2によって相互に減結合されてお
り、その結果共振周波数の離調は生じる可能性がない。
圧形調整器−バックレギュレータ−BRが図示されてお
り、この調整器に並列プッシュプル直流電圧変換回路GW
が後置接続されている。降圧形調整器BRは、ここではス
イッチS3によって示されている、直列分岐における調整
素子と、フリーホイールダイオードDFとを有している。
直列分岐における降圧形調整器の出力インダクタンスは
本発明によれば、磁気的に相互に分離または弱く結合す
ることができる２つの個別インダクタンスL1およびL2に
分割されている。プッシュプル形変換回路GWは、２つの
相互に直流的に分離されている１次巻線w1と２次巻線w2
およびw3とを備えた出力変圧器Trを有している。個別イ
ンダクタンスL1およびL2はそれぞれ、プッシュプル形変
換回路のプッシュプル分岐の１つに導かれている。プッ
シュプル形変換回路GWの出力回路に、ダイオードD1,D2
および平滑コンデンサCq1およびCq2を有する２つの整流
回路が示されている。プッシュプル形変換回路の２つの
プッシュプルスイッチS1およびS2はそれぞれ、１次巻線
w1ないしw2の一方に直列に設けられている。これら１次
巻線の方もそれぞれ、個別インダクタンスw1およびw2の
一方に直列に設けられている。１次巻線w1およびw2の巻
方向は第１図では点によって示されている。プッシュプ
ル形変換回路を共振形変換器として構成するために、従
来の解決法とは異なって、２つの共振コンデンサC1およ
びC2が設けられている。これら共振コンデンサC1,C2
は、一方において個別インダクタンスL1;L2と１次巻線W
1;W2との間の接続線路および２つのプッシュプルスイッ
チS1およびS2の１次巻線とは反対側の共通の接続点に接
続されている。従って共振コンデンサC1およびC2はそれ
ぞれ、プッシュプルスイッチと１次巻線との直列回路に
並列に設けられている。共振コンデンサは、プッシュプ
ル分岐における別の個別、例えば１次巻線に直列におよ
び／または出力回路の少なくとも１つに設けることもで
きる。個別インダクタンスL1およびL2は、共振形変換器
として構成されているプッシュプル形変換回路GWの共振
周波数を決定しない。共振コンデンサC1およびC2はイン
ダクタンスL1およびL2によって相互に減結合されてお
り、その結果共振周波数の離調は生じる可能性がない。
第２図の第１行には、プッシュプルスイッチS1および
S2の切換例が示されている。周期Tpの間、スイッチS1お
よびS2は交互にターンオンされる。間隙期間TGの間、２
つのスイッチは無電流である。この間隙期間TGは有利に
は、この期間において、プッシュプル形変換回路の形に
おける共振形成回路が場合によって寄生巻線容量または
整流器容量との関連において転流ないし反転振動するこ
とができるように選択される。この間隙期間TGを考慮し
たスイッチS1およびS2に対する制御信号を調製するため
に、ヨーロッパ特許出願公開第77958号公報に記載の制
御装置を使用することができる。１次側のプッシュプル
分岐における電流iS1およびiS2は、第２図の第２行に示
されている（iS2は破線で示されている）。第２図の第
３行には、共振コンデンサC1,C2における電圧UC1ないし
UC2が示されている。第３図には、プッシュプル分岐に
対する等価回路が示されている。プッシュプル形変換回
路の入力電流I0は電流源によって示されている。変圧器
Trは漂遊インダクタンスLSによって表されている。電圧
U0は、２次回路によって変圧された出力電圧を表してい
る。その場合共振コンデンサC1ないしC2に、電圧U0＋Δ
U(t)が加わる。共振回路における電流iL(t)に対して次
の式が成り立つ： の種々の値に対して第４図に、転流ないし反転振動電流
iL(t)が図示されている。値Ｚが高く選択されればされ
る程、共振のＱはますます高い。電流の急峻な零点通過
を得かつこれにより確実な切換を実現するために、有利
には値Ｚをできるだけ大きく選択すべきである。
S2の切換例が示されている。周期Tpの間、スイッチS1お
よびS2は交互にターンオンされる。間隙期間TGの間、２
つのスイッチは無電流である。この間隙期間TGは有利に
は、この期間において、プッシュプル形変換回路の形に
おける共振形成回路が場合によって寄生巻線容量または
整流器容量との関連において転流ないし反転振動するこ
とができるように選択される。この間隙期間TGを考慮し
たスイッチS1およびS2に対する制御信号を調製するため
に、ヨーロッパ特許出願公開第77958号公報に記載の制
御装置を使用することができる。１次側のプッシュプル
分岐における電流iS1およびiS2は、第２図の第２行に示
されている（iS2は破線で示されている）。第２図の第
３行には、共振コンデンサC1,C2における電圧UC1ないし
UC2が示されている。第３図には、プッシュプル分岐に
対する等価回路が示されている。プッシュプル形変換回
路の入力電流I0は電流源によって示されている。変圧器
Trは漂遊インダクタンスLSによって表されている。電圧
U0は、２次回路によって変圧された出力電圧を表してい
る。その場合共振コンデンサC1ないしC2に、電圧U0＋Δ
U(t)が加わる。共振回路における電流iL(t)に対して次
の式が成り立つ： の種々の値に対して第４図に、転流ないし反転振動電流
iL(t)が図示されている。値Ｚが高く選択されればされ
る程、共振のＱはますます高い。電流の急峻な零点通過
を得かつこれにより確実な切換を実現するために、有利
には値Ｚをできるだけ大きく選択すべきである。
降圧形調整器BRに対する制御信号を発生するために、
パルス幅変調器PBMを含んでいる制御回路Stが設けられ
ている。パルス幅変調器PBMに対する制御判断基準とし
て、共振コンデンサC1およびC2における電圧並びに降圧
形調整器BRのエネルギー消費電流iAが用いられる。エネ
ルギー消費電流iAは、電流変換器SWを介して検出され、
整流されかつ抵抗RMに供給される。この抵抗は、のこぎ
り波状電圧源QSZに直列に、コンパレータとして構成さ
れているパルス幅変調器PBMの反転入力側に接続されて
いる。パルス幅変調器PBMの非反転入力側は、誤差信号
増幅器FVの出力側に接続されており、この誤差信号増幅
器は、別の切換判断基準−ここでは共振コンデンサC1,C
2における電圧を−基準電圧Urと比較する。この制御回
路Stの機能は、米国特許第5001413号明細書から読み取
ることができる。従ってスイッチングレギュレータ調整
素子S3に対する制御パルスの長さは、エネルギー消費電
流iAの高さおよび誤差信号増幅器FVの出力側における誤
差信号の高さに依存している。共振コンデンサに依存し
ている制御判断基準を得るために、抵抗R1,R2,R3,R4,C3
からなる加算回路網が設けられており、それを用いて、
共振コンデンサC1およびC2において加算された電圧の和
に比例している電圧UCDが得られる。分圧器R3,R4に対し
て並列であるコンデンサC3は、加算された電圧の積分の
ために用いられる。
パルス幅変調器PBMを含んでいる制御回路Stが設けられ
ている。パルス幅変調器PBMに対する制御判断基準とし
て、共振コンデンサC1およびC2における電圧並びに降圧
形調整器BRのエネルギー消費電流iAが用いられる。エネ
ルギー消費電流iAは、電流変換器SWを介して検出され、
整流されかつ抵抗RMに供給される。この抵抗は、のこぎ
り波状電圧源QSZに直列に、コンパレータとして構成さ
れているパルス幅変調器PBMの反転入力側に接続されて
いる。パルス幅変調器PBMの非反転入力側は、誤差信号
増幅器FVの出力側に接続されており、この誤差信号増幅
器は、別の切換判断基準−ここでは共振コンデンサC1,C
2における電圧を−基準電圧Urと比較する。この制御回
路Stの機能は、米国特許第5001413号明細書から読み取
ることができる。従ってスイッチングレギュレータ調整
素子S3に対する制御パルスの長さは、エネルギー消費電
流iAの高さおよび誤差信号増幅器FVの出力側における誤
差信号の高さに依存している。共振コンデンサに依存し
ている制御判断基準を得るために、抵抗R1,R2,R3,R4,C3
からなる加算回路網が設けられており、それを用いて、
共振コンデンサC1およびC2において加算された電圧の和
に比例している電圧UCDが得られる。分圧器R3,R4に対し
て並列であるコンデンサC3は、加算された電圧の積分の
ために用いられる。
降圧形調整器に代わって、プッシュプル形変換回路に
必要の場合には昇圧形調整器を前置接続することもでき
る。その場合切換時間並びに回路構成は周知の特性に相
応して変化すべきである。使用すべき昇圧形調整器が言
わば出力側のインダクタンスを有していない場合、昇圧
形調整器は場合によって、それが出力側において、上述
したように分割することができるインダクタンスを有す
るように変更しなければならない。
必要の場合には昇圧形調整器を前置接続することもでき
る。その場合切換時間並びに回路構成は周知の特性に相
応して変化すべきである。使用すべき昇圧形調整器が言
わば出力側のインダクタンスを有していない場合、昇圧
形調整器は場合によって、それが出力側において、上述
したように分割することができるインダクタンスを有す
るように変更しなければならない。
第５図に示されているような昇圧形調整器を使用する
と特別有利である。昇圧形調整器AWは、単巻変圧器SU
と、ここではスイッチS3およびS4によって示されている
２つの調整素子、整流器D3,D4並びにインダクタンスL1
およびL2から成っている。図示の実施例において、単巻
変圧器SUの巻線中間点は入力直流電圧源QEのプラス極に
接続されている。巻線中間点に対称的に位置する、単巻
変圧器SUのタップとマイナス極との間にそれぞれ、スイ
ッチS3ないしS4の一方が設けられている。従ってスイッ
チS3およびS4はそれぞれ、節約形変圧器SUの部分インダ
クタンスLS1ないしLS2を介して入力直流電圧源に接続さ
れている。昇圧形調整器の２次回路を、それぞれ同方向
に極性付けられて単巻変圧器SUの巻線端部に接続されて
いる整流器D3およびD4が形成している。これまでの昇圧
形調整器（英国特許第1172501号明細書または米国特許
第5001413号明細書参照）に比して、昇圧形調整器の出
力インダクタンスは本発明によれば、整流器D3およびD4
にそれぞれ直列に接続されている２つの個別インダクタ
ンスL1およびL2が分割されている。個別インダクタンス
L1およびL2は、第１図の実施例の場合にように、相互に
磁気的に分離するかまたは弱く結合することができる。
と特別有利である。昇圧形調整器AWは、単巻変圧器SU
と、ここではスイッチS3およびS4によって示されている
２つの調整素子、整流器D3,D4並びにインダクタンスL1
およびL2から成っている。図示の実施例において、単巻
変圧器SUの巻線中間点は入力直流電圧源QEのプラス極に
接続されている。巻線中間点に対称的に位置する、単巻
変圧器SUのタップとマイナス極との間にそれぞれ、スイ
ッチS3ないしS4の一方が設けられている。従ってスイッ
チS3およびS4はそれぞれ、節約形変圧器SUの部分インダ
クタンスLS1ないしLS2を介して入力直流電圧源に接続さ
れている。昇圧形調整器の２次回路を、それぞれ同方向
に極性付けられて単巻変圧器SUの巻線端部に接続されて
いる整流器D3およびD4が形成している。これまでの昇圧
形調整器（英国特許第1172501号明細書または米国特許
第5001413号明細書参照）に比して、昇圧形調整器の出
力インダクタンスは本発明によれば、整流器D3およびD4
にそれぞれ直列に接続されている２つの個別インダクタ
ンスL1およびL2が分割されている。個別インダクタンス
L1およびL2は、第１図の実施例の場合にように、相互に
磁気的に分離するかまたは弱く結合することができる。
プッシュプル形変換回路GWは、第１図のように構成さ
れておりかつ２つの相互に直流的に分離された１次巻線
w1およびw2と２次巻線w3とを備えた出力変圧器Trを有し
ている。整流器D3およびD4と個別インダクタンスL1ない
しL2から成る直列回路の１つはそれぞれ、プッシュプル
形変換回路GWのプッシュプル分岐に、直列回路D3,L1な
いしD4,L2にそれぞれ、プッシュプル分岐の１次巻線w1
ないしw2が直列に接続されるように、接続されている。
プッシュプル形変換回路GWの共振コンデンサC1,C2は一
緒に同時に、昇圧形調整器出力側の出力容量を形成す
る。それらは、プッシュプル分岐に関してそれぞれ、１
次巻線w1ないしw2とプッシュプルスイッチS1ないしS2か
ら成る直列回路に並列に存在している。共振コンデンサ
は、択一的実施例として、プッシュプル分岐および／ま
たは出力回路の少なくとも１つにおける別の個所に設け
ることもできる。昇圧形調整器に対する制御信号の発生
のために、共通の制御回路Stが設けられており、この制
御回路を用いて、調整素子S3およびS4が交互にターンオ
ン可能である。制御回路Stは、パルス幅変調器PBMを含
んでいる。パルス幅変調器PBMに対する制御判断基準と
して、共振コンデンサC1およびC2における電圧並びに入
力側直流電圧源と単巻変圧器SUの中間タップとの間に流
れる、スイッチングレギュレータのエネルギー消費電流
iAを用いることができる。これに対して択一的に、第１
図に示されているように、調整素子S3およびS4をその都
度流れる電流を、それぞれ電流変換器SW1およびSW2を用
いて検出しかつ２つの整流器D5,D6を用いて整流するこ
ともできる。２つの整流器D5,D6の出力側は、相互接続
されておりかつ共通の抵抗RMに導かれている。この抵抗
は、コンパレータとして構成されているパルス幅変調器
PMの反転入力側に接続されている。調整素子を介する電
流の別個の検出は、２つのスイッチS3およびS4のスイッ
チング時間における非対称性が障害を来す可能性がない
という利点を有する。抵抗RMに直列に、３つの信号源が
存在している：一定の最大振幅ののこぎり波状信号USK
を発生するのこぎり波状電圧源QSK、最大振幅USVが入力
直流電圧源QEの積分された電圧UEに比例して選択されて
いる別ののこぎり波状電圧源QSVおよび電圧UWが入力直
流電圧UEの高さに比例して選択されている直流電圧源QW
である。パルス幅変調器PBMの非反転入力側は、誤差信
号増幅器FVの出力側に接続されている。誤差信号増幅器
は別の切換判断基準−ここでは共振コンデンサC1,C2に
おける電圧−を基準電圧Urと比較する。この構成によっ
て、昇圧形調整器の出力電流の算術的平均値が一定であ
りかつ安定した制御作動が可能であることが保証されて
いる。この構成の回路定数選定に関する詳細は、米国特
許5001413号明細書または西独国特許出願公開第3828816
号公報（第２図およびその説明）から読み取れる。制御
回路Stの機能も同様である。それによればスイッチング
レギュレータ調整素子S3およびS4に対する制御パルスの
長さは、エネルギー消費電流iAないしここの調整素子S
3,S4を流れる電流の高さに関する電流および誤差信号増
幅器FVの出力側における誤差信号の高さに依存してい
る。共振コンデンサに依存している制御判断基準を得る
ために、第１図の実施例の場合と同様に、抵抗R1,R2,R
3,R4から成る加算器回路網が設けられており、これを用
いて、共振コンデンサC1およびC2における加算された電
圧の和に比例している電圧UCDが得られる。分圧器R3,R4
に並列であるコンデンサC3は、加算された電圧の積分の
ために用いられる。
れておりかつ２つの相互に直流的に分離された１次巻線
w1およびw2と２次巻線w3とを備えた出力変圧器Trを有し
ている。整流器D3およびD4と個別インダクタンスL1ない
しL2から成る直列回路の１つはそれぞれ、プッシュプル
形変換回路GWのプッシュプル分岐に、直列回路D3,L1な
いしD4,L2にそれぞれ、プッシュプル分岐の１次巻線w1
ないしw2が直列に接続されるように、接続されている。
プッシュプル形変換回路GWの共振コンデンサC1,C2は一
緒に同時に、昇圧形調整器出力側の出力容量を形成す
る。それらは、プッシュプル分岐に関してそれぞれ、１
次巻線w1ないしw2とプッシュプルスイッチS1ないしS2か
ら成る直列回路に並列に存在している。共振コンデンサ
は、択一的実施例として、プッシュプル分岐および／ま
たは出力回路の少なくとも１つにおける別の個所に設け
ることもできる。昇圧形調整器に対する制御信号の発生
のために、共通の制御回路Stが設けられており、この制
御回路を用いて、調整素子S3およびS4が交互にターンオ
ン可能である。制御回路Stは、パルス幅変調器PBMを含
んでいる。パルス幅変調器PBMに対する制御判断基準と
して、共振コンデンサC1およびC2における電圧並びに入
力側直流電圧源と単巻変圧器SUの中間タップとの間に流
れる、スイッチングレギュレータのエネルギー消費電流
iAを用いることができる。これに対して択一的に、第１
図に示されているように、調整素子S3およびS4をその都
度流れる電流を、それぞれ電流変換器SW1およびSW2を用
いて検出しかつ２つの整流器D5,D6を用いて整流するこ
ともできる。２つの整流器D5,D6の出力側は、相互接続
されておりかつ共通の抵抗RMに導かれている。この抵抗
は、コンパレータとして構成されているパルス幅変調器
PMの反転入力側に接続されている。調整素子を介する電
流の別個の検出は、２つのスイッチS3およびS4のスイッ
チング時間における非対称性が障害を来す可能性がない
という利点を有する。抵抗RMに直列に、３つの信号源が
存在している：一定の最大振幅ののこぎり波状信号USK
を発生するのこぎり波状電圧源QSK、最大振幅USVが入力
直流電圧源QEの積分された電圧UEに比例して選択されて
いる別ののこぎり波状電圧源QSVおよび電圧UWが入力直
流電圧UEの高さに比例して選択されている直流電圧源QW
である。パルス幅変調器PBMの非反転入力側は、誤差信
号増幅器FVの出力側に接続されている。誤差信号増幅器
は別の切換判断基準−ここでは共振コンデンサC1,C2に
おける電圧−を基準電圧Urと比較する。この構成によっ
て、昇圧形調整器の出力電流の算術的平均値が一定であ
りかつ安定した制御作動が可能であることが保証されて
いる。この構成の回路定数選定に関する詳細は、米国特
許5001413号明細書または西独国特許出願公開第3828816
号公報（第２図およびその説明）から読み取れる。制御
回路Stの機能も同様である。それによればスイッチング
レギュレータ調整素子S3およびS4に対する制御パルスの
長さは、エネルギー消費電流iAないしここの調整素子S
3,S4を流れる電流の高さに関する電流および誤差信号増
幅器FVの出力側における誤差信号の高さに依存してい
る。共振コンデンサに依存している制御判断基準を得る
ために、第１図の実施例の場合と同様に、抵抗R1,R2,R
3,R4から成る加算器回路網が設けられており、これを用
いて、共振コンデンサC1およびC2における加算された電
圧の和に比例している電圧UCDが得られる。分圧器R3,R4
に並列であるコンデンサC3は、加算された電圧の積分の
ために用いられる。
スイッチS3およびS4に対するプッシュプルパルスを得
るために、例えば米国特許5001413号明細書に記載され
ているような２つのANDゲートG1およびG2並びにプッシ
ュプル形フリップフロップFFから構成されている、パル
ス幅変調器PBMの出力側における慣用のパルス急峻化段
を利用することができる。
るために、例えば米国特許5001413号明細書に記載され
ているような２つのANDゲートG1およびG2並びにプッシ
ュプル形フリップフロップFFから構成されている、パル
ス幅変調器PBMの出力側における慣用のパルス急峻化段
を利用することができる。
ここまで、プッシュプル形変換回路に対する前置切換
段として単巻変圧器を有する昇圧形調整器（ブースト）
を扱かってきた。スイッチS3およびS4への接続線路に対
するタップ点を変更し、単巻変圧器における整流器D3お
よびD4の接続端子（タップ点）をずらしおよび／または
スイッチS3およびS4に対する制御信号を変更することに
よって、プッシュプル形変換回路に対する前置切換段と
して降圧形調整器（バック）を実現することもできる。
このような変更に対する示唆は、西独国特許出願公告第
2941009号公報または西独国特許出願第3628138号公報に
記載されている。
段として単巻変圧器を有する昇圧形調整器（ブースト）
を扱かってきた。スイッチS3およびS4への接続線路に対
するタップ点を変更し、単巻変圧器における整流器D3お
よびD4の接続端子（タップ点）をずらしおよび／または
スイッチS3およびS4に対する制御信号を変更することに
よって、プッシュプル形変換回路に対する前置切換段と
して降圧形調整器（バック）を実現することもできる。
このような変更に対する示唆は、西独国特許出願公告第
2941009号公報または西独国特許出願第3628138号公報に
記載されている。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−93418（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−70292（ＪＰ，Ｕ) 特表 平６−511374（ＪＰ，Ａ) 米国特許5001413（ＵＳ，Ａ) 西独国特許出願公開2501527（ＤＥ, Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/337 H02M 3/28
Claims (14)
- 【請求項１】１つの降圧形調整器または昇圧形調整器が
前置接続されていて、共振形変換器として実現されてい
るプッシュプル形変換回路（GW）から成るスイッチング
レギュレータであって、前記プッシュプル形変換回路
（Tr）の１次巻線（w1,w2）は誘導結合されている形式
のものにおいて、 前記１つの降圧形調整器または昇圧形調整器（BR）の出
力インダクタンスは２つの個別インダクタンス（L1,L
2）に分割されており、その際該個別インダクタンス（L
1,L2）はそれぞれ、前記プッシュプル形変換回路（GW）
のプッシュプル分岐の一方に導かれており、かつ該プッ
シュプル形変換回路のそれぞれのプッシュプル分岐はそ
れぞれプッシュプルスイッチ（S1,S2）および少なくと
も１つの共振コンデンサ（C1;C2）を有しており、該共
振コンデンサはそれぞれ、個別インダクタンス（L1;L
2）と、プッシュプル形変換回路変圧器（Tr）の１次巻
線との直列回路に接続されている ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】個別インダクタンス（L1,L2）は磁気的に
弱く結合されている 請求項１記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項３】プシュプル分岐の共振コンデンサ（C1;C
2）は、一方において個別インダクタンス（L1;L2）と１
次巻線（w1,w2）との間の接続線路に接続されておりか
つ他方において２つのプッシュプルスイッチ（S1,S2）
の、１次側とは反対側の接続点に接続されている 請求項１または２項記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項４】降圧形調整器または昇圧形調整器（BR）に
対するパルス幅変調器（PBM）の制御入力側に接続され
ている、共振コンデンサにおける２つの電圧に対する加
算回路網（R1,R2,R3,R4,C3）が設けられており、該加算
回路網は、複数の抵抗と加算された電圧を積分するため
のコンデンサとから成っている、 請求項３記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項５】誤差信号増幅器（FV）を介して降圧形調整
器または昇圧形調整器（BR）に対するパルス幅変調器
（PBM）の制御入力側に接続されている、共振コンデン
サにおける２つの電圧に対する加算回路網（R1,R2,R3,R
4,C3）が設けられており、該加算回路網は、複数の抵抗
と加算された電圧を積分するためのコンデンサとから成
っている、 請求項４記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項６】降圧形調整器または昇圧形調整器（BR）に
対する制御回路（St）に制御判断基準として、共振コン
デンサ（C1,C2）における少なくとも１つの電圧並びに
スイッチングレギュレータの消費電流（iA）またはそこ
から導出される信号が供給される 請求項４記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項７】降圧形調整器または昇圧形調整器（BR）に
対する制御回路（St）に制御判断基準として、共振コン
デンサ（C1,C2）における少なくとも１つの電圧並びに
スイッチングレギュレータの消費電流（iA）またはそこ
から導出される、のこぎり波状信号が重畳されている信
号が供給される 請求項６記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項８】プッシュプルスイッチ（S1,S2）は、該２
つのプッシュプルスイッチ（S1,S2）が同時に無電流で
ある間隙期間の間に駆動されかつ該間隙期間（TG）は、
一方においてプッシュプル形変換回路（GW）が共振形成
回路として確実に転流ないし反転振動することができか
つ他方においてそれぞれの共振コンデンサ（C1;C2）の
再充電に対して十分な時間が使用されるように選定され
ている 請求項１から７までのいずれか１項記載のスイッチング
レギュレータ。 - 【請求項９】昇圧形調整器または降圧形調整器（AW）
は、単巻変圧器（SU）およびそれぞれ該単巻変圧器（S
U）の部分インダクタンス（LS1,LS2）を介して入力直流
電圧源（QE）に接続されている１次側のスイッチ（S3,S
4）と、２次側の整流器（D1,D2）および２つの個別イン
ダクタンス（L1,L2）に分割されている出力インダクタ
ンスとから成る 請求項１から８までのいずれか１項記載のスイッチング
レギュレータ。 - 【請求項１０】降圧形調整器または昇圧形調整器（BR）
に対する制御回路（St）に制御判断基準として、共振コ
ンデンサ（C1,C2）における少なくとも１つの電圧並び
にそれぞれ１次側のスイッチ（S3,S4）を介して流れる
電流またはそこから導出される信号が供給される請求項
４または９記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項１１】降圧形調整器または昇圧形調整器（BR）
に対する制御回路（St）に制御判断基準として、共振コ
ンデンサ（C1,C2）における少なくとも１つの電圧並び
にそれぞれ１次側のスイッチ（S3,S4）を介して流れる
電流またはそこから導出される、のこぎり波状信号が重
畳されている信号が供給される請求項10記載のスイッチ
ングレギュレータ。 - 【請求項１２】パルス幅変調器（PBM）に、一方におい
て、共振コンデンサ（C1,C2）における電圧から積分コ
ンデンサ（C3）において形成された和電圧から導出され
る信号および他方において、消費電流（iA）に比例して
いる信号と、一定の最大振幅ののこぎり波状信号
（USK）と、スイッチングレギュレータの入力電圧（U
E）の高さに依存している振幅を有する少なくとももう
１つの信号（USV,UW）とから合成されて成る基準信号が
供給される 請求項９記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項１３】前記もう１つの信号は、最大振幅が積分
された入力電圧（UE）に比例しているのこぎり波状信号
（USV）である 請求項12記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項１４】プッシュプルスイッチ（S1,S2）は、該
２つのプッシュプルスイッチ（S1,S2）が同時に無電流
である間隙期間の間に駆動されかつ該間隙期間（TG）
は、一方においてプッシュプル形変換回路（GW）が共振
形成回路として確実に転流ないし反転振動することがで
きかつ他方においてそれぞれの共振コンデンサ（C1;C
2）の再充電に対して十分な時間が使用されるように選
定されている 請求項９から13までのいずれか１項記載のスイッチング
レギュレータ。
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4120147A DE4120147A1 (de) | 1991-06-19 | 1991-06-19 | Schaltregler |
| DE4123634.3 | 1991-07-17 | ||
| DE4123634A DE4123634A1 (de) | 1991-07-17 | 1991-07-17 | Schaltregler |
| DE4120147.7 | 1991-07-17 | ||
| PCT/DE1992/000416 WO1992022955A1 (de) | 1991-06-19 | 1992-05-23 | Schaltregler |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06511373A JPH06511373A (ja) | 1994-12-15 |
| JP3247108B2 true JP3247108B2 (ja) | 2002-01-15 |
Family
ID=25904654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51036892A Expired - Lifetime JP3247108B2 (ja) | 1991-06-19 | 1992-05-23 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5559684A (ja) |
| EP (1) | EP0589911B1 (ja) |
| JP (1) | JP3247108B2 (ja) |
| DE (1) | DE59203309D1 (ja) |
| WO (1) | WO1992022955A1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4234769C1 (de) * | 1992-10-15 | 1994-02-03 | Ant Nachrichtentech | Spannungswandler für den Schaltbetrieb |
| DE4328556C2 (de) * | 1993-08-25 | 1995-06-08 | Ant Nachrichtentech | Gegentaktwandler mit Vorregler |
| KR100224103B1 (ko) * | 1996-12-14 | 1999-10-15 | 윤종용 | 공진형 전원 스위치장치 |
| AU760075B2 (en) * | 1997-02-05 | 2003-05-08 | Merck Sharp & Dohme Corp. | Process for the crystallization of a reverse transcriptase inhibitor using an anti-solvent |
| DE19836401A1 (de) * | 1997-09-19 | 2000-02-17 | Salcomp Oy Salo | Vorrichtung zum Aufladen von Akkumulatoren |
| JPH11127576A (ja) * | 1997-10-20 | 1999-05-11 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 直流電源装置 |
| CA2227747A1 (en) * | 1998-01-23 | 1999-07-23 | Gary Arthur Edwards | Buck regulator with plural outputs |
| JP2003050637A (ja) * | 2001-08-07 | 2003-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | 電源装置 |
| US6388430B1 (en) * | 2001-09-13 | 2002-05-14 | The Esab Group, Inc. | Buck regulator circuit for use in a power supply |
| EP1522164B1 (en) * | 2002-06-21 | 2014-10-29 | Thomson Licensing | Broadcast router having a shared configuration repository |
| US7042199B1 (en) | 2003-07-28 | 2006-05-09 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Series connected buck-boost regulator |
| FR2887704B1 (fr) * | 2005-06-27 | 2007-08-10 | Agence Spatiale Europeenne | Convertisseur regulateur de tension sans pertes de commutation |
| US8385504B2 (en) * | 2008-03-06 | 2013-02-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | DC/AC power inverter control unit of a resonant power converter circuit, in particular a DC/DC converter for use in a high-voltage generator circuitry of a modern computed tomography device or X-ray radiographic system |
| KR101237279B1 (ko) * | 2009-04-03 | 2013-02-27 | 가부시키가이샤 고마쓰 세이사쿠쇼 | 트랜스 결합형 승압기의 제어 장치 |
| US8461797B2 (en) * | 2011-01-28 | 2013-06-11 | I-Shou University | Current direction detection module |
| CN105141134B (zh) * | 2014-05-26 | 2019-06-14 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种开关电源和控制该开关电源的方法 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1172501A (en) * | 1966-01-28 | 1969-12-03 | Plessey Co Ltd | Improvements in or relating to power supply regulation arrangements |
| DE2501527A1 (de) * | 1975-01-16 | 1976-07-22 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung zur aufladung eines energiespeichers auf eine gleichspannung |
| DE2941009C2 (de) * | 1979-10-10 | 1985-08-08 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Verfahren zum Regeln oder Stellen der Ausgangsspannung eines fremdgesteuerten Gleichspannungswandlers |
| DE3142304A1 (de) * | 1981-10-24 | 1983-05-11 | AEG-Telefunken Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Gleichspannungswandler |
| DE3812861A1 (de) * | 1988-04-18 | 1989-10-26 | Siemens Ag | Eigensichere stromversorgungseinrichtung |
| DE3828816A1 (de) * | 1988-08-25 | 1989-10-19 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zum betreiben eines schaltreglers |
| US4937725A (en) * | 1989-06-19 | 1990-06-26 | Sundstrand Corporation | Circuit for eliminating snubber current noise in the sense circuit of an H-bridge inverter |
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| DE4120146A1 (de) * | 1991-06-19 | 1992-12-24 | Ant Nachrichtentech | Schaltregler |
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-
1992
- 1992-05-23 US US08/167,820 patent/US5559684A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-23 DE DE59203309T patent/DE59203309D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-05-23 JP JP51036892A patent/JP3247108B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-23 EP EP92910455A patent/EP0589911B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-23 WO PCT/DE1992/000416 patent/WO1992022955A1/de active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0589911B1 (de) | 1995-08-16 |
| JPH06511373A (ja) | 1994-12-15 |
| US5559684A (en) | 1996-09-24 |
| DE59203309D1 (de) | 1995-09-21 |
| WO1992022955A1 (de) | 1992-12-23 |
| EP0589911A1 (de) | 1994-04-06 |
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