JPH0568192B2 - - Google Patents
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- JPH0568192B2 JPH0568192B2 JP56108412A JP10841281A JPH0568192B2 JP H0568192 B2 JPH0568192 B2 JP H0568192B2 JP 56108412 A JP56108412 A JP 56108412A JP 10841281 A JP10841281 A JP 10841281A JP H0568192 B2 JPH0568192 B2 JP H0568192B2
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- Japan
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- frequency
- inverter
- output
- pwm
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 4
- 239000006096 absorbing agent Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、可変電圧コンバータとこの可変電圧
コンバータの出力を交流に変換するインバータと
からなる変換器の制御装置に関し、特に可変周波
数制御により交流モータを速度制御する電圧形イ
ンバータに適用するものである。
コンバータの出力を交流に変換するインバータと
からなる変換器の制御装置に関し、特に可変周波
数制御により交流モータを速度制御する電圧形イ
ンバータに適用するものである。
従来この種の装置として第１図に示すものがあ
つた。図において、１は交流電源、２はサイリス
タ整流器、３は直流リアクトル、４は平滑コンデ
ンサ、５はインバータ用トランジスタ、６は帰還
ダイオード、７は交流モータである。
つた。図において、１は交流電源、２はサイリス
タ整流器、３は直流リアクトル、４は平滑コンデ
ンサ、５はインバータ用トランジスタ、６は帰還
ダイオード、７は交流モータである。
パルス振幅制御インバータにより制御された３
相電圧形インバータの出力線間電圧波形は第２図
に示すように120゜幅の矩形波となり、その振幅は
第１図の平滑コンデンサ４の端子電圧Edを制御
することにより変更される。通常の可変周波数イ
ンバータにおいては出力周波数に比例して振幅
Edが制御され、これをPAM制御と呼んでいる。
相電圧形インバータの出力線間電圧波形は第２図
に示すように120゜幅の矩形波となり、その振幅は
第１図の平滑コンデンサ４の端子電圧Edを制御
することにより変更される。通常の可変周波数イ
ンバータにおいては出力周波数に比例して振幅
Edが制御され、これをPAM制御と呼んでいる。
ところでこのPAM制御のインバータの出力電
圧は（6n±１）次（ｎ＝１，２，……）の高調
波を含んでおり、結果として交流モータに6n次
のトルク脈動を発生する。しかるにインバータ周
波数が低くなるとトルク脈動周波数も低くなり、
速度むらの影響が大きく現われる。従つて通常
PAM制御のインバータは10対１程度の制御にし
か適用されないのが実情であつた。またPAM制
御のインバータでは10％〜30％速度付近の低速領
域において応答性を上げようとすると不安定領域
があることが知られている。
圧は（6n±１）次（ｎ＝１，２，……）の高調
波を含んでおり、結果として交流モータに6n次
のトルク脈動を発生する。しかるにインバータ周
波数が低くなるとトルク脈動周波数も低くなり、
速度むらの影響が大きく現われる。従つて通常
PAM制御のインバータは10対１程度の制御にし
か適用されないのが実情であつた。またPAM制
御のインバータでは10％〜30％速度付近の低速領
域において応答性を上げようとすると不安定領域
があることが知られている。
一方PWM制御のインバータの出力線間電圧波
形は第３図に示すごとく、点線図示の基本波成分
Ａ１に対して斜線で図示するように不必要な高調
波電圧が含まれている。
形は第３図に示すごとく、点線図示の基本波成分
Ａ１に対して斜線で図示するように不必要な高調
波電圧が含まれている。
ところで交流モータの簡易等価回路は第４図に
示す如く１次、２次漏れリアクタンスの和（X1o
＋X2o）と、２次抵抗r2をすべりＳで割つたイン
ピーダンスとの直列回路として表わし得る。しか
るに高調波に対してはすべりＳはＳ≒１であり２
次抵抗r2は（X1o＋X2o）に比し極めて小さいの
で、高調波に対しては（X1o＋X2o）が全インピ
ーダンスであると考えて良い。
示す如く１次、２次漏れリアクタンスの和（X1o
＋X2o）と、２次抵抗r2をすべりＳで割つたイン
ピーダンスとの直列回路として表わし得る。しか
るに高調波に対してはすべりＳはＳ≒１であり２
次抵抗r2は（X1o＋X2o）に比し極めて小さいの
で、高調波に対しては（X1o＋X2o）が全インピ
ーダンスであると考えて良い。
しかるにこのインピーダンスはｎ＝１のとき
X1o＋X2o＝X11＋X21となり、％インピーダンス
で表示すると、通常の交流モータでは10％程度
（0.1）である。このことは定格電流通過時の１
次、２次漏れリアクタンスによる電圧降下が約10
％となることを意味している。すなわち ％（X11＋X21）＝0.1 …(1) となる。
X1o＋X2o＝X11＋X21となり、％インピーダンス
で表示すると、通常の交流モータでは10％程度
（0.1）である。このことは定格電流通過時の１
次、２次漏れリアクタンスによる電圧降下が約10
％となることを意味している。すなわち ％（X11＋X21）＝0.1 …(1) となる。
また交流モータに流れる高調波電流をIh、高調
波電圧をEhとし、さらに運転周波数をｆ、定格
周波数をf1とすると、 Ih＝Eh／（X1o＋X2o）（ｆ／f1）＝Eh／ｎ（X11＋X21）
（ｆ／f1）
…(2) となる。
波電圧をEhとし、さらに運転周波数をｆ、定格
周波数をf1とすると、 Ih＝Eh／（X1o＋X2o）（ｆ／f1）＝Eh／ｎ（X11＋X21）
（ｆ／f1）
…(2) となる。
ここで、高調波電流Ih及び高調波電圧Ehを定格
電流I1及び定格電圧E1で基準化すると、 （Ih／I1）＝Eh／E1／ｎ（X11＋X21）（ｆ／f1）×I1／
E1…(3) ここで、 I1／E1（X11＋X21）＝0.1 …(4) とおくと、 Ih／I1＝Eh／E1／ｎ×（ｆ／f1）×0.1 …(5) となる。仮にnf＝30f1に選定すると、これは定格
周波数６Hzに対し変調周波数1.8KHzに選定した
場合に相当する。
電流I1及び定格電圧E1で基準化すると、 （Ih／I1）＝Eh／E1／ｎ（X11＋X21）（ｆ／f1）×I1／
E1…(3) ここで、 I1／E1（X11＋X21）＝0.1 …(4) とおくと、 Ih／I1＝Eh／E1／ｎ×（ｆ／f1）×0.1 …(5) となる。仮にnf＝30f1に選定すると、これは定格
周波数６Hzに対し変調周波数1.8KHzに選定した
場合に相当する。
第３図のような状態で運転されている場合、約
50％のパルス幅で運転周波数は電圧に比例すると
して30Hz、Eh／E1は約50％程度含まれると推定
されるので、 Ih／I1≒0.5／30×0.1＝0.17 …(6) と概略計算される。すなわち高調波基本波の約17
％だけ含まれることになる。
50％のパルス幅で運転周波数は電圧に比例すると
して30Hz、Eh／E1は約50％程度含まれると推定
されるので、 Ih／I1≒0.5／30×0.1＝0.17 …(6) と概略計算される。すなわち高調波基本波の約17
％だけ含まれることになる。
このように変調周波数を2KHz程度に選定して
も約20％程度の高調波が含まれることになる。
も約20％程度の高調波が含まれることになる。
このように従来の装置では、PAM方式には低
速において回転むら、不安定性等の問題があり、
またPWMには変調周波数を極めて高くとらねば
高調波が減衰しないのでこのまま変調波数をあげ
て運転するとモータ騒音の問題も生じてくる。
速において回転むら、不安定性等の問題があり、
またPWMには変調周波数を極めて高くとらねば
高調波が減衰しないのでこのまま変調波数をあげ
て運転するとモータ騒音の問題も生じてくる。
本発明はこのような従来のものの欠点を除去す
るためになされたもので、交流モータ等を速度制
御する変換器において、電圧制御回路によりイン
バータの交流出力が所定周波数に至るまではコン
バータの出力する直流電圧を一定に制御し、所定
周波数を越えると周波数に応じた直流電圧にコン
バータを可変電圧制御するものとし、他方パルス
幅変調器によりインバータの交流出力の周波数が
所定周波数に至るまではインバータをPWMモー
ドで可変周波数制御し、所定周波数を越えるとイ
ンバータをPAMモードで可変周波数制御するも
のとし、かつパルス幅変調器は、PWMモード時
インバータの交流出力が所定周波数に至る直前の
所定周波数範囲を除いて非同期PWMモードでイ
ンバータを可変周波数制御し、上記所定周波数範
囲では同期PWMモードでインバータを可変周波
数制御することにより、電流脈流を低減でき、ト
ルク脈流サージアブソーバ損失の低減がはかれ、
特にPWMモードからPAMモードへの切換えに
際し電圧跳躍を抑制できる変換器の制御装置を提
供しようとするものである。
るためになされたもので、交流モータ等を速度制
御する変換器において、電圧制御回路によりイン
バータの交流出力が所定周波数に至るまではコン
バータの出力する直流電圧を一定に制御し、所定
周波数を越えると周波数に応じた直流電圧にコン
バータを可変電圧制御するものとし、他方パルス
幅変調器によりインバータの交流出力の周波数が
所定周波数に至るまではインバータをPWMモー
ドで可変周波数制御し、所定周波数を越えるとイ
ンバータをPAMモードで可変周波数制御するも
のとし、かつパルス幅変調器は、PWMモード時
インバータの交流出力が所定周波数に至る直前の
所定周波数範囲を除いて非同期PWMモードでイ
ンバータを可変周波数制御し、上記所定周波数範
囲では同期PWMモードでインバータを可変周波
数制御することにより、電流脈流を低減でき、ト
ルク脈流サージアブソーバ損失の低減がはかれ、
特にPWMモードからPAMモードへの切換えに
際し電圧跳躍を抑制できる変換器の制御装置を提
供しようとするものである。
以下、第５図について本発明に係る変換器の一
例を詳述するに、図において、１１はサイリスタ
整流器２のゲートに接続される電圧制御回路、１
２は平滑コンデンサ４の電圧Edを検出する電圧
センサで、サイリスタ整流器電圧パターン発生回
路１３の出力と電圧センサ１２の出力とが加算器
１４で加算されその加算出力が電圧制御回路１１
に与えられる。
例を詳述するに、図において、１１はサイリスタ
整流器２のゲートに接続される電圧制御回路、１
２は平滑コンデンサ４の電圧Edを検出する電圧
センサで、サイリスタ整流器電圧パターン発生回
路１３の出力と電圧センサ１２の出力とが加算器
１４で加算されその加算出力が電圧制御回路１１
に与えられる。
ここで、サイリスタ整流器電圧パターン発生回
路１３は速度基準回路１５の速度基準出力Ｓ１に
基づいて第６図に示す如き電圧パターン出力Ｓ２
を発生する。すなわち、速度基準回路１５の速度
基準出力Ｓ１が最大直流電圧Ed naxに相当する
大きさになつたときこれを、100％とし、基準出
力Ｓ１が０〜30％の間はEd naxの30％の一定の
直流電圧Edを出力し、これに対して30〜100％の
間は直流電圧Edが基準出力Ｓ１に比例して上昇
し、かくして０〜30％で一定値制御とし、かつ30
〜100％で直線制御とするような電圧パターンを
発生させる。
路１３は速度基準回路１５の速度基準出力Ｓ１に
基づいて第６図に示す如き電圧パターン出力Ｓ２
を発生する。すなわち、速度基準回路１５の速度
基準出力Ｓ１が最大直流電圧Ed naxに相当する
大きさになつたときこれを、100％とし、基準出
力Ｓ１が０〜30％の間はEd naxの30％の一定の
直流電圧Edを出力し、これに対して30〜100％の
間は直流電圧Edが基準出力Ｓ１に比例して上昇
し、かくして０〜30％で一定値制御とし、かつ30
〜100％で直線制御とするような電圧パターンを
発生させる。
また１６はインバータ用トランジスタ５のベー
ス駆動回路で、PWM変調器１７の出力によつて
トランジスタ５をオンオフ制御する。PWM変調
器１７はPWM電圧パターン発生回路１８の出力
Ｓ３及びインバータ周波数パターン発生回路１９
の出力Ｓ４に基づいてPWM変調出力を形成す
る。
ス駆動回路で、PWM変調器１７の出力によつて
トランジスタ５をオンオフ制御する。PWM変調
器１７はPWM電圧パターン発生回路１８の出力
Ｓ３及びインバータ周波数パターン発生回路１９
の出力Ｓ４に基づいてPWM変調出力を形成す
る。
ここでPWM電圧パターン発生回路１８は速度
基準回路１５の基準出力Ｓ１に基づいて第７図に
示す如き電圧パターン出力Ｓ３を発生する。すな
わち基準出力Ｓ１が０〜30％の領域では出力電圧
V2を０％から100％まで直線的に増大させて
PWM制御を行わせ、これに対して30〜100％の
領域では出力電圧V2が100％の一定値制御を行わ
せる。この30〜100％の領域では第６図について
上述したようにサイリスタ整流器電圧パターン発
生回路１３の電圧パターン出力出力Ｓ２が直線的
に増大することによりPAM制御することになる。
基準回路１５の基準出力Ｓ１に基づいて第７図に
示す如き電圧パターン出力Ｓ３を発生する。すな
わち基準出力Ｓ１が０〜30％の領域では出力電圧
V2を０％から100％まで直線的に増大させて
PWM制御を行わせ、これに対して30〜100％の
領域では出力電圧V2が100％の一定値制御を行わ
せる。この30〜100％の領域では第６図について
上述したようにサイリスタ整流器電圧パターン発
生回路１３の電圧パターン出力出力Ｓ２が直線的
に増大することによりPAM制御することになる。
またインバータ周波数パターン発生回路１９は
速度基準回路１５の基準出力Ｓ１に基づいて、
PWM変調器１７で作られるPWM電圧パターン
出力Ｓ５の基本出力周波数を決める出力Ｓ４を発
生する。かくしてインバータ制御装置はPAM電
圧パターン出力Ｓ２と、PWM電圧パターン出力
Ｓ３及び周波数パターン出力Ｓ４とに応じて、所
定の電圧かつ所定の周波数をもつPWM波形又は
PAM波形を作り出す。
速度基準回路１５の基準出力Ｓ１に基づいて、
PWM変調器１７で作られるPWM電圧パターン
出力Ｓ５の基本出力周波数を決める出力Ｓ４を発
生する。かくしてインバータ制御装置はPAM電
圧パターン出力Ｓ２と、PWM電圧パターン出力
Ｓ３及び周波数パターン出力Ｓ４とに応じて、所
定の電圧かつ所定の周波数をもつPWM波形又は
PAM波形を作り出す。
ここでPAM方式の電圧形３相インバータの出
力電圧波形は第８図Ａに示す如く120゜幅の矩形波
となる。一方PWM方式の３相インバータの出力
電圧が第８図Ｂに示す如く、半サイクルに５つの
パルスを含んだ状態でしかもそのスイツチング位
置が角度的に固定されている波形をもつている場
合同期PWM方式と呼ぶ。これに対して同じ
PWM方式でも第８図Ｃに示す如く、単位時間当
りのパルス数（すなわち変調周波数）が固定さ
れ、従つて運転周波数が上昇すると共に半サイク
ルのパルス数が減少して行く波形をもつている場
合非同期PWM方式と呼ぶ。
力電圧波形は第８図Ａに示す如く120゜幅の矩形波
となる。一方PWM方式の３相インバータの出力
電圧が第８図Ｂに示す如く、半サイクルに５つの
パルスを含んだ状態でしかもそのスイツチング位
置が角度的に固定されている波形をもつている場
合同期PWM方式と呼ぶ。これに対して同じ
PWM方式でも第８図Ｃに示す如く、単位時間当
りのパルス数（すなわち変調周波数）が固定さ
れ、従つて運転周波数が上昇すると共に半サイク
ルのパルス数が減少して行く波形をもつている場
合非同期PWM方式と呼ぶ。
以上の構成において、PWM電圧パターン発生
回路１８は第７図について上述したように、速度
基準回路１５の基準出力Ｓ１が０〜30％の間は基
準出力Ｓ１に比例する電圧V2でなる出力Ｓ３を
指令値として出力する。このときPWM変調器１
７はこの指令値Ｓ３に従つて第６図に示す如く、
基本波出力電圧波高値Ed／PAM最大基本波出力
電圧波高値Ed naxの値が直線的に増大するよう
な基本波出力電圧を送出するようにPWM制御
し、ベース駆動回路１６によつてインバータ用ト
ランジスタ５をオン、オフ制御する。すなわち
PWM変調器１７は基準出力が０％から増大する
間は非同期PWMモードで制御し、また30％の近
傍では一旦同期式PWMモードで制御した後
PAMモードで制御する。
回路１８は第７図について上述したように、速度
基準回路１５の基準出力Ｓ１が０〜30％の間は基
準出力Ｓ１に比例する電圧V2でなる出力Ｓ３を
指令値として出力する。このときPWM変調器１
７はこの指令値Ｓ３に従つて第６図に示す如く、
基本波出力電圧波高値Ed／PAM最大基本波出力
電圧波高値Ed naxの値が直線的に増大するよう
な基本波出力電圧を送出するようにPWM制御
し、ベース駆動回路１６によつてインバータ用ト
ランジスタ５をオン、オフ制御する。すなわち
PWM変調器１７は基準出力が０％から増大する
間は非同期PWMモードで制御し、また30％の近
傍では一旦同期式PWMモードで制御した後
PAMモードで制御する。
しかるに速度基準回路１５の基準出力Ｓ１が30
〜100％の間では、PWM変調器１７の出力Ｓ５
は一定値になりこれに代つてサイリスタ整流器電
圧パターン発生回路１３が速度基準回路１５の基
準出力Ｓ１に比例する電圧出力V1でなる出力Ｓ
２を指令値として出力し（第６図）、直流電圧セ
ンサ１２によつて検出された直流電圧との差を出
力に応じて電圧制御回路１１を制御することによ
り、サイリスタ整流器２の直流出力電圧が指令値
V1と等しくなるように制御される。従つて基準
出力Ｓ１が30〜100％の範囲では基本波出力電圧
波高値Ed／PAM最大基本波出力電圧波高値
Ed naxは基準出力Ｓ１に比例して増大すること
になる。
〜100％の間では、PWM変調器１７の出力Ｓ５
は一定値になりこれに代つてサイリスタ整流器電
圧パターン発生回路１３が速度基準回路１５の基
準出力Ｓ１に比例する電圧出力V1でなる出力Ｓ
２を指令値として出力し（第６図）、直流電圧セ
ンサ１２によつて検出された直流電圧との差を出
力に応じて電圧制御回路１１を制御することによ
り、サイリスタ整流器２の直流出力電圧が指令値
V1と等しくなるように制御される。従つて基準
出力Ｓ１が30〜100％の範囲では基本波出力電圧
波高値Ed／PAM最大基本波出力電圧波高値
Ed naxは基準出力Ｓ１に比例して増大すること
になる。
このように非同期PWMモードからPAMモー
ドに移行する際に一旦同期PWMモードを通るよ
うにしたので、モード切換時にインバータの出力
電圧に生ずる跳躍を十分に小さくすることができ
る。
ドに移行する際に一旦同期PWMモードを通るよ
うにしたので、モード切換時にインバータの出力
電圧に生ずる跳躍を十分に小さくすることができ
る。
因みに運転周波数が低い非同期PWMモードに
おいて変調周波数を1KHzとし、また速度基準回
路１５の基準出力Ｓ１が100％のときこれに相当
する運転周波数を60Hzとすると、基準出力30％の
ときの運転周波数は18Hzとなり、さらに半サイク
ルのパルス数は、運転周波数が10Hzのとき100個、
18Hzでは60個となる。
おいて変調周波数を1KHzとし、また速度基準回
路１５の基準出力Ｓ１が100％のときこれに相当
する運転周波数を60Hzとすると、基準出力30％の
ときの運転周波数は18Hzとなり、さらに半サイク
ルのパルス数は、運転周波数が10Hzのとき100個、
18Hzでは60個となる。
今変調周波数が1KHzで非同期PWM制御してい
るときのインバータ出力電圧の波形は第１０図に
おいて点線図示の基本波波形Ｂ１に対して実線図
示のようなパルス波形Ｂ２になる。このときのパ
ルス周期TcはTc＝1msec、立下り期間tpffは主回
路の最小転流時間で決まりトランジスタインバー
タの場合はtpff≒30μsec程度（サイリスタインバ
ータの場合はtpff≒100μsec程度）になる。
るときのインバータ出力電圧の波形は第１０図に
おいて点線図示の基本波波形Ｂ１に対して実線図
示のようなパルス波形Ｂ２になる。このときのパ
ルス周期TcはTc＝1msec、立下り期間tpffは主回
路の最小転流時間で決まりトランジスタインバー
タの場合はtpff≒30μsec程度（サイリスタインバ
ータの場合はtpff≒100μsec程度）になる。
この非同期PWMモードからPAMモードに移
行すれば、トランジスタインバータの場合tpff／Tc＝ 30／1000、すなわち３％の電圧跳躍を生じる（サイ リスタインバータではtpff／Tc＝100／1000、すなわち1
0 ％の電圧跳躍を生じる）ことになる。これに対し
て第９図について上述したように非同期PWMモ
ードからPAMモードに移行する際に一旦同期
PWMモードを通るようになされているので、こ
の電圧跳躍を格段的に低減することができる。
行すれば、トランジスタインバータの場合tpff／Tc＝ 30／1000、すなわち３％の電圧跳躍を生じる（サイ リスタインバータではtpff／Tc＝100／1000、すなわち1
0 ％の電圧跳躍を生じる）ことになる。これに対し
て第９図について上述したように非同期PWMモ
ードからPAMモードに移行する際に一旦同期
PWMモードを通るようになされているので、こ
の電圧跳躍を格段的に低減することができる。
すなわちこのようにすれば半サイクルのパルス
数が少い同期PWMモードにおいても、パルス幅
は平均的に大きく開いているので、含有高調波が
少なく、電流の脈動も極めて小さくなるからであ
る。
数が少い同期PWMモードにおいても、パルス幅
は平均的に大きく開いているので、含有高調波が
少なく、電流の脈動も極めて小さくなるからであ
る。
因みに今非同期PWMモードにおいては変調周
波数は1KHzであるから、Eh／E1＝50％×１／３≒17％ と仮定し、速度基準回路１５の基準出力Ｓ１が
100％に相当する周波数を60Hzとすると、高調波
電流は上述の(5)式より、 Ih／I1＝Eh／E1／ｎ×（ｆ／f1）×0.1＝0.17／111×（
９／60）×0.1＝0.1
…(7) となる。ここでEh／E1＝0.5×１／３≒0.17、E1は速度 基準回路１５の基準出力Ｓ１が30％における基本
波電圧、値0.5はEd naxで変調したときの高調波
電圧を50％と仮定し、値1/3は直流電圧を30％に
絞つているため高調波電圧が低減される係数を意
味する。またｆは速度基準回路１５の基準出力Ｓ
１が15％における出力周波数で60Hz×0.15＝９Hz
となり、f1は速度基準回路１５の基準出力Ｓ１が
100％における周波数で60Hzとなる。さらにｎは 変調周波数／出力周波数＝1000Hz／９＝111 である。
波数は1KHzであるから、Eh／E1＝50％×１／３≒17％ と仮定し、速度基準回路１５の基準出力Ｓ１が
100％に相当する周波数を60Hzとすると、高調波
電流は上述の(5)式より、 Ih／I1＝Eh／E1／ｎ×（ｆ／f1）×0.1＝0.17／111×（
９／60）×0.1＝0.1
…(7) となる。ここでEh／E1＝0.5×１／３≒0.17、E1は速度 基準回路１５の基準出力Ｓ１が30％における基本
波電圧、値0.5はEd naxで変調したときの高調波
電圧を50％と仮定し、値1/3は直流電圧を30％に
絞つているため高調波電圧が低減される係数を意
味する。またｆは速度基準回路１５の基準出力Ｓ
１が15％における出力周波数で60Hz×0.15＝９Hz
となり、f1は速度基準回路１５の基準出力Ｓ１が
100％における周波数で60Hzとなる。さらにｎは 変調周波数／出力周波数＝1000Hz／９＝111 である。
この(7)式を上述の(6)式と比較すると、1KHzで
変調しても電流の脈動は0.1であり、変調周波数
が半分になつているにもかかわらず電流脈動は約
その半分となつていることが分かる。
変調しても電流の脈動は0.1であり、変調周波数
が半分になつているにもかかわらず電流脈動は約
その半分となつていることが分かる。
さらに第９図の制御方法によれば、変調周波数
の高いPWMモードにおいて直流電圧が最大直流
電圧の1/3に制御されており、トランジスタ及び
サイリスタに並列に接続されるＣ−Ｒアブソーバ
の抵抗損失が電圧の二乗の関係になるのでその抵
抗損失を（1/3）2＝1/9とし得、最大直流電圧で
PWM変調する方式に較べて10％程度に低減され
る。この利点は第１１図の如く、単一の直流電源
１で、複数のインバータ７１〜７３を共通駆動す
る場合には、インバータ部５１〜５３を１段とコ
ンパクトに構成し得ることになる。
の高いPWMモードにおいて直流電圧が最大直流
電圧の1/3に制御されており、トランジスタ及び
サイリスタに並列に接続されるＣ−Ｒアブソーバ
の抵抗損失が電圧の二乗の関係になるのでその抵
抗損失を（1/3）2＝1/9とし得、最大直流電圧で
PWM変調する方式に較べて10％程度に低減され
る。この利点は第１１図の如く、単一の直流電源
１で、複数のインバータ７１〜７３を共通駆動す
る場合には、インバータ部５１〜５３を１段とコ
ンパクトに構成し得ることになる。
以上のように本発明によれば、PWMの大部分
を非同期PWMモードとし、PAMモードへの切
換への極く短い部分のみを同期PWMモードにす
ることにより全範囲をPWMモードで制御する場
合と比較して、電流の脈動を一段と低減し得ると
共に電流脈動に付随して生じるトルク脈動を大幅
に低減し得、かつインバータ部のサージアブソー
バ損失を大幅に低減し得る。これと同時にPWM
モードからPAMモードへの切換えの際生じる電
圧跳躍を極く小さく抑えることができる。
を非同期PWMモードとし、PAMモードへの切
換への極く短い部分のみを同期PWMモードにす
ることにより全範囲をPWMモードで制御する場
合と比較して、電流の脈動を一段と低減し得ると
共に電流脈動に付随して生じるトルク脈動を大幅
に低減し得、かつインバータ部のサージアブソー
バ損失を大幅に低減し得る。これと同時にPWM
モードからPAMモードへの切換えの際生じる電
圧跳躍を極く小さく抑えることができる。
第１図は従来のトランジスタインバータの主回
路を示す系統図、第２図はPAM方式３相電圧形
インバータの出力波形を示す信号波形図、第３図
はPWMインバータの出力線間電圧波形を示す信
号波形図、第４図は誘導電動機の簡易等価回路を
示す接続図、第５図は本発明による変換器の制御
装置を示すブロツク図、第６図はサイリスタ整流
器の電圧パターン信号を示す曲線図、第７図は
PWMモードの電圧パターン信号を示す曲線図、
第８図はPWM変調器の出力信号を示す信号波形
図、第９図は全体の制御モードを示す曲線図、第
１０図は非同期変調時の出力電圧波形を示す信号
波形図、第１１図は本発明の応用例としてのイン
バータ主回路を示す系統図である。 １…交流入力電源、２…サイリスタ整流器、３
…直流リアクトル、４…平滑コンデンサ、５…イ
ンバータ用トランジスタ、６…帰還ダイオード、
７…交流モータ、１１…電圧制御回路、１２…電
圧センサ、１３…サイリスタ整流器電圧パターン
発生回路、１４…加算器、１５…速度基準回路、
１６…ベース駆動回路、１７…PWM変調器、１
８…PWM電圧パターン発生回路、１９…インバ
ータ周波数パターン発生回路、５１〜５３…イン
バータ用トランジスタ、６１〜６３…帰還ダイオ
ード、７１〜７３…交流モータ。
路を示す系統図、第２図はPAM方式３相電圧形
インバータの出力波形を示す信号波形図、第３図
はPWMインバータの出力線間電圧波形を示す信
号波形図、第４図は誘導電動機の簡易等価回路を
示す接続図、第５図は本発明による変換器の制御
装置を示すブロツク図、第６図はサイリスタ整流
器の電圧パターン信号を示す曲線図、第７図は
PWMモードの電圧パターン信号を示す曲線図、
第８図はPWM変調器の出力信号を示す信号波形
図、第９図は全体の制御モードを示す曲線図、第
１０図は非同期変調時の出力電圧波形を示す信号
波形図、第１１図は本発明の応用例としてのイン
バータ主回路を示す系統図である。 １…交流入力電源、２…サイリスタ整流器、３
…直流リアクトル、４…平滑コンデンサ、５…イ
ンバータ用トランジスタ、６…帰還ダイオード、
７…交流モータ、１１…電圧制御回路、１２…電
圧センサ、１３…サイリスタ整流器電圧パターン
発生回路、１４…加算器、１５…速度基準回路、
１６…ベース駆動回路、１７…PWM変調器、１
８…PWM電圧パターン発生回路、１９…インバ
ータ周波数パターン発生回路、５１〜５３…イン
バータ用トランジスタ、６１〜６３…帰還ダイオ
ード、７１〜７３…交流モータ。
Claims (1)
- １ 交流を直流に変換する可変電圧制御コンバー
タと、上記直流を所定の周波数の交流に変換して
出力するインバータとからなる変換器の制御装置
において、上記インバータの交流出力の周波数が
所定周波数に至るまでは上記コンバータの出力す
る直流電圧を一定に制御し、上記所定周波数を越
えると周波数に応じた直流電圧に可変電圧制御す
る電圧制御回路、及び上記インバータの交流出力
の周波数が上記所定周波数に至るまでは上記イン
バータをPWMモードで可変周波数制御し、上記
所定周波数を越えると上記インバータをPAMモ
ードで可変周波数制御するパルス幅変調器からな
り、該パルス幅変調器は、PWMモード時上記イ
ンバータの交流出力が上記所定周波数に至る直前
の所定周波数範囲を除いて単位時間当たりのパル
ス数が固定された非同期PWMモードでインバー
タを可変周波数制御し、上記所定周波数範囲では
半サイクル当たりのパルス数が固定された同期
PWMモードでインバータを可変周波数制御する
ことを特徴とする変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56108412A JPS5812577A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | 変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56108412A JPS5812577A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | 変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5812577A JPS5812577A (ja) | 1983-01-24 |
| JPH0568192B2 true JPH0568192B2 (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=14484094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56108412A Granted JPS5812577A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | 変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5812577A (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS602093A (ja) * | 1983-06-15 | 1985-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
| JPS6152497U (ja) * | 1984-09-11 | 1986-04-09 | ||
| JPS61247292A (ja) * | 1985-04-24 | 1986-11-04 | Hitachi Ltd | インバ−タ制御装置 |
| JP2001314095A (ja) * | 2001-03-23 | 2001-11-09 | Hitachi Ltd | 電動機駆動装置及びこれを用いた空気調和機 |
| JP2004126050A (ja) | 2002-09-30 | 2004-04-22 | Fuji Photo Film Co Ltd | 平版印刷版原版 |
| JP4137577B2 (ja) | 2002-09-30 | 2008-08-20 | 富士フイルム株式会社 | 感光性組成物 |
| CN100590525C (zh) | 2002-12-18 | 2010-02-17 | 富士胶片株式会社 | 可聚合组合物和平版印刷版前体 |
| JP5183165B2 (ja) | 2006-11-21 | 2013-04-17 | 富士フイルム株式会社 | 複屈折パターンを有する物品の製造方法 |
| JP5030638B2 (ja) | 2007-03-29 | 2012-09-19 | 富士フイルム株式会社 | カラーフィルタ及びその製造方法 |
| US20080259268A1 (en) | 2007-04-12 | 2008-10-23 | Fujifilm Corporation | Process of producing substrate for liquid crystal display device |
| JP2009083106A (ja) | 2007-09-27 | 2009-04-23 | Fujifilm Corp | 平版印刷版用版面保護剤及び平版印刷版の製版方法 |
| JP5371449B2 (ja) | 2008-01-31 | 2013-12-18 | 富士フイルム株式会社 | 樹脂、顔料分散液、着色硬化性組成物、これを用いたカラーフィルタ及びその製造方法 |
| JP5507054B2 (ja) | 2008-03-28 | 2014-05-28 | 富士フイルム株式会社 | 重合性組成物、カラーフィルタ、カラーフィルタの製造方法、及び固体撮像素子 |
| JP5405141B2 (ja) | 2008-08-22 | 2014-02-05 | 富士フイルム株式会社 | 平版印刷版の作製方法 |
| JP5127651B2 (ja) | 2008-09-30 | 2013-01-23 | 富士フイルム株式会社 | 着色硬化性組成物、カラーフィルタ及びその製造方法、並びに固体撮像素子 |
| US8663880B2 (en) | 2009-04-16 | 2014-03-04 | Fujifilm Corporation | Polymerizable composition for color filter, color filter, and solid-state imaging device |
| KR20110098638A (ko) | 2010-02-26 | 2011-09-01 | 후지필름 가부시키가이샤 | 착색 경화성 조성물, 컬러필터와 그 제조방법, 고체촬상소자 및 액정표시장치 |
| US9051397B2 (en) | 2010-10-05 | 2015-06-09 | Basf Se | Oxime ester |
| KR102134138B1 (ko) | 2016-03-14 | 2020-07-15 | 후지필름 가부시키가이샤 | 조성물, 막, 경화막, 광학 센서 및 막의 제조 방법 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52154020A (en) * | 1976-06-17 | 1977-12-21 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor by plurality of pulse duration modulated variable frequency inverter |
-
1981
- 1981-07-10 JP JP56108412A patent/JPS5812577A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52154020A (en) * | 1976-06-17 | 1977-12-21 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor by plurality of pulse duration modulated variable frequency inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5812577A (ja) | 1983-01-24 |
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