CN102368668A - 降低电动车车载逆变器损耗并提高其电流输出能力的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种降低电动车车载逆变器损耗并提高其电流输出能力的方法；包括：给定电压矢量是由六个基本的电压矢量加上两个零电流矢量组合而成的，从而等效成了圆形电压旋转矢量，零电流矢量时间为完全的111，其中111代表高端三管全开。本发明的引入一种新的控制策略来解决传统调制方式带来的开关次数多，效率低，负荷不对称的问题，从而达到减小发热，提高逆变器效率以及减小IGBT，二极管间的热不对称性，提高逆变器的电流输出能力。
Description
技术领域
本发明涉及一种汽车电子电气方法，具体涉及一种用于电动车车载逆变器的电子电气方法。
背景技术
在电动/混合动力汽车中，车用逆变器是高压电池的主负载，直接向车用拖动电机提供能量其电流大，其功率为几十甚至上百千瓦。所以即使其效率很高，也会产生几千瓦的损耗。电动车一大技术瓶为其续航里程短，所以能够提高效率是十分有意义的。再者几千瓦的损耗会对逆变器散热提出了很高的要求，电动车的冷却水泵功率小，高损耗使其很难承担。普通的SVPWM调制方式，电动车电机在拖动或制动时，其电流方向相反，导致其在逆变器流经路径不同，拖动时电流主要由逆变器中的IGBT承担，制动时则由逆变器中的二极管承担，导致其功耗产生在同一工况严重不对称，从而造成结温严重不对称。比如说拖动时IGBT的结温已经达到了150度所能承受最高结温，而此时二极管的结温仅为100度。但是此时已经无法再提高电流了，因为IGBT已经到了瓶颈，反之亦然。所以，普通调制方式使逆变器的输出能力大受限制。
现代的交流电机已经用空间矢量控制(SVPWM)由于其可以实现动态控制，母线利用率高已经全面取代了传统的变压变频控制。对于普通的SVPWM方式，在一个开关周期Tp中，任一个给定电压矢量是由六个基本的电压矢量加上两个零电流矢量(000，111)组合而成的，其中000代表逆变器三相桥低端三管开，而111代表高端三管全开。从而等效成了圆形电压旋转矢量，如图1所示，给定的由矢量相邻的及组合而成，由矢量组合法则，得到其作用时间分别为t1 及t2，则剩余的时间为零矢量作用时间，两个零矢量作用时间各占一半。则一个Tp中，U，V，W三相的作用时间如图2所示。则当电压矢量旋转了一个圆周后，三相的作用时间形成了马鞍形波，其与三角载波相比较得到了三相IGBT的开关信号，如图3所示，在电压正半周，主要是高端IGBT在开通，在负半周，主要是低端IGBT在开通。由于IGBT的单向导通性，在IGBT开通时，电流正向时(正半周)流经IGBT，反向时电流流经二极管。
对于拖动工况，电流相位滞后于电压相位一个较小的角度(一般小于45度)，如图4所示。图5给出了拖动工况，PWM开关信号与一个半桥四个管子的导通损耗的对应关系，在电流信号正半周绝大部分电流由高端IGBT承担，这是由于拖动时电压电流几乎同相位，高端IGBT开通的时间很长，而关断的时间很短。同理，在电流负半周，电流主要由低端IGBT提供。可见，此时的IGBT的导通损耗远远大于二极管，这便是拖动工况IGBT与二极管功耗不平衡的原因。图6所示的为普通SVPWM的功耗仿真结果，在一秒钟的仿真时间里，一个半桥的四个管子发热功耗严重不对称，仿真基于如下参数，300V母线电压，300A输出rms电流，功率因数为0.7，英飞凌HP2模块的损耗参数。
图7所示的为普通SVPWM方式的开关损耗，在一个调制周期，由于一直在开关，所以其开关损耗比较大，可以看出高端IGBT的开通损耗与低端二极管的反向恢复损耗发生在同一PWM上升沿，即高端IGBT开通瞬间。图8为累积一秒钟的开关损耗功率。
将一个半桥四个开关管的开通关断损耗加起来，则四个管子的总损耗为：
高端IGBT200W，高端二极管80W，低端IGBT200W，低端二极管80W，三个半桥总损耗为1680W，IGBT与二极管的损耗差异为120W，虽然二极管此时的损耗很低，但是IGBT的功耗过大已经不容许电流进一步增加。
对于制动工况，电流相位滞后电压相位很大(一般大于135度)，在电流正半周电流主要由低端二极管承担，因为此时高端IGBT的开通时间非常短，而在电流负半周，主要是高端二极管在承担电流，所以制动工况二极管的发热比IGBT严重很多，如图9所示。
由于频繁开关，故开关损耗也很大，如图10所示。得到仿真结果显示，高端IGBT121W，高端二极管190W，低端IGBT121W，低端二极管190W，三个半桥总损耗为1866W，IGBT与二极管的损耗差异为69W。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种降低电动车车载逆变器损耗并提高其电流输出能力的方法，它主要解决目前电动车逆变器损耗高，效率低；冷却系统散热负荷过大；逆变器中IGBT及二极管负荷严重不对称，使逆变器的电流输出能力大大受限的问题。
为了解决以上技术问题，本发明提供了一种降低电动车车载逆变器损耗并提高其电流输出能力的方法；包括：给定电压矢量是由六个基本的电压矢量加上两个零电流矢量组合而成的，从而等效成了圆形电压旋转矢量，零电流矢量时间为完全的111，其中111代表高端三管全开。
本发明的有益效果在于：引入一种新的控制策略来解决传统调制方式带来的开关次数多，效率低，负荷不对称的问题，从而达到减小发热，提高逆变器效率以及减小IGBT，二极管间的热不对称性，提高逆变器的电流输出能力。
优选的，包括以下步骤：通过矢量控制的方法计算出当前需要的电压矢量；通过平行四边形法则得到相邻两个非零电压矢量的作用时间t1与t2；开关周期内的其他时间为111零矢量作用时间t7。
优选的，其形成的电压调制波在三分之一的基波周期内其调制度保持为1。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。
图1是现有技术圆形电压旋转矢量示意图；
图2是现有技术U、V、W三相的作用时间示意图；
图3是现有技术三相IGBT的开关信号示意图；
图4是现有技术拖动工况电流相位滞后于电压相位的示意图；
图5是现有技术拖动工况，PWM开关信号与一个半桥四个管子的导通损耗的对应关系示意图；
图6是现有技术拖动工况SVPWM的导通功耗仿真结果示意图；
图7是现有技术拖动工况SVPWM方式的开关损耗示意图；
图8是现有技术拖动工况累积一秒钟的开关损耗功率示意图
图9是现有技术制动工况导通功耗仿真结果示意图；
图10是现有技术制动工况开关损耗功率示意图；
图11是本发明实施例所述方案圆形电压旋转矢量示意图；
图12是本发明实施例所述方案U、V、W三相的作用时间示意图；
图13是本发明实施例所述方案拖动工况的导通功耗示意图；
图14是本发明实施例所述方案拖动工况的开关损耗示意图；
图15是本发明实施例所述方案制动工况导通功耗仿真结果示意图；
图16是本发明实施例所述方案制动工况开关损耗功率示意图。
具体实施方式
本发明通过重新分配零矢量，可以完全改变电压调制波波形，从而改变损耗大小。由于六个有效矢量的作用时间没有发生改变，所以对于矢量控制控制上没有任何改变。将零矢量时间由000，111均分改为完全的111，如图11所示， 得到了如图12的调制波形，相对于图3，很明显看到，在一个周期内，有三分之一的时间内IGBT没有开关，这主要是集中在电流的正半周，可以预见高端IGBT及低端二极管的开关损耗可以明显降低。在电流负半周，相对于图3，由于电压调制波整体上移(每相开通时间比原来长t7/2)，导致低端IGBT的导通时间降低，导通损耗降低，高端二极管的导通损耗增加。从以上分析得出，逆变器整体损耗会降低，而且拖动时逆变器的限制瓶颈IGBT的发热会降低，使逆变器输出能力提高。此时设定与之前相同的仿真条件，得到图13及图14的仿真结果。高端IGBT160W，高端二极管105W，低端IGBT175W，低端二极管40W，三个半桥总损耗为1440W，IGBT与二极管的损耗差异为70W。故逆变器总损耗比之前降低了240W，损耗差异也大大降低，故逆变器的电流输出能力整体有所提高。
将同样的SVPWM方法应用于制动工况，得到了如图15，图16所示的结果。高端IGBT134W，高端二极管183W，低端IGBT47W，低端二极管155W，三个半桥总损耗为1557W，IGBT与二极管的损耗差异为49W。可见，逆变器损耗降低了309W，损耗差异降低了20W。
本发明通过引入一种新的控制策略来解决传统调制方式带来的开关次数多，效率低，负荷不对称的问题，从而达到减小发热，提高逆变器效率以及减小IGBT，二极管间的热不对称性，提高逆变器的电流输出能力。
本发明并不限于上文讨论的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在于为了描述和说明本发明涉及的技术方案。基于本发明启示的显而易见的变换或替代也应当被认为落入本发明的保护范围。以上的具体实施方式用来揭示本发明的最佳实施方法，以使得本领域的普通技术人员能够应用本发明的多种实施方式以及多种替代方式来达到本发明的目的。
Claims (3)
1.一种降低电动车车载逆变器损耗并提高其电流输出能力的方法；包括：给定电压矢量是由六个基本的电压矢量加上两个零电流矢量组合而成的，从而等效成了圆形电压旋转矢量，其特征在于，零电流矢量时间为完全的111，其中111代表高端三管全开。
2.如权利要求1所述的降低电动车车载逆变器损耗并提高其电流输出能力的方法，其特征在于，包括以下步骤：
通过矢量控制的方法计算出当前需要的电压矢量；
通过平行四边形法则得到相邻两个非零电压矢量的作用时间t1与t2；
开关周期内的其他时间为111零矢量作用时间t7。
3.如权利要求1所述的降低电动车车载逆变器损耗并提高其电流输出能力的方法，其特征在于，其形成的电压调制波在三分之一的基波周期内其调制度保持为1。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Family Applications (1)
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| PB01 | Publication | ||
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