CN1187065A - 逆变器控制装置 - Google Patents

Abstract

一种逆变器控制装置,包括:偏差运算电路,运算电流指令(基准)与输出电流的偏差;矢量角运算电路,根据来自该偏差运算电路的偏差来运算偏差电流矢量的角度;开关顺序逻辑电路,根据来自该矢量角运算电路的偏差电流矢量的角度和自身的输出中的开关信号,或者根据电流偏差矢量的角度和自身的输出的开关信号及以前输出的开关信号,来选择开关信号,根据上述开关顺序逻辑电路所输出的开关信号来控制自熄弧型开关元件而得到输出电流。

Description

逆变器控制装置

本发明涉及一种控制具有自熄弧型开关元件的逆变器的逆变器控制装置。

交流电动机的调速控制装置的性能，在电流控制性能部分较大而要求高性能的情况下，要求逆变器输出电流高速响应由外部的速度控制系统、转矩控制系统等所发出的电流指令值。

对于PWM逆变器，具有由磁滞带所产生的PWM控制法来作为得到这种高速的电流响应的控制方法。其中，PWM是指：Pulse Width Modulation(即，脉宽调制)。在图1中表示出了其控制结构。

在图1中，1是直流电源；2是电容器；3是逆变器，由自熄弧型开关元件SUP、SVP、SWP、SUN、SVN、SWN和与这些元件反向并联连接的二极管DUP、DVP、DWP、DUN、DVN、DWN构成；4是交流电动机；5U、5V、5W是霍耳CT；6是电流检测器；7U、7V、7W是减法器，分别输入应流入交流电动机的相电流指令值iu^*、iu^*、iw^*和从电流检测器6所输出的交流电动机的相电流的检测值iu、iv、iw，输出偏差Δiu、Δiu、Δiw；8U、8V、8W是磁滞比较器，输入电流偏差Δiu、Δiu、Δiw，把其值超过所设定的磁滞宽度(hys/2)的输出变更为逻辑值“1”，把低于(-hys/2)的输出变更为逻辑值“0”。磁滞比较器8U、8V、8W的输出是逆变器3的各相的PWM信号Uo、Vo、Wo，被输出给逻辑电路9。逻辑电路9输入PWM信号Uo、Vo、Wo，对Uo、Vo、Wo及其逻辑反转信号进行预定的导通延迟时间处理，而给构成逆变器3的六个自熄弧型开关元件输出驱动信号。逻辑电路9的输出通过触发电路10而施加给相当于逆变器3的自熄弧型开关元件的控制极。

这种电路的动作可以单纯用图2进行说明。

在图2中，在用点划线表示的正弦波的相电流指令值iu^*的上下分别具有用虚线表示的hy/2的磁滞宽度。当电流iu向正方向变化而到达电流指令值(iu^*+hys/2)时，磁滞比较器的输出变为逻辑值“0”，则接通逆变器的负侧的开关，给电动机绕组施加-Ed/2的负电压，使电流iu向负方向变化，当电流iu向负方向变化而到达电流指令值(iu^*-hys/2)时，接通逆变器正侧的开关，而给电动机绕组施加+Ed/2的正电压，而使电流iu向正方向变化，由此，对电流iu进行控制使之处于电流基准iu^*的±hys/2的磁滞宽度内。其中，Ed是直流电源1的电压。比较器的增益几乎可以是无限大的，因此，而得到超高速的电流控制响应。但是，同样是因为比较器的的增益几乎是无限大的，就需要用于限制开关频率的磁滞宽度。最大的开关频率由绕组的漏抗、逆变器直流电压、自熄弧型开关元件的开关速度等和磁滞宽度所决定。

在上述说明中，当仅考虑一相时是可以的，但是，在实际的3相逆变器所进行的交流电动机驱动中，不能得到图2这样的理想的PWM波形。

图3表示在三相逆变器所进行的交流电动机驱动中使用磁滞带PWM控制时的波形例子。从上往下依次为由磁滞带PWM控制所进行的电流波形iu、iv、iw、电动机相电压Vu、Vv、Vw和线间电压Vu-v的波形。在电流波形iu、iv、iw中表示磁滞带。从图中可以看出，开关频率变化。在由T1所示的的期间内，开关频率较低，在由T2所示的的期间内，开关频率较高。这样的现象是在转数较低、电流指令值较小时发生的。

在T1中，开关频率之所以较低，是因为三相电压都是+Ed/2，作为线间电压都为“0”，存在电流仅随反电动势而变化的期间，由于当转数较低时反电动势较小，则此期间的电流变化变得缓慢。而且，由于三相的电压都是同电位的，通过线间电压都为“0”这样的电压的组合而形成的矢量的大小为“0”，因此，下面称为“零电压矢量”。

反之，在T2中，开关频率之所以较高，是因为在此期间没有三相电压相等的期间，由于电动机的线间电压Vu-v、Vv-w、Vw-u中的两个不为“0”，因此，电流变化是急剧的。相对于期间T2中的开关频率的电流脉动率与期间T1相比显著恶化。而且，以后把不是零电压矢量的电压矢量总称为“非零电压矢量”。

如T2那样的开关频率变高的现象容易在电流基准(下面相对于电流指令而言)的大小较小的情况下发生，如T那样的开关频率变低的现象容易在电动机的转数较低而反电动势较小的情况下发生。在低转数和电流基准较小的情况下，由两者而产生非常大的调制频率变动。

尽管具有电流控制响应非常高速这样的优点，但是，作为磁滞带PWM控制最近不受欢迎的原因是：

(1)磁滞带PWM控制，如图3的T1和T2那样开关频率大幅度变化。

(2)磁滞带PWM控制，在图3的T2期间，与三角波比较PWM控制等其他PWM控制相比，相同开关频率下的电流脉动显著变大，等等。

当调制频率变化时，则解决噪声、无线电噪声的措施变得困难起来。由于逆变器的设计必须包括在最高调制频率中，则调制频率变动就意味着装置的大型化。为了降低最高调制频率，当使磁滞带变大时，电流脉动变大。磁滞带PWM控制与三角波比较等PWM控制相比，电流脉动较大，因此，在开关元件的电流额定值上必须具有较大的余量，而是非常不利的。如图3所示的那样，使转数、三相电流基准的振幅、磁滞带都为恒定的，但是，其中，开关频率是变化的。

为了解决这些问题，小笠原悟司、西村伦明、赤本叶文、鸡波江章发表了「能够实现高次谐波抑制和高速电流响应的电流控制型PWM逆变器」(电气学会论文集B，昭和61年2月号)。该方式具有除了现有的磁滞带PWM控制之外还可以抑制高次谐波的开关方式，根据电流偏差的大小来切换两者，以便于：在电流基准的分步变化时这样的电流偏差较大的情况下，使用现有的磁滞带PWM控制，而在稳定状态这样的电流偏差较小的情况下，使用能够抑制高次谐波的开关方式。

在稳定状态下的开关方式是这样的方式：检测交流电动机的反电动势矢量的角度，仅使用存在反电动势矢量(具有最近的角度)的两个非零电压矢量和零电压矢量来进行开关控制，确实地选择电流变化率较小的电压矢量，而有效地进行高次谐波抑制。但是，当电动机的转数变高，由电感所产生的电压降变大时，在稳定状态下，为了流通所需要的电流，就必须使用与反电动势矢量的角度差较大的电压矢量。在此情况下，在本方式中，电流偏差变大，而切换为现有的磁滞带PWM控制。

作为反电动势矢量检测方法，介绍了使用偏差电流的方法、对永磁电动机通过计算来求出反电动势的方法。但是，如在上述文献中所述的那样，由于使用偏差电流的微分的方法在噪声上是薄弱的，通过计算来求出永磁电动机的反电动势的方法是在假定稳定状态下实现的，则在过渡状态中就有产生误差的危险。该开关方式把反电动势矢量的方向作为基准来决定开关信号，因此，反电动势矢量的误检测就会关联到按原样输出不正确的开关信号。

如上述那样，该方式必须与现有的磁滞带PWM控制同时使用。

根据需要高速响应，仅用可抑制高次谐波的开关方式就不是良好的。

但是，磁滞带PWM控制存在高次谐波较大和调制频率变动这样的严重问题，除了特殊用途之外，一般不使用。对应于反电动势矢量检测的方法，进行反电动势检测本身有问题。在反电动势不明的负荷的情况下，使用偏差电流的微分来推定反电动势，而成为在噪声上薄弱的系统。

因此，鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种逆变器控制装置，能够在没有反电动势矢量的位置信息的情况下得到能够抑制高次谐波，并且能够进行高速电流控制响应的PWM信号，以及能够得到开关频率不会大幅度变动的PWM信号。

逆变器的输出电压矢量可以与零电压矢量和非零电压矢量大大不同。由于零电压矢量输出期间的电流仅随反电动势而变化，按上述方式那样，就会受到没有反电动势的位置信息的限制，而不能为了控制电流变化方向来使用零电压矢量。能够控制电流变化方向的是非零电压矢量。当仅用非零电压矢量来进行电流控制时，就会象现有的磁滞带PWM控制那样，而发生大量的高次谐波。这样，就需要适当地使用零电压矢量和非零电压矢量。

当这样的电流控制建立时，在电流偏差变得足够小的电流控制的稳定状态下，应当这样使用：「使用非零电压矢量来进行控制以补偿由零电压矢量输出的反电动势所引起的电流变化」。

在本发明中，为了知道零电压矢量输出的电流变化而使用电流偏差这样的方案。使用非零电压矢量来进行电流控制以尽可能减小电流偏差，理想地是，在电流偏差为零时移动到零电压矢量。

零电压矢量输出的电流变化，在反电动势次序上，作为电流矢量，按哪个那样进行变化是不明的。但是，在电流偏差为零的时刻，移动到零矢量，因此，作为电流偏差矢量，应当确实变大。但是，零电压矢量输出的电流变化按原样出现在电流偏差矢量中。因此，为了尽可能地减小电流偏差，如果使用非零电压矢量来进行电流控制，就能继续保持稳定状态。但是，为了减小电流偏差而进行控制的动作与电流控制的通常的动作是一样的。在电流基准的分步变化等的过渡状态中，电流控制以同一逻辑来建立。

在现有的电流控制中，平均地控制电流以与电流基准相等，与此相对，在本发明的方式中，不是平均地进行控制而使之相等。把零电压矢量输出的反电动势所引起的变化的约1/2作为平均值，而偏离基准。

通过上述原理，在从稳定状态中的零电压向非零电压移动时，电流偏差矢量可以表示有反电动势所引起的变化的程度。然后，为了把电流偏差矢量控制为“0”，不管怎样选择非零电压矢量都是可以的。

在本发明中，进行插入电流偏差矢量的两个非零电压矢量之间所引起的开关。下面描述选择两个非零电压矢量中的哪个。一旦进入非零电压矢量所进行的控制之后，组成「两个相邻的非零电压矢量中，选择与电流偏差矢量的角度差更小的非零电压矢量」这样的逻辑。根据所选择的非零电压矢量，电流进行变化，当然，电流偏差矢量也变化。在稳定状态下电流偏差变小的过程中，通过该逻辑而在两个非零电压矢量之间自动地进行开关。由于在过渡状态下偏差矢量的变化与稳定状态不同，而存在所选择的非零电压矢量相继地向相邻的矢量转换的情况，但是，在稳定状态下，反复选择相同的两个非零电压矢量。

在稳定状态下，通过相邻的两个非零电压矢量和零电压矢量的组合来进行开关控制。作为其结果所输出的平均电压包含在夹在相邻的两个非零电压矢量之间的区域中。某个平均电压和用于输出其而使用的电压矢量的组合成为与为了减少高次谐波的发生而目前常用的三角波比较PWM控制相同的组合。反电动势矢量常常存在于作为结果所输出的平均电压附近。在此情况下，仅使用能够把电流脉动控制为最小的电压矢量来进行控制。

在现实中，在电流偏差变为零之前使用非零电压矢量来进行电流控制是不可能的。但是，在「不能再次进行有其以上的非零电压矢量所进行的开关来减小电流偏差」这样的时刻，从输出的非零电压矢量与电流偏差矢量的角度差能够进行检测，在该时刻移动到零电压矢量。

在本发明中，根据上述原理来进行开关控制，而实现了这样的PWM控制：在稳定状态下，能够进行高次谐波较少的PWM控制；在过渡状态下，能够进行高速的电流控制。

因此，通过提供根据上述原理的逆变器控制装置来实现本发明的上述目的。

一种逆变器控制装置，进行控制以使具有自熄弧型开关元件的逆变器的输出电流追随电流指令，其特征在于，包括：偏差运算电路，运算上述电流指令与上述输出电流的偏差；矢量角运算电路，根据来自该偏差运算电路的偏差来运算偏差电流矢量的角度；开关顺序逻辑电路，生成开关顺序，以便于：根据由该矢量角运算电路所运算的偏差电流矢量的角度和自身的输出的开关信号，或者根据上述偏差电流矢量的角度和自身的输出的开关信号及以前输出的开关信号，来选择开关信号，根据开关顺序逻辑电路输出的开关信号来控制上述自熄弧型开关元件。

本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中：

图1是现有的磁滞带PWM控制电路的简要构成图；

图2是磁滞带PWM控制的动作的示意图；

图3是磁滞带PWM控制的不合适点的示意图；

图4是表示本发明的第一实施例的简要构成图；

图5是本发明的第一实施例中的电压型逆变器的可以输出的电压矢量图；

图6是本发明的第一实施例中的开关顺序逻辑电路的详细构成图；

图7是本发明的第一实施例中的顺序起动电路的详细构成图；

图8是图7所示的顺序起动电路的容许误差区域的示意图；

图9是图6所示的的开关顺序逻辑电路的动作示意图；

图10是图9所示的时刻t1之前的电流电压的矢量关系图；

图11是图9所示的从时刻t1到时刻t2的电流电压的矢量关系图；

图12是图9所示的时刻t2的电流电压的矢量关系图；

图13是图9所示的时刻t3的电流电压的矢量关系图；

图14是图9所示的时刻t4的电流电压的矢量关系图；

图15是图9所示的从时刻t4到时刻t7的电流电压的矢量关系图；

图16是图9所示的从时刻t7到时刻t9的电流电压的矢量关系图；

图17是图9所示的从时刻t11到时刻t12的电流电压的矢量关系图；

图18是图10～图17所述的电流变化时的电流矢量的顶端的轨迹图；

图19是本发明的第一实施例的感应电动机的电流控制的模拟结果(稳定状态)；

图20是本发明的第一实施例的感应电动机的电流控制的模拟结果(电流指令急剧变化时)；

图21是本发明的第二实施例中的开关顺序逻辑电路的详细构成图；

图22是使用图21所示的开关顺序逻辑电路时的动作示意图；

图23是图22所示的时刻t1之前的电流电压的矢量关系图；

图24是图22所示的时刻t1的电流电压的矢量关系图；

图25是图22所示的时刻t2的电流电压的矢量关系图；

图26是图22所示的从时刻t2到时刻t4的电流电压的矢量关系图；

图27是图22所示的从时刻t4到时刻t6的电流电压的矢量关系图；

图28是图22所示的时刻t6的电流电压的矢量关系图；

图29是图22所示的从时刻t6到时刻t9的电流电压的矢量关系图；

图30是图22所示的时刻t9的电流电压的矢量关系图；

图31是本发明的第二实施例的感应电动机的电流控制的模拟结果(稳定状态)；

图32是本发明的第二实施例的感应电动机的电流控制的模拟结果(表示开关频率的变化)；

图33是本发明的第二实施例的顺序起动电路的详细构成图；

图34是图33所示的顺序起动电路的动作示意图；

图35是本发明的第三实施例的感应电动机的电流控制的模拟结果(表示开关频率恒定下进行时的变化)；

图36是本发明的第四实施例的顺序起动电路的详细构成图；

图37是本发明的第四实施例的感应电动机的电流控制的模拟结果。

下面参照附图，其中，在这些附图中，相同的标号代表相同或相应的部分，特别是，参照图4来描述本发明的一个实施例。

图4是本发明的第一实施例的逆变器控制装置的方框图。

在图4中，1～6、9、10是与图1相同的构成元件，则省略其说明。i^*、i、Δi、sw(k)分别作为矢量来表示电流基准、电流、电流偏差、PWM信号，但是，各个矢量由三相的矢量成分构成。11是求出电流基准矢量i^*与电流检测矢量i的偏差矢量Δi的矢量减法器。

矢量减法器11的内部构成由电流基准矢量和电流检测矢量的提供方的形态所决定，如现有技术中的那样，如果它们是由U、V、W的三相成分所提供，可以考虑把图1中的减法器7U、7V、7W作为一组。12是从偏差矢量Δi求出其角度θΔi的矢量角运算电路。在矢量角运算电路12中，按照下式(1)、(2)通过三相两相变换来把偏差矢量的三相UVW坐标成分Δiu、Δiv、Δiw变换为正交的两相XY坐标成分的Δix、Δiy。Δix＝(2Δiu-Δiv-Δiw)/3    ……(1) $\mathrm{\Δiy}=(\mathrm{\Δiv}-\mathrm{\Δiw})/\sqrt{3}---\left(2\right)$

进而，从矢量中的正交坐标和极坐标之间的关系式和Δix、Δiy的符号，按照下式(3)、(4)来求出偏差矢量的角度θΔi。 $\left|\mathrm{\Δi}\right|=\sqrt{(\left(\mathrm{\Δix}\right)2-\left(\mathrm{\Δiy}\right)2)}---\left(3\right)$

cos θΔi＝Δix|Δi|     ……(4)

当使XY坐标的Y轴与UVW的U轴相一致时，在偏差矢量向着U轴的正方向时，为「θΔi＝0」。13是开关顺序逻辑电路，14是顺序起动电路。

开关顺序逻辑电路13根据电流偏差矢量的角度Δθ和顺序起动电路14输出的顺序起动信号而动作，而输出开关指令矢量swc＝sw(k)。开关指令矢量sw(k)是以三相开关指令swu、swv、sww作为成分的矢量，当用成分来表示时，使用(swu、swv、sww)。即sw(k)＝(swu、swv、sww)。

开关指令swu、swv、sww取以二进制数“0”或“1”的值。开关指令swu＝1是使逆变器U相的正侧元件SUP导通(负侧元件SUN关断)的指令信号，开关指令swu＝0是使逆变器U相的负侧元件SUN导通(正侧元件SUP关断)的指令信号。

开关指令矢量sw(k)的k是把按原样并行写入(swu、swv、sww)的各相开关指令的值而得到的二进制数变换为十进制数的值。例如，当(swu、swv、sww)＝(1，0，0)时，当按原样并行写入各个开关信号的值时，为二进制数“100”，当把其变换为十进制数时，为“4”。这样，sw(4)＝(1，0，0)表示仅使U相的正侧元件导通，其他相的负侧元件导通的开关指令。k的值可以取0～7之间的值，存在开关指令矢量sw(0)～sw(7)。当由开关指令矢量sw(k)来控制逆变器的元件的通-断时，用v(k)来表示逆变器输出的电压的空间矢量。电压矢量v(k)取当逆变器的直流电压Ed时的表1所示的值。在开关指令矢量sw(0)和sw(7)时，逆变器的三相输出电压都为同电位，取任意两线之间，线间电压的大小为“0”。

把此时的电压矢量统称为“零电压矢量”。除此之外的开关指令矢量sw(1)～sw(6)时的电压矢量，由于大小等于直流电压Ed，在方向偏移60度的矢量上具有大小，而统称为“非零电压矢量”。

在图5中表示电压矢量。

由于开关指令矢量sw(k)和电压矢量v(k)是一对一地相对应，则把对应于零电压矢量v(0)、v(7)的开关指令矢量sw(0)、sw(7)称为“零矢量”，把其他的开关信号称为“非零矢量”。

【表1】

开关指令矢量	对应的电压矢量	电压矢量的大小	电压矢量的角度
				sw(4)＝(1，0，0)	v(4)	Ed	0
sw(6)＝(1，1，0)	v(6)	Ed	π/3
				sw(2)＝(0，1，0)	v(2)	Ed	2π/3
sw(3)＝(0，1，1)	v(3)	Ed	π
				sw(1)＝(0，0，1)	v(1)	Ed	4π/3
sw(5)＝(1，0，1)	v(5)	Ed	5π/3
				sw(0)＝(0，0，0)	v(0)	Ed	---
sw(7)＝(1，1，1)	v(7)	Ed	---

在图6中表示开关顺序逻辑电路13的详细图。在图6中，21是开关指令矢量选择表，输入作为电流偏差矢量角度θΔi、PWM信号而输出的开关指令矢量swc和在swc变更前作为PWM信号而使用的开关指令矢量swo，输出在下一次输出变更时应选择的开关信号swn。在表2和表3中表示出了开关指令矢量选择表21的内容。表2是当作为PWM信号而输出的开关指令为零矢量时所使用的表，表3是为非零矢量时的表。

【表2】

输出的开关指令swc	前次的开关指令swo	电流偏差矢量的角度θΔi
								-π/6～π/6	π/6～π/2	π/2～5π/6	5π/6～7π/6	7π/6～3π/2	3π/2～11π/6
		sw(0)或sw(7)	sw(0)～sw(7)	sw(4)	sw(6)	sw(2)	sw(3)							sw(1)	sw(5)

表2表示：如果作为PWM信号而输出的开关指令swc为零矢量，其是sw(0)、sw(7)中的一个，而不管前次的开关指令swo为哪个矢量，仅通过电流偏差矢量的角度来选择开关指令swn。如果电流偏差矢量的角度θM是「-π/6～π/6」，则选择sw(4)来作为swn而输出。如前边的表1所示的那样，v(4)的角度为“0”，把「当输出的开关指令是零矢量时，选择产生具有离电流偏差矢量的角度最近的角度的电压矢量这样的开关指令」这样的逻辑进行表格化的结果是表2。

【表3】

输出	前次的	电流偏差矢量的角度θΔi
								的开关指令swc	开关指令swo	-π/6～π/6	π/6～π/2	π/2～5π/6	5π/6～7π/6	7π/6～3π/2	3π/2～11π/6
sw(4)	sw(5)，sw(6)，sw(7)	sw(4)	sw(6)	sw(0)			sw(5)
								上述以外	sw(7)
	sw(6)			sw(4)，sw(2)，sw(0)	sw(2)	sw(7)
上述以外									sw(0)
				sw(2)		sw(6)，sw(3)，sw(7)	sw(0)	sw(3)				sw(0)
上述以外	sw(7)	sw(7)
						sw(3)	sw(2)，sw(1)，sw(0)		sw(7)		sw(1)	sw(7)
上述以外	sw(0)		sw(0)
				sw(1)			sw(3)，sw(5)，sw(7)		sw(0)			sw(5)
上述以外	sw(7)
					sw(5)	sw(1)，sw(4)，sw(0)	sw(4)		sw(7)		sw(5)
上述以外	sw(0)

另一方面，在作为PWM信号而输出的开关指令swc是非零矢量的情况下，通过输出的开关指令swc，并且通过前次输出的开关指令swo，开关指令矢量选择表21应输出的开关指令swn变化。

当对于表3进行说明时，为以下这样：

(1)如果电流偏差矢量和作为PWM信号输出的开关指令swc所产生的非零电压矢量的角度差在±30度以内，则选择与输出的开关指令swc相同的开关信号。

(2)如果电流偏差矢量和作为PWM信号输出的开关指令swc所产生的非零电压矢量的角度差在±30度以上而±60度以内，距电流偏差矢量最近的角度的非零电压矢量转移到输出的非零电压矢量的相邻矢量。则选择产生距电流偏差矢量最近的角度的非零电压矢量的开关指令。

(3)如果电流偏差矢量和作为PWM信号输出的开关指令swc所产生的非零电压矢量的角度差在±90度以上，则选择零矢量。通过作为前次PWM信号而输出的开关指令swo来决定在产生零电压矢量的开关指令中选择sw(0)、sw(7)两种中的哪个。

以上是表3的矢量选择逻辑。

在开关指令矢量选择表21中一起容纳了表2、表3的内容。

22是不一致检测电路，把开关指令矢量选择表21的输出swn与闩锁电路23的输出swc进行比较，通过相一致，则输出逻辑值“0”，当不一致时，输出逻辑值“1”。

24是与电路，取顺序起动电路14输出的顺序起动指令和不一致检测电路22输出的不一致信号的“与”而输出。25是或电路，取与电路24的输出和零矢量检测器26的“或”而输出。

零矢量检测器26在开关指令矢量选择表21的输出swn为sw(0)、sw(7)中的任一个时输出逻辑值“1”，否则输出逻辑值“0”。27是与电路，取由未图示的时钟发生器所提供的决定控制取样的时钟信号和或电路25的输出信号的“与”。与电路27的输出作为闩锁定时信号提供给闩锁电路23、闩锁电路28。作为闩锁电路23的数据输入，而提供开关指令矢量选择表21的输出swn，在闩锁定时信号的上升边来对数据输入信号进行闩锁，而作为swc来输出。28是闩锁电路，作为数据输入来提供闩锁电路23的输出swc，通过闩锁定时信号来对数据输入信号进行闩锁，而作为swo来输出。

在图7中表示了顺序起动电路14的一个例子。在图7中，30UP、30UN、30VP、30VN、30WP、30WN是比较器。其中的比较器30UP、30VP、30WP在输入信号超过正的预定值时输出逻辑值“1”，否则输出逻辑值“0”。

比较器30UN、30VN、30WN在输入信号比负的预定值更负时输出逻辑值“1”，否则输出逻辑值“0”。在比较器30UP、30UN中输入电流偏差矢量Δi的U相成分Δiu；在比较器30VP、30VN中输入V相成分Δiu；在比较器30WP、30WN中输入W相成分Δiw。

31U、31V、31W是NOT电路，取输入信号的否定逻辑而输出。在NOT电路31U中输入开关顺序逻辑电路13输出的开关指令swc的U相成分swu，同样在NOT电路31V中输入V相成分swv，同样在NOT电路31W中输入W相成分sww。

32UP、32UN、32VP、32VN、32WP、32WN是与电路，在与电路32UP、32VP、32WP中分别输入开关指令swc的U相成分swu、V相成分swv、W相成分sww作为一方的输入，而把比较器30UP、30VP、30WP的输出作为另一方输入进行输入，分别取“与”而输出。在与电路32UN、32VN、32WN中分别输入否定逻辑电路31U、31V、31W的输出而作为一方输入，分别取“与”而输出。或电路33取与电路32UP、32UN、32VP、32VN、32WP、32WN的输出全部的“或”，而作为顺序起动信号来输出。

下面对图7所示的的顺序起动电路14的作用进行说明。

在比较器30UP、30UN中输入电流偏差矢量Δi的U相成分Δiu＝iu^*-iu。当使比较器的比较电平的大小为“H”时，

如果|Δiu|＜H，

则比较器30UP、30UN的输出都为“0”。与电路32UP、32UN的输出为“0”。

如果|Δiv |＜H，|Δiw|＜H成立，

由于与电路32UP、32UN、32VP、32VN、32WP、32WN的输出都为“0”，则或电路33的输出与开关指令的值无关而为“0”。

即，如果电流偏差的大小在由比较器的比较电平的大小“H”所决定的误差区域的范围内，则顺序起动电路14的输出为“0”。

如果|Δiu|＞H，

则比较器30UP、30UN的输出都为“1”。此时，比较器30UP的输出为“1”，并且仅在swu＝1时与电路32UP的输出为“1”，通过或电路33，顺序起动电路14输出逻辑值“1”。即使比较器30UP的输出为“1”，但如果swu＝0，与电路32UP的输出为“0”。

即，在使逆变器的正侧元件导通的相中，当其相电流比基准高H以上时，顺序起动电路14输出逻辑值“1”。同样，在使负侧的元件导通的相中，当其相电流比基准低H以上时，顺序起动电路14输出逻辑值“1”。在U相的情况下，其由比较器30UN、否定逻辑电路31U、与电路32UN、或电路33组成。与V相、W相相同。

根据上述那样，顺序起动电路14仅在电流变为预定误差以上并且预定的开关条件成立时，输出逻辑值“1”，来起动开关顺序逻辑电路13。

下面，在图8中表示图7的顺序起动电路14的容许误差区域。

在图8中，表示了两个三角形。在UVW坐标中，当U轴、V轴、W轴的成分依次分别为u，v，w而表示为(u，v，w)时，使用上述的比较器的比较电平H，第一个三角形的顶点由(2H，-H，-H)，(-H，2H，-H)，(-H，-H，2H)表示，第二个三角形的顶点由(-2H，H，H)，(H，-2H，H)，(H，H，-2H)表示。

如果电流偏差矢量的顶端处于包含在第一个三角形和第二个三角形两者中的六角形区域内时，由于图7的比较器的30UP～30WN的输出都是“0”，则或电路33的输出为“0”。在仅包含在上述两个三角形的任一个中而不包含在上述六角形内的六个小三角形区域的情况下，或电路33的输出根据开关条件而不同。

例如，在以(2H，-H，-H)，(-H，0，-H)，(-H，-H，0)为顶点的小三角形内的区域中，由于电流偏差的U相成分超过“H”，则比较器30UP的输出为“1”。此时，如果开关信号swu＝1，与电路32UP的输出为“1”，而如果信号swu＝0，与电路32UP的输出为“0”，其他的与电路的输出都为“0”。

这样，开关信号swu＝1，小三角形区域被看作为容许误差范围外，顺序起动电路输出逻辑值“1”，而开关信号swu＝0，小三角形区域被看作为容许误差范围内，顺序起动电路14输出逻辑值“0”。

这样，通过使容许误差区域的大小根据开关信号而变化，由此，就能防止同一元件过于高速地反复通断。

参照图6、图9来说明图4所示的第一实施例整体的动作。

图9是开关顺序逻辑电路13的各部分动作波形图。

在图9中，(a)是提供给与电路27的时钟信号，(b)是由顺序起动电路14所提供的顺序起动信号，(c)是不一致检测电路22输出的不一致检测信号，(d)是与电路24的输出，(e)是零矢量检测器26输出的零矢量检测信号，(f)是或电路25的输出信号，(g)是与电路27的输出信号，(i)是开关指令矢量选择表21输出的开关指令swn，(j)是在闩锁电路23输出的开关指令swc中作为PWM信号最终地输出给逻辑电路9的信号，(k)是闩锁电路28输出的开关信号swo，(u)(v)(w)分别是开关指令的U相、V相、W相成分。

其中，在图4中，作为PWM逆变器的负荷的感应电动机的电压方程式为： $v\left(k\right)=L\·\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}+R\·I+e---\left(5\right)$ 其中，k＝0，1，…，7。当在该式中，由于绕组电阻R较小而忽略其E时，就能变形为： $\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=\frac{(v\left(k\right)-e)}{L}---\left(6\right)$

由于左边为电流微分di/dt，则该式表示：电流大致在矢量(v(k)-e)的角度方向上变化，其变化速度为|(v(k)-e)|。

在图9中，在时刻t1之前，闩锁电路23按图9(j)那样输出开关指令swc＝sw(0)。这样，图4的逆变器3的下侧的开关元件SUN、SVN、SWN导通，输出电压矢量v(0)＝0。此时，由于电流微分为： $\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=\frac{(0-e)}{L}---\left(7\right)$

则电流仅随反电动势而变化。

此时的矢量关系为图10那样。在图10中，左侧的六角形是图5所示的逆变器的可输出的电压矢量。用虚线的箭头表示的是反电动势矢量e。在右侧表示图8的容许误差区域的星形。电流基准和电流的矢量把电压矢量与原点进行重合来表示。电流基准i*的顶端当然为星形的中心。此时，电流i为图中那样的矢量。由于偏差矢量Δi是从电流矢量的顶端向电流基准矢量的顶端的矢量，则在图10中，具有与电流偏差矢量的角度最接近的角度的电压矢量为v(4)。

这样，图6的矢量选择表根据表2来选择v(4)作为swn而输出。由于电流变化为式(5)那样，则在图10中，电流以与反电动势矢量相同的大小，按照具有从反电动势矢量的顶端向原点的方向的空心箭头，来变化。表示出同一空心箭头，以从电流矢量的顶端发出。当逆变器输出电压矢量v(0)时，式(5)表示电流在该空心箭头方向上的变化。这样，当经过时间时，电流矢量按图11那样变化，则Δiu＜-H成立。由此，在图7中，由于比较器30UN的输出为“1”，swu＝0，则与电路32UN的输出为“1”，图4的顺序起动电路14输出“1”。在图9中，顺序起动电路14的输出用(b)表示，用t1来表示该定时。

由于开关信号swn＝sw(4)，swc＝sw(0)，不一致检测电路22的输出在此之前曾经是逻辑值“1”，因此，在顺序起动电路14的输出从“0”变化为“1”的该时刻t1，与电路24的输出(d)为“1”。

由于开关指令矢量选择表21的输出为swn＝sw(4)，零矢量检测器26的输出是“0”，而与电路24的输出(d)为“1”，由此，或电路25的输出(r)为“1”。

在时刻t2，时钟(a)为上升边，与电路27的输出(g)为“1”，闩锁电路23和闩锁电路28对此时的数据输入进行闩锁。闩锁电路23的输出(j)从sw(0)向sw(4)变化，闩锁电路28的输出(k)从sw(5)向sw(0)变化。此时，电流偏差矢量Δi按图11那样为「-π/6＜θΔi＜π6 」。由表3，开关指令矢量选择表21按图9中的(i)所示的那样，接着输出sw(4)。由此，不一致检测电路22的输出从“1”变化为“0”，与电路24、或电路25、与电路27的输出都为“0”。

在时刻t2，在图12中表示在开关信号swc从sw(0)切换为sw(4)之后的矢量图。由于逆变器输出电压为sw(4)，电流变化方向是由空心箭头表示的电压v(4)-e的方向。由于电流变化为进入容许误差范围内，顺序起动电路14的输出(b)在时刻t2之后，暂时从“1”变为“0”。

当电流在图12的空心箭头方向上变化时，电流偏差矢量Δi顺时针旋转。这样，角度θΔi不久就从「-π/6＜θΔi＜π/6」的区域超过-π/6(＝11π/6)，而进入「-3π/2＜θΔi＜11π/6」区域。在θΔi进入「-3π/2＜θΔi＜11π/6」区域的时刻t3，开关指令矢量选择表21根据表3而输出开关信号sw(5)。

在图13中表示该时刻的矢量图。电流矢量的顶端在点划线上移动，在容许误差区域中，当W轴成分超过由零的虚线表示的线时，成为「θΔi＜11π/6」。由此，如图9中的(c)所示的那样，不一致检测电路22的输出为“1”。

但是，如图13所示的那样，由于偏差矢量Δi的大小在容许误差区域的范围内，顺序起动电路14的输出(b)为“0”，因此，与电路24的输出(d)仍为“0”。由于开关指令矢量选择表21的输出为swn＝sw(5)，零矢量检测器26的输出为“0”，则或电路25的输出(f)为“0”。这样，闩锁电路23的输出swc即PWM信号输出保持sw(4)，电流矢量的顶端进到图13的点划线上，亦即U轴成分超过由零的虚线所示的线。

在图14中表示出了此时刻的矢量图。由于电流矢量的顶端，即U轴成分超过由零的虚线所示的线，电流偏差矢量的角度进入到「7π/6＜θΔi＜3π/2 」区域。在此时刻t4，开关指令矢量选择表21的输出swn按表3从sw(5)变化为sw(7)。在向零矢量移动时，在表3中，暂时没有输出中的swc的值，而使用在变化为该swc值之前输出的sw0的值，来决定选择矢量sw(0)、sw(7)中的哪一个。输出中的swc的值由闩锁电路23所提供，在变化为该swc值之前输出的sw0的值由闩锁电路28所提供。

之所以在零矢量的选择中这样来使用以前的swo的值，是因为使开关信号的移动基本上接近于三角波比较PWM的移动顺序。若通过描述来表示表3的零矢量的选择逻辑，为下述这样：

「如果逆变器的正侧元件从导通两次以上的状态移动到仅导通一次的状态，接着移动到零矢量，在此情况下，选择使正侧的元件都关断并且负侧元件都导通的信号。即，选择sw(0)。反之，如果逆变器的负侧元件从导通两次以上的状态移动到仅导通一次的状态，接着移动到零矢量，在此情况下，选择使负侧的元件都关断并且正侧元件都导通的信号。即，选择sw(7)。」

但是，在表3中除去了不可能的移动。在表3中，在从sw(5)、sw(6)、sw(7)中的任一个移动到sw(4)的时，在接着移动到零矢量的情况下，选择sw(0)。sw(4)是使逆变器的正侧元件仅导通一次的开关信号，sw(5)、sw(6)、sw(7)是使逆变器的正侧元件导通两次以上的开关信号。在使逆变器的正侧元件导通两次以上的开关信号中，尽管存在sw(3)，之所以在表3中作为sw(4)以前的swc的值而省略了sw(3)，是因为在表3的逻辑下不能具有从sw(3)移动到sw(4)的情况。根据表3，能够从sw(3)进行移动的开关信号仅是sw(1)、sw(2)和零矢量。当然，也可以依照这样的逻辑：在附加sw(3)，从sw(3)、sw(5)、sw(6)、sw(7)中的任一个移动到sw(4)时，在接着移动到零矢量的情况下，选择sw(0)。

由于没有从sw(3)向sw(4)的移动，则不可能进行「sw(3)→sw(4)→s0」这样的选择。

通过上述那样，在时刻t4，开关指令矢量选择表21的输出swn从sw(5)变化为sw(7)，零矢量检测器26的输出(e)从“0”变化为“1”。由此，与与电路24的输出(d)无关，或电路25的输出(f)变化为“1”。这样，接着在时钟信号的上升定时t5，与电路27的输出(g)上升，闩锁电路23、闩锁电路28对输入数据进行闩锁。闩锁电路23的输出(j)从sw(4)向sw(7)变化，闩锁电路28的输出(k)从sw(0)向sw(4)变化。开关顺序逻辑电路13的输出因而通过闩锁电路23的输出信号而工作，逆变器通过开关信号sw(7)而各种。

具有这样的重要特征：此时刻t5下的开关信号的移动是在没有来自顺序起动电路14的要求的情况下进行的。由于在开关信号sw(7)下工作，逆变器3的输出电压矢量成为v(7)，因此，电流根据v(7)

-e＝-e而变化。电流矢量i的顶端在图15中用点划线表示的直线上移动。开关指令矢量选择表21在每个短时间中输出sw(1)，而电流偏差矢量逆时针转动，其角度θΔi在时刻t6再次进入「-3π/2＜θΔi＜11π/6」区域，由此，而输出sw(5)。在此之前，不一致检测电路22的输出(c)仍是“1”，而顺序起动指令(b)为“0”，因此，与电路24的输出为“0”，由于零矢量检测器26的输出为“0”，则闩锁电路23、28不动作，电流进一步在图15中用点划线表示的直线上移动，而到达在时刻t7上表示的电流矢量i。在时刻t7，电流i超过容许误差区域的「Δiv＞H」的线。由此，图7的比较器30VP的输出变化为“1”。

在此之前，通过开关信号sw(7)来工作，因此，图7的开关信号swv为“1”，与电路32VP为“1”，通过或电路33，开关顺序逻辑电路13输出“1”来作为顺序起动指令(b)。通过与电路24，或电路25的输出为“1”。通过接着的时钟脉冲(a)的上升边t8，闩锁电路23、28来对输入数据进行闩锁。

闩锁电路23的输出(j)从sw(7)变化为sw(5)，闩锁电路28的输出(k)从sw(4)变化为sw(7)。由于矢量选择表接着从表3原样输出sw(5)，则不一致检测电路22的输出(c)从“1”变化为“0”。由于逆变器3通过sw(5)而工作，电流以v(5)-e进行变化，电流矢量的顶端在图16的点划线上移动。由此，电流偏差矢量逆时针转动，在时刻t9，其角度θΔi再次进入「-π/6＜θΔi＜π/6」的区域，开关指令矢量选择表21输出sw(4)。

由于不一致检测电路22的输出(c)变化为“1”而顺序起动指令(b)为“0”，则与电路24的输出为“0”，并且，由于零矢量检测器26的输出为“0”，闩锁电路23、28不动作，电流进一步在点划线上移动，而到达图16所示的位置上，在电流偏差矢量的角度进入「-π/6＜θΔi＜π/2 」的区域的时刻t10，开关指令矢量选择表21根据表3而使输出(1)变化为sw(0)。

由于零矢量检测器26的输出为“1”，或电路25的输出为“1”，则在下一个时钟脉冲的上升边t11，与电路27的输出为“1”，闩锁电路23、28对此时刻的输入数据进行闩锁。闩锁电路23的输出从sw(5)向sw(0)变化，闩锁电路28的输出从sw(7)向sw(5)变化。由于逆变器输出电压为v(0)，则电流以v(0)-e而进行变化，在图17的点划线上移动。开关指令矢量选择表21输出sw(6)。

但是，由于电流偏差矢量的角度θΔi刚刚进入「π/6＜θΔi」的区域，则在此后的电流变化上立即返回到「-π/6＜θΔi＜π/6」的区域中，开关指令矢量选择表21输出sw(4)。由此，矢量关系返回到图9的t1以前的状态中。当电流变化到图17所示的的位置上时，再次产生在时刻t上说明的变化。

在图18中表示了在以上的过程中的电流矢量的顶端的轨迹。根据本发明，揭示了使用容许误差区域的每一部分来进行电流控制的方案。一旦图18那样的电动势和电流偏差的关系成立，以后就仅选择v(4)和v(5)来作为非零电压矢量。

逆变器控制装置应该是这样的：在进行电流控制以补偿由零电压矢量时的-e所产生的电流变化，然后，通过进行输出的非零电压矢量的组合来输出相当于反电动势e的电压矢量。在图18中，选择v(k)-e的大小较小的两个电压矢量v(4)、v(5)来作为该非零电压矢量。该两个电压矢量的组合是在缓和的稳定状态下电流变化速度为所需的组合。

但是，在本发明中，不需检测反电动势矢量，就能选择所需的电压矢量。

图19是第一实施例的感应电动机的电流控制的稳定状态下的模拟结果。在图19中，在最上段表示电动机的U相、V相、W相电流，在接着的下段表示顺序起动电路的顺序起动指令信号。

其下的三个信号是U相、V相、W相的开关信号swu、swv、sww。在接着的下段中表示swu-sww作为相当于线间电压的信号。在其下用i^*u、iu、eu来表示电流基准、电流、反电动势。

最下段是转矩。从相当于线间电压的信号的swu-sww看来，在图19中反脉冲没有产生。通过控制取样和容许误差区域的设定值H，反脉冲才能产生，但是，在此情况下，如果提高图9中的时钟脉冲(a)的频率，反脉冲难于产生。当提高时钟脉冲(a)的频率时，输出中的电压矢量和电流偏差矢量的角度差为±90度以上的期间(图9中的t4～t5，t10～t11的期间)变短。即，过调节量变少。由此，返回变快，各个期间之后的矢量选择表输出sw(1)和sw(6)的期间变短。作为结果，用闩锁电路23来闩锁sw(1)、sw(6)的可能性变小。

如上述那样，根据本发明，反脉冲难于产生，由现有的磁滞带PWM来说明的无用的开关变少。

图20是上述情况下的波形：在第一实施例的感应电动机的电流控制中，使电流指令骤变，以使转矩作为绝对值相等，而其符号从正阶跃地变为负。即使在这样的过渡状态下，也可以进行正常的电流控制。

在电流指令骤变这样的过渡状态下，即使产生(1)电流偏差的大小未容纳在容许误差区域内；(2)电流偏差矢量的角度θΔi骤变中的一种或两者，也能追随指令而使电流骤变。

在第一实施例中，由表2、表3来选择矢量，对于图5所示的6个非零电压矢量间的直接移动，通过仅允许向相邻的非零电压矢量的移动这样的逻辑，来实现在稳定状态下在线间电压中反脉冲难于产生。在过渡状态下，存在要求不与在此之前输出的非零电压矢量相邻而原离的非零电压矢量的情况。

在此情况下，通过表3所示的逻辑，一次向零矢量移动，然后，由表2所示的逻辑再次输出非零电压矢量。即，如果经过零矢量，允许可输出的全部非零电压矢量间的移动，由此，而实现了过渡状态下的快速的电流控制。

在图20中，转矩的值直线地从正的值向负的值变化，而该变化的速度是由逆变器的输出电压和反电动势及电感所决定的速度。由此，就能与调制频率无关地实现在PI控制等中不能实现的超高速的响应。由于使用GTO这样的低速开关元件必须增大容许误差区域的设定值H，因此，虽然稳定状态下的电流脉动变大，但在电流基准的骤变或由负荷的外部干扰所引起的电流变化这样的移动过程时，能够得到与使用高速开关元件时相同的高速响应。这样的高速响应能够通过现有的磁滞带PWM控制来实现。

但是，根据第一实施例，在实现高速响应的同时，能够通过与移动过程时相同的控制逻辑来实现在现有的磁滞带PWM控制下不能实现的，降低稳态时的高次谐波的PWM控制。由于不需要反电动势信息，就能在噪声中实现强烈的PWM控制。

在第一实施例中，是在稳定状态下仅选择所需的电压矢量，而在电压矢量移动时的开关次数上存在问题。

若查看图9中的开关信号swc的移动变化，为sw(0)→sw(4)→sw(7)→sw(0)。在从sw(4)向sw(7)的移动中，开关信号的V相、W相成分同时从“0”变为“1”，在从sw(5)向sw(0)的移动中，开关信号的U相、W相成分同时从“1”变为“0”。即，如果是为了矢量移动而在两相中进行开关的三角波比较PWM，则生成开关信号，以进行sw(0)→sw(4)→sw(5)→sw(7)→sw(5)→sw(4)→sw(0)这样的移动。该顺序在每开关次数的降低高次谐波效果中最优。

当察看图9(i)时，在定时t3，从电压矢量选择表输出sw(5)的开关信号，如果能够把该信号反映在输出中，就能进行sw(0)→sw(4)→sw(5)这样的矢量移动。

在图21中表示出了用于实现其的开关顺序逻辑电路13的变形例子。

在图21中，21～24以及26～28是与图6所示的电路相同的构成部件。40是零矢量检测器，41是与电路，25A是三输入端的或电路。零矢量检测器40检测闩锁电路28的输出是否是零矢量，如果是零矢量则输出逻辑值“1”，否则输出“0”。

零矢量检测器40的输出和不一致检测电路22的输出被提供给与电路41。三输入端的或电路25A除了与图21的或电路25相同的两个输入端之外，还新提供与电路41的输出。

在第一实施例中，在来自零矢量的开关信号sw(0)、sw(7)的矢量选择中使用表2。在表2中，由于仅用电流偏差矢量的角度来选择开关信号，就允许进行sw(0)→sw(5)或sw(7)→sw(4)这样的需要两相开关的移动。

为了防止其而使用下列的表4。如果输出中的开关指令是sw(0)，能够移动的开关指令是可以通过一相开关的sw(4)、sw(2)、sw(1)中的任一个，从这三个开关信号中选择成为与电流偏差矢量的角度差最小的电压矢量的开关信号。当输出中的开关指令是sw(7)时，同样，从可以通过一相开关的sw(6)、sw(3)、sw(5)中进行选择。对于除了零矢量之外的移动，与第一实施例相同，使用表3。

【表4】

输出的开关指令swc	前次的开关指令swo	电流偏差矢量的角度θΔi
								0～π/3	π/3～2π/3	2π/3～π	π～4π/3	4π/3～5π/3	5π/3～2π
		sw(0)	sw(0)～sw(7)的全部	sw(4)	sw(2)	sw(2)	sw(1)							sw(1)	sw(4)
sw(7)	sw(6)							sw(6)	sw(3)	sw(3)	sw(5)	sw(5)

下面说明图21的开关顺序逻辑电路和取代表2来使用表4的矢量选择逻辑时的动作。图22追加了零矢量检测器40的输出(m)、与电路41的输出(n)，仅在(f)从2输入端的或电路25变为三输入端的或电路25A上进行说明，其他与图9相同。

图22左端上的电压电流的矢量关系是图23所示的那样。反电动势所引起的电流进行变化，在定时t1下的矢量关系成为图24那样。根据表2的逻辑，由于具有与该时刻以前的电流偏差矢量最近的角度的电压矢量为v(4)，则选择sw(4)。在第二实施例的情况下，虽然结果相同，但是，是根据表4来选择sw(4)。如果具有与电流偏差矢量最近的角度的电压矢量不是v(4)，作为v(5)，输出中的开关信号是sw(0)，因此，不如选择sw(4)。到达时刻t1，当电流偏差矢量的大小超过容许误差范围时，提供顺序起动指令(b)。

与第一实施例的情况相同，在下一个时钟(a)的上升边的定时t2中，通过与电路24、或电路25A、与电路27给闩锁电路23、28提供闩锁定时指令(g)。闩锁电路23的输出(j)从sw(0)变为sw(4)，闩锁电路28的输出(k)从sw(4)变为sw(0)。t1之后的电流偏差矢量的角度与t1之前相同。

在图24的情况下，可以看出，具有最近角度的电压矢量为v(4)，开关指令矢量选择表21通过表3接着输出sw(4)。由于闩锁电路23的输出swc、开关指令矢量选择表21的输出相等，不一致检测电路22的输出(c)为“0”，与电路24的输出返回“0”。另一方面，追加的零矢量检测器40的输出(m)在该定时t2中为“1”。但是，由于不一致检测电路22的输出为“0”，则与电路41的输出(n)为“0”。

这样，或电路25A、与电路27的输出为“0”。

由于通过电压矢量v(4)和反电动势e，电流在箭头方向上变化图25的点划线，因此，电流偏差矢量沿顺时针方向转动。在θΔi从「-π/6～π/6」的区域转移到「3π/2～11π/6」的区域的定时t3中，开关指令矢量选择表21根据表3而输出sw(5)。

由此，不一致检测电路22的输出(c)变化为“1”。由于追加的零矢量检测器40的输出在定时t2以后成为“1”，与电路41的输出(n)、或电路25A的输出(f)成为“1”。

这样，在下一个时钟(a)的上升边t4中，与电路27的输出(g)为“1”，闩锁电路23、28动作。

闩锁电路23的输出从sw(4)向sw(5)变化，闩锁电路28的输出从sw(0)向sw(4)变化。由于不是闩锁电路23的输出为sw(5)就是开关指令矢量选择表21的输出为sw(5)，则不一致检测电路22的输出(c)为“0”，或电路25A的输出(f)、与电路27的输出(g)返回“0”。由于闩锁电路28的输出为sw(4)，则零矢量检测器40的输出(m)返回“0”。

在定时t4以后，由于电流变化图27的点划线，则电流偏差矢量沿逆时针方向转动。在定时t5，当θΔi从「3π/2～11π/6」的区域转移到「-π/6～π/6」的区域时，开关指令矢量选择表21根据表3而输出sw(4)。

在θΔi从「-π/6～π/6」的区域转移到「3π/2～11π/6」的区域定时t3与把其反映在PWM信号中的定时t4之间是时钟(a)的一个周期内的很少的期间。这样，定时t4和θΔi从「3π/2～11π/6」的区域返回「-π/6～π/6」的区域的定时t5的期间仍然为很少的期间。在图22中，在时钟的一个周期以内中进行返回来进行表示，但是，实际上，需要花费主电路的工作速度滞后程度的时间。

但是，若与图22中的PWM的一个周期t1至t17的期间相比，t3至t5的期间仍是非常短的。在定时t5中，开关指令矢量选择表21输出sw(4)，不一致检测电路22的输出(c)为“1”。但是，由于闩锁电路28的输出为sw(4)，则零矢量检测器40的输出为“0”，与电路41、或电路25A、与电路27的输出仍为“0”。

这样，逆变器根据sw(5)而接着一PWM信号运行，在定时t6中，成为图28所示的矢量关系。θΔi从「-π/6～π/6」的区域移到「-π/6～π/2」的区域。由于闩锁电路23的输出(j)为sw(5)，闩锁电路28的输出(k)为sw(4)，则开关指令矢量选择表21从表3输出sw(7)。由于零矢量检测器26的输出成为“1”，则或电路25A的输出成为“1”，在接着的时钟的上升边的定时t7，与电路27的输出(g)成为“1”，而给闩锁电路23、28提供闩锁指令。闩锁电路23的输出从sw(5)向sw(7)变化，闩锁电路28的输出从sw(4)向sw(5)变化。

其中，由于闩锁电路输出sw(7)成为零矢量，则开关指令矢量选择表21根据表4来选择矢量。由于从θΔi＜π/6变为θΔi＞π/2，表4的角度的意思是θΔi包含在「π/3～0」的区域中，输出中的信号为sw(7)，因此，矢量选择表的输出为sw(6)。

当闩锁电路23的输出即开关顺序逻辑电路13的输出变为零矢量时，开关顺序逻辑电路13在由外部提供起动指令(图22中的(b))之前连续地输出零矢量。而成为图29所示的矢量关系，电流移动点划线。电流偏差矢量沿顺时针方向转动。其角度θΔi从「π/3～0」的区域返回「5π/3～2π」的区域。

由此，根据表4，矢量选择表的输出从sw(6)变为sw(5)。在图22中，用t8来表示该定时。

由于开关顺序逻辑电路13的输出为sw(7)，当电流在图29的点划线上移动时，即使超出误差区域内侧的六角形的边，顺序起动电路14也不动作。U相的开关信号已经为“1”了。

这样，当超出误差区域外侧的倒三角形的边，V相开关信号为“1”，但是，在V相的偏差超过正的设定值H的时刻t9，顺序起动电路输出起动信号1。在图30中表示了该时刻的矢量关系。在下一个时钟脉冲的上升边t10上，闩锁电路23的输出(j)从sw(7)变为sw(5)，闩锁电路28的输出(k)从sw(5)变为sw(7)。

由于该时刻t10以后至t18的动作与时刻t2～t10中的动作类似，则省略其说明。

根据上述图22所示的那样，sw(0)→sw(4)→sw(5)→sw(7)→sw(5)→sw(4)→sw(0)的矢量移动成立。如果观察各相成分(u)、(v)、(w)，在矢量移动时，仅进行一次开关。

在上述中，由于时刻t7～t10之间的矢量移动和顺序起动电路14的动作根据电流电压的矢量关系来微妙地变化，则具有成为sw(0)→sw(4)→sw(5)→sw(7)→sw(6)→sw(4)→sw(0)这样的顺序的可能性，但是，在各相成分(u)、(v)、(w)中，在矢量移动时，在仅进行一次开关这方面，没有变化。

在图31中表示出根据第二实施例在与图19相同的运行条件下使感应电动机运行使的模拟波形。与图19比较，各相的开关次数大致相同，而作为线间电压，可以看出脉冲数增加了。由于，能够进一步降低高次谐波。

如上述那样，根据第二实施例，不仅在稳定状态下选择电流变化缓慢的电压矢量，还规定电压矢量的移动顺序，在同一开关次数下，使线间电压的脉冲数增加，而能够进一步降低高次谐波。

以上对当电流偏差超过容许误差时起动开关顺序的顺序起动电路14所实现的实施例进行了说明，在这样的把电流偏差容纳在预定范围中的PWM控制下，开关频率随电动机的转数而变化。

图32是使感应电动机的运行频率从零频率直线上升时的第二实施例中的电流控制的模拟波形。容许误差的设定与图19相同。

在图32中，可以看出，开关频率与转数一起上升。当转数较低时，由于反电动势变小，则零矢量的期间延长，开关频率变低。这样，根据本实施例，就不会象现有的磁滞带PWM控制那样，产生开关频率异常上升那样的现象。在低转数下，开关频率变低，由此，元件的责任变得缓和，而如果考虑噪声，开关频率的大幅度变化仍然不好。

在图33中表示出用于进行开关频率大致恒定的PWM控制的顺序起动电路14的例子。在图33中，50是计数器，51是比较器，52是周期设定值，53是与电路，54是零矢量检测电路。

根据图34的动作示意图来说明图33的顺序起动电路14的动作。

由未图示的外部时钟发生器给计数器50提供高速的时钟信号，进行递增计数并输出其值。图34中(a)的锯齿状波形是模拟地表示计数值的增加。计数器50的输出由比较器51来与周期设定值52进行比较。周期设定值表示在图34中的(a)中。

在计数器50的输出成为与周期设定值52的值相等的值以上时，比较器51输出逻辑值“1”在图34中的(b)中表示其。比较器输出(b)在与电路53中与零矢量检测电路54的输出进行比较。从开关顺序逻辑电路13所输出的开关信号swc被输入零矢量检测电路54，通过其值为sw(7)或sw(0)，则输出逻辑值“1”。

在图34中用(u)，(v)，(w)来表示开关信号swc的构成要素即各相的开关信号。如果开关信号(u)，(v)，(w)全部为“0”或全部为“1”，零矢量检测电路54象图34中的(d)那样输出逻辑值“1”。图34中的(e)是与电路53的输出。与电路53的输出作为计数值的归零信号提供给计数器50。

由此，顺序起动电路14作为原则每隔一定周期把顺序起动信号提供给开关顺序逻辑电路13。当开关顺序逻辑电路13被提供给了起动信号时，从零矢量移到非零矢量，进而只进行一次非零矢量之间的移动。最后，向零矢量移动，而结束一系列的顺序，在提供下一个顺序起动信号之前，连续输出零矢量。之所以只进行一次非零矢量之间的移动，是因为构成为：在图21所示的开关顺序逻辑电路中，上一次输出的开关信号swo是零矢量，如果是输出中的开关信号与开关指令矢量选择表21的输出swn不同的信号，即使不从外部提供顺序起动信号，也能进行矢量移动。

另一方面，顺序起动电路14取得零矢量检测电路54的输出和比较器51的输出的“与”而形成起动信号，因此，即使经过了设定的周期以上的时间，在开关顺序逻辑电路13输出零矢量之前，即在结束一系列的开关顺序以前，等待输出顺序起动信号。

由此，开关频率比设定周期稍稍滞后，若干频率发生变动。除非与电路53和零矢量检测电路54每隔一定周期输出开关起动信号，则一系列的开关顺序逻辑不会结束，而当起动信号被提供时，由此进行非零矢量之间的移动，因此，反而使开关移动顺序变乱。即使经过设定的周期以上的时间，在开关顺序逻辑电路13输出零矢量之前即在一系列的开关顺序结束之前，等待输出顺序起动信号，由此，与顺序起动电路14的设定周期无关，开关顺序逻辑电路能够输出电流基准和仅在紊乱的骤变时所需要的宽度的脉冲，而能够高速地进行过渡响应。

如图34所示的那样，开关频率成为大致为周期设定值52的值的2倍并取其倒数的频率。

由此，在图35中表示了在与图32相同的条件下使电动机运行时的模拟波形。开关频率大致保持为恒定。

如上述那样，根据第三实施例，由于在稳态中进行调制频率恒定的PWM控制，则在使用了高速开关元件的逆变器中，能够避免开关频率下降而成为人耳容易听到的频率，同时，在使用低速开关元件的情况下，能够避免对于人类来说的刺耳的噪声变化。易于把握逆变器的主电路元件的开关损耗，设计变得容易了。但是，通过比较周期测定用的计数器的计数值的比较器的比较电平的设定，来实现开关频率，因此，能够非常容易进行设定。

若察看第三实施例的模拟波形(图35)，在电动机的运行频率较低时，电流脉动较小，耳随着运行频率上升，电流脉动变大。在此之前，在低运行频率下进行非同步式的PWM，当运行频率变高时，切换到同步式的PWM来进行控制。

在调制频率恒定的PWM下，当电动机的运行频率变高时，反电动势变高，由零电压矢量输出中的反电动势所引起的电流变化变大，因此，存在电流脉动增大的现象，另一方面，运行频率的一个周期间的开关次数变少。在非同步式下，由于电流波形时时刻刻都在变化，则反电动势外部干扰变大，在控制机会变少的高转数下，电流波形的稳定性显著恶化。由此，切换为同步式PWM。在同步式PWM下，如果反复输出同一电压波形，即使存在电流脉动增大的情况，也能确保电流波形的稳定性。但是，在现有的方式下，当从非同步式PWM切换到同步式PWM时，由于电压的基波和高次谐波成分的大小骤变，而存在在过渡过程中流过大电流的问题。

第四实施例是能够实现第三实施例的非同步式PWM和第二实施例的容许误差恒定的PWM两者的方案。其能够在第三实施例所示的顺序起动电路和第二实施例所示的顺序起动电路两者的开关顺序起动信号的“或”条件下，向开关顺序逻辑电路提供开关顺序起动信号。在转数较低的范围内，进行例如第三实施例的调制频率恒定的PWM。由其所引起的电流偏差处于容许误差范围内。当转数上升时，在调制频率恒定的条件下，电流偏差变大。当电流偏差变为大于容许误差时，根据第二实施例来进行PWM控制。

由于第四实施例为同时进行电流控制和PWM控制的开关控制，则在调制频率恒定的控制和容许误差恒定的控制的切换时，一边控制电流偏差的大小一边进行切换，因此，在切换时，不会象现有技术那样发生产生冲击这样的问题。实际上，具有在两者的“与”条件下动作的转数范围，不会象现有技术那样在某个转数下进行突然切换。

在第二、第三实施例中，是单纯地以通过顺序起动电路14的输出的“或”条件提供开关顺序起动信号的方式来进行切换，而在两者的“或”条件下动作的转数范围内，脉冲数增加。为了避免该缺陷，需要对第三实施例的顺序起动电路14进行若干变更。考虑上述问题，在图36中表示出了在同容许误差恒定的控制相“与”的条件下动作的顺序起动电路的例子。

在图36所示的非同步PWM用顺序起动电路14(A)中，与图33不同，增加了下降边检测电路55，并且提供下降边检测电路55的输出来作为计数器50的归零信号。下降边检测电路55在零矢量检测电路54的输出从“1”变为“0”时发生单触发脉冲。这样，当开关信号swc的值从sw(0)或sw(7)变为该两个值以外的值时，发生单触发脉冲，而使计数器50的计数值成为“0”。与电路53的输出信号在被或电路56取与顺序起动电路14的逻辑和之后，提供给开关顺序逻辑电路13。

根据这样的顺序起动电路14(A)的构成，开关顺序逻辑电路13通过用于进行容许误差恒定的开关控制的由顺序起动电路14(A)所输出的顺序起动信号而动作，在开关信号从零矢量变为非零矢量时，进行计数器的归零。这样，不管是用于容许误差恒定的控制还是用于频率恒定的控制的顺序起动，都由计数器50来测定从上一次零矢量变为非零矢量之后的时间。这样，通过两者的顺序起动，就能在开关顺序逻辑电路13动作这样的转数区域中防止脉冲数增加。

由此，在电动机的转数较低时，能够实现调制频率大致恒定的PWM，在电动机的转数较高时，能够实现容许误差恒定的PWM。根据容许误差恒定的PWM，电动机的转数变高，就能在到达方波方式之前连续运转。

下面在图37中表示比成为方波方式的转数稍低的转数下的模拟波形。

PWM信号的波形恰好为同步式PWM那样的波形。在本发明的第一或第二实施例中，如果减小容许误差的大小，就能得到这样的波形。在现有的磁滞带PWM控制中，如果减小磁滞带，就能得到这样的波形。但是，在现有的磁滞带PWM控制中，在低转数下存在开关频率异常提高的问题，因此，难于减小能够在方波方式附近的转数下得到稳定的电流波形的磁滞带。

在本发明的第四实施例中，通过在低转数下切换为调制频率恒定的控制；在高转数下切换为容许误差恒定的控制，就能减小容许误差的设定值，而能够得到同步式PWM中的波形。

在这样的方波区域附近的转数下，即使通过本发明也不能把实际电流(在逆变器电路中流通的实际电流)控制为与基准电流相等。但是，在最近常用的dq轴电流控制+三角波比较PWM控制下，也不能进行这样的区域下的电流控制。由于逆变器直流电压不够足以进行电流控制的电压，则电流能够追随实际电流。在dq轴电流控制+三角波比较PWM控制的情况下，在这样的区域中，由于电流控制放大器已经饱和，不可能进行电流控制，当然也不可能进行脉宽的控制。与此相对，在本发明中，电流从电流基准大大滞后，不能进行相等的控制，想要减小可能的有限偏差来进行电流控制，其结果，当使电流基准变化时，电流波形相应地变化，就能在方波之前连续地进行PWM控制。

第四实施例是：在可进行电流控制的转数区域中的电流控制响应中，不具有第三实施例那样的滞后时间。在电动机的低转数下，即使进行频率恒定的控制，在电流基准的阶跃变化时，用于容许误差恒定的控制的顺序起动电路直接动作。

这样，如上述那样，在第四实施例中，在低转数下，进行调制频率恒定的控制，在高转数下进行容许误差恒定的控制。就能根据同一控制逻辑来控制逆变器的宽广运行范围。能够得到这样的电压波形：容许误差恒定的控制是在到达方波区域之间连续地进行PWM控制，而在稍低于进入方波区域的转数的转数下，为同步式PWM控制，而能够实现在这样的区域中的稳定的运转。在调制频率恒定的控制区域和容许误差恒定的控制区域之间能够没有任何冲击地进行转换。由此，就能适用于电车、电动汽车等运转频率非常宽广的从零旋转到方波区域的运转这样的用途。

在调制频率的控制中，能够根据电动机的运转条件来使本发明的容许误差恒定的顺序起动电路的容许误差的值相应变化。由于不会象现有的磁滞带PWM那样调制频率骤变，就能容易地进行由容许误差设定值所进行的调制频率的控制。

以上作为对电动机负荷的控制方法来说明了本发明，但是，本发明也可以用于对其他的负荷的控制。例如，能够用于UPS(不间断电源)的逆变器的控制。在UPS的情况下，在逆变器输出中设置LC滤波器，而可以考虑在上述的说明中的反电动势在UPS中相当于逆变器输出级的滤波器的电容器电压。

在UPS中，在整流器负载时的急速的外部干扰所引起的电压变化存在问题，为了进行控制以减小电压的畸变率，希望作为电压控制的小磁滞回线进行高速的电流控制。根据本发明，能够实现超高速的电流响应，而能够实现电压失真率较小的UPS。

这样，如上述那样，根据本发明的实施例，具有以下效果：

(1)能够实现与磁滞带PWM控制一起的超高速电流响应，而通过在稳定状态下仅选择电流变化缓慢的电压矢量来降低高次谐波。

(2)在使用GTO这样的低速开关元件的情况下，可以实现高速的电流响应。电流控制的高速化直接关系到AC伺服系统、钢铁用主压延机用的交流调速驱动器等转矩响应、速度响应的高速化，而能够提供给他们的高性能化。

(3)由于开关顺序逻辑仅根据电流偏差矢量的角度来进行，就能够通过顺序起动电路的构成以相同的开关顺序逻辑来实现调制频率恒定的PWM控制、容许误差恒定的PWM控制等不同形态的PWM控制。

(4)由于在开关控制中不需要反电动势信息，根据电流偏差矢量的角度和自身的开关信号的历史来进行开关控制，则能够用于反电动势不明的电动机以及UPS等电压形PWM逆变器。

(5)在dq轴电流控制+三角波比较PWM控制的情况下，除了电流控制电路的PI增益之外，完全不需要下述这些补偿：用于避免反电动势干扰的影响的反电动势补偿控制、用于避免dq轴间的相互干涉的非干涉控制、用于校正为了防止逆变器的开关元件的短路故障的导通延迟所产生的PWM失真的空转时间补偿等。

如上述那样，根据本发明，提供一种逆变器控制装置，能够在不需要反电动势矢量的位置信息的情况下得到能够抑制高次谐波并且能够进行高速的电流控制响应的PWM信号，以及能够得到开关频率不会大幅度变动的PWM信号。

虽然本发明的优选实施例已经进行了表示和说明，但是，应当知道，本领域的技术人员可以在不背离本发明的精神的条件下进行变化和变型，本发明的范围由权利要求书限定。

Claims (8)

1、一种逆变器控制装置，进行控制以使具有自熄弧型开关元件的逆变器的输出电流追随电流指令，其特征在于，包括：偏差运算电路，运算上述电流指令与上述输出电流的偏差；矢量角运算电路，根据来自该偏差运算电路的偏差来运算偏差电流矢量的角度；开关顺序逻辑电路，生成开关顺序，以便于：根据由该矢量角运算电路所运算的偏差电流矢量的角度和自身的输出的开关信号，或者根据上述偏差电流矢量的角度和自身的输出的开关信号及以前输出的开关信号，来选择开关信号，根据从上述开关顺序逻辑电路所输出的开关信号来控制上述自熄弧型开关元件。

2、根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，上述开关顺序逻辑电路生成这样的开关顺序：(1)在上述逆变器的输出电压从成为零矢量的开关信号向成为非零矢量的开关信号移动中，选择输出电压矢量为距偏差电流矢量的角度最近的角度的开关信号，(2)在上述逆变器的输出电压离开成为非零矢量的开关信号而移动时，(2-1)如果具有与上述电流偏差矢量最近的角度的非零矢量是输出中的非零矢量，则维持输出中的开关信号，(2-2)如果具有与上述电流偏差矢量最近的角度的非零矢量是与输出中的非零矢量相邻的非零矢量，则选择成为该相邻的非零矢量的开关信号，(2-3)如果具有与上述电流偏差矢量最近的角度的非零矢量是输出中的非零矢量或者是与输出中的非零矢量相邻的非零矢量，选择成为零矢量的开关信号。

3、根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，上述开关顺序逻辑电路生成这样的开关顺序：(1)在上述逆变器的输出电压从成为零矢量的开关信号向成为非零矢量的开关信号移动中，在能够通过输出中的开关信号中的一相的开关来移动的非零矢量中，选择成为具有距电流偏差矢量的角度最近的角度的非零矢量的开关信号，(2)在上述逆变器的输出电压离开成为非零矢量的开关信号而移动时，(2-1)如果具有与上述电流偏差矢量最近的角度的非零矢量是输出中的非零矢量，则维持输出中的开关信号，(2-2)如果具有与上述电流偏差矢量最近的角度的非零矢量是与输出中的非零矢量相邻的非零矢量，则选择成为该相邻的非零矢量的开关信号，(2-3)如果具有与上述电流偏差矢量最近的角度的非零矢量是输出中的非零矢量或者是与输出中的非零矢量相邻的非零矢量，(2-3-1)如果为了从向输出中的非零矢量移动前的矢量向输出中的非零矢量的移动而在任一相中进行的开关是从正侧的自熄弧型开关元件向负侧的自熄弧型开关元件的开关，则选择使全部的相成为负侧的自熄弧型开关元件导通的开关信号，(2-3-2)如果是从负侧的自熄弧型开关元件向正侧的自熄弧型开关元件的开关，则选择使全部的相成为正侧的自熄弧型开关元件导通的开关信号。

4、一种逆变器控制装置，进行控制以使具有自熄弧型开关元件的逆变器的输出电流追随电流指令，其特征在于，包括：偏差运算电路，运算上述电流指令与上述输出电流的偏差；矢量角运算电路，根据来自该偏差运算电路的偏差来运算偏差电流矢量的角度；开关顺序逻辑电路，发生一系列的开关顺序以便于：根据由该矢量角运算电路所运算的偏差电流矢量的角度和自身的输出中的开关信号，或者根据上述偏差电流矢量的角度和自身的输出中的开关信号及以前输出的开关信号，来选择开关信号，以控制上述自熄弧型开关元件，顺序起动电路，对于该开关顺序逻辑电路，在偏差电流矢量的角度以外的条件下发生顺序起动信号，根据从上述开关顺序逻辑电路所输出的开关信号来控制上述自熄弧型开关元件。

5、根据权利要求4所述的逆变器控制装置，其特征在于，包括：开关顺序逻辑电路，生成这样的开关顺序：当提供顺序起动信号时，逆变器输出电压选择成为离偏差电流矢量的角度最近的角度的非零矢量的开关信号来输出，当上述偏差电流矢量的角度变为离可能输出的电压矢量最近时，上述可能输出的电压矢量不是由输出中的开关信号所产生的逆变器输出电压矢量或于该电压矢量相邻的可能输出的电压矢量中的任一个，即使不提供上述顺序起动信号，也能移动到时输出电压的大小为零的开关信号上；顺序起动电路，根据逆变器输出电流和电流基准的偏差的大小和输出中的开关信号来发生顺序起动信号，根据上述开关顺序逻辑电路所输出的开关信号来控制上述自熄弧型开关元件。

6、根据权利要求4所述的逆变器控制装置，其特征在于，包括：开关顺序逻辑电路，生成这样的开关顺序：当在输出电压为零矢量的开关信号的输出中提供顺序起动信号时，在能够仅通过一相的开关来移动的开关信号中，由该开关信号所产生的输出电压矢量的角度向最接近电流偏差矢量的角度的开关信号移动，在输出电压为非零矢量的开关信号的输出中，如果具有离电流偏差矢量的角度最近的角度的输出电压矢量是输出中的开关信号所产生的输出电压矢量，则维持该开关信号，而如果是与输出中的开关信号所产生的输出电压矢量相邻的电压矢量，仅当提供顺序起动信号或者在向输出中的开关信号移动之前输出的开关信号是成为零电压矢量的开关信号的任一个条件成立时，就向产生该相邻的电压矢量的开关信号移动，如果离电流偏差矢量的角度最近的角度的输出电压矢量在输出中的开关信号所产生的输出电压矢量中不是与输出中的开关信号所产生的输出电压矢量相邻的电压矢量，输出电压就无条件地向成为零矢量的开关信号移动，在此时，为了从向输出中的非零矢量移动之前的矢量向输出中的非零矢量的移动，如果在任一相中进行的开关是从正侧的自熄弧型开关元件导通向负侧的自熄弧型开关元件导通的开关，则把所有相作为负侧的自熄弧型开关元件导通，选择在输出电压中得到零矢量的开关信号，如果是从负侧的自熄弧型开关元件导通向正侧的自熄弧型开关元件导通的开关，则把所有相作为正侧的自熄弧型开关元件导通，选择在输出电压中得到零矢量的开关信号；顺序起动电路，根据上述逆变器的输出电流与电流基准的偏差的大小和输出中的开关信号来发生顺序起动信号，根据上述开关顺序逻辑电路输出的开关信号来控制上述自熄弧型开关元件。

7、根据权利要求4所述的逆变器控制装置，其特征在于，包括：开关顺序逻辑电路，生成这样的开关顺序：当在输出电压为零矢量的开关信号的输出中提供顺序起动信号时，在能够仅通过一相的开关来移动的开关信号中，由该开关信号所产生的输出电压矢量的角度向最接近电流偏差矢量的角度的开关信号移动，在输出电压为非零矢量的开关信号的输出中，如果具有离电流偏差矢量的角度最近的角度的输出电压矢量是输出中的开关信号所产生的输出电压矢量，则维持该开关信号，而如果是与输出中的开关信号所产生的输出电压矢量相邻的电压矢量，仅当据供顺序起动信号或者在向输出中的开关信号移动之前输出的开关信号是成为零电压矢量的开关信号的任一个条件成立时，就向产生该相邻的电压矢量的开关信号移动，如果离电流偏差矢量的角度最近的角度的输出电压矢量在输出中的开关信号所产生的输出电压矢量中不是与输出中的开关信号所产生的输出电压矢量相邻的电压矢量，输出电压就无条件地向成为零矢量的开关信号移动，在此时，为了从向输出中的非零矢量移动之前的矢量向输出中的非零矢量的移动，如果在任一相中进行的开关是从正侧的自熄弧型开关元件导通向负侧的自熄弧型开关元件导通的开关，则把所有相作为负侧的自熄弧型开关元件导通，选择在输出电压中得到零矢量的开关信号，如果是从负侧的自熄弧型开关元件导通向正侧的自熄弧型开关元件导通的开关，则把所有相作为正侧的自熄弧型开关元件导通，选择在输出电压中得到零矢量的开关信号；顺序起动电路，测定距该开关顺序逻辑电路输出的开关信号从零矢量向非零矢量变化的时刻的时间，从时间超过预定时间的时刻到下一个开关信号从零矢量向非零矢量变化的时刻之间，输出顺序起动信号，根据上述开关顺序逻辑电路输出的开关信号来控制上述自熄弧型开关元件。

8、根据权利要求4所述的逆变器控制装置，其特征在于，包括：开关顺序逻辑电路，生成这样的开关顺序：当在输出电压为零矢量的开关信号的输出中提供顺序起动信号时，在能够仅通过一相的开关来移动的开关信号中，由该开关信号所产生的输出电压矢量的角度向最接近电流偏差矢量的角度的开关信号移动，在输出电压为非零矢量的开关信号的输出中，如果具有离电流偏差矢量的角度最近的角度的输出电压矢量是输出中的开关信号所产生的输出电压矢量，则维持该开关信号，而如果是与输出中的开关信号所产生的输出电压矢量相邻的电压矢量，仅当提供顺序起动信号或者在向输出中的开关信号移动之前输出的开关信号是成为零电压矢量的开关信号的任一个条件成立时，就向产生该相邻的电压矢量的开关信号移动，如果离电流偏差矢量的角度最近的角度的输出电压矢量在输出中的开关信号所产生的输出电压矢量中不是与输出中的开关信号所产生的输出电压矢量相邻的电压矢量，输出电压就无条件地向成为零矢量的开关信号移动，在此时，为了从向输出中的非零矢量移动之前的矢量向输出中的非零矢量的移动，如果在任一相中进行的开关是从正侧的自熄弧型开关元件导通向负侧的自熄弧型开关元件导通的开关，则把所有相作为负侧的自熄弧型开关元件导通，选择在输出电压中得到零矢量的开关信号，如果是从负侧的自熄弧型开关元件导通向正侧的自熄弧型开关元件导通的开关，则把所有相作为正侧的自熄弧型开关元件导通，选择在输出电压中得到零矢量的开关信号；第一顺序起动电路，根据上述逆变器的输出电流与电流基准的偏差的大小和输出中的开关信号来发生顺序起动信号；第二顺序起动电路，测定距该开关顺序逻辑电路输出的开关信号从零矢量向非零矢量变化的时刻的时间，从时间超过预定时间的时刻到下一个开关信号从零矢量向非零矢量变化的时刻之间，输出顺序起动信号，在上述第一和第二顺序起动电路输出的顺序起动信号的“或”条件下，给上述开关顺序逻辑电路提供顺序起动信号，根据上述开关顺序逻辑电路输出的开关信号来控制上述自熄弧型开关元件。

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