CN1701500A - 三相功率变换装置以及功率变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种三相功率变换装置及功率变换装置。在连接于三相4线式交流电源上的电力应用系统中，能够利用廉价的结构将系统的输入高谐波分量抑制到规定值。配置于电力应用系统2内的功率变换装置5由以下部件构成：三相功率变换装置6，用于接受三相4线式交流电源1的各线间电压，并向三相负载3供电；以及，单相功率变换装置7，接受三相4线式交流电源1的中性线和1个相之间的相电压，并向单相负载4供电。当提供了交流·直流变换功能时，三相功率变换装置6和单相功率变换装置7可以具有交流·直流变换功能、交流·交流变换功能以及指定的谐波抑制功能中的任何一种功能。布置并选择相应的负载的数目，使其最多与三相电力转换装置6以及单相电力转换装置7相同，从而整体上将对于电力应用系统2的输入抑制到规定值。

Description

三相功率变换装置以及功率变换装置

技术领域

本发明涉及于三相功率变换装置以及连接在三相4线式交流电源上的、至少1个三相负载以及至少1个单相负载混杂的电力应用系统中所使用的功率变换装置。

背景技术

在连接于多相交流电源上的电力应用系统中所使用的功率变换装置中，抑制高谐波电流和改善电源功率因数是一个重要的课题。以往有种种提案(例如专利文件1-4)。

即，在专利文件1中公开了一种整流电路，它具有：电抗线圈；对经由所述电抗线圈器所施加的交流电压进行整流的整流单元；在所述整流单元的输出端子间彼此串联连接的一对电容器；连接在所述整流单元的输入端子上的开关单元；连接到所述开关单元和所述一对电容器彼此的连接点之间的谐振电容器；以及，控制单元，使所述开关单元每半个所述交流电压周期就切换一次。

在专利文件2中公开了这样一种变换器：一个三相全波整流电路经由电抗线圈而连接到三相交流电源上；在三相全波整流电路的输出端子之间，连接有彼此串联连接的平滑用电容器；在三相全波整流电路各相的输入端子和平滑用电容器间的连接点之间，连接有开关单元；设置了一种控制单元，它根据负载变动和电源电压变动等，来使开关单元执行开关操作。

简而言之，在专利文献1、2中公开了这样一种技术：使连接于多相交流电源各相上的开关元件分别每半个电源周期执行一次切换，这极端降低了开关噪声，同时还扩大了各相的输入电流流通角，从而，来抑制在系统中产生的高谐波电流，改善电源功率因数。

在专利文件3中公开了一种三相整流器电路，它是一种具有容性负载以及在电源输入端具有电感的三相整流电路，与电源输入侧并联设置星形连接或三角形连接的电容器；在电容值是根据功率因数以及/或所期望的中间电路电压而被设定的三相整流电路中，能够独立地切换连接所述电容器；所述电容器的切换连接是由取决于整流器的输出电压的电压调整装置来执行的，从而实现改善电源功率因数以及抑制输入电流高谐波分量。

在专利文件4中公开了一种3相位功率因数改善型变换器，它于3相4线式交流电源的中性线与各相间连接有具有高谐波抑制功能的3组单相变换器的电路结构中，包含：在所述中性线和各相间的单相输入电源上，分别连接有升压断路电路，以及以该输出为输入的绝缘型DC-DC变换器；并联连接所述绝缘型DC-DC变换器的各输出，且利用同一控制信号来驱动所述DC-DC变换器的主开关，从而实现包含中性线的三相4线式交流电源的电源功率因数的改善以及输入电流高谐波分量的抑制。

专利文献1：专利第3488684号公报

专利文献2：特开平10-174442号公报

专利文献3：特开平9-121545号公报

专利文献4：特开平10-271823号公报

发明所要解决的问题

但是，在专利文献1-4所公开的功率变换装置中，由于任何一个都是扩大各相输入电流流通区间，从而一起抑制了所连接的多相交流电源的各相输入电流的高谐波分量，因此，例如正像连接到欧洲商用电源之类三相4线式交流电源的电力应用系统那样，有时会引起由于系统所连接的电源方式而不能充分抑制输入电流高谐波分量的情况。在这种情况下，产生了新采取对策的需要，其结果是出现了装置没有必要地大型化，低成本化变困难的问题。

即，在连接到欧洲商用电源那样的三相4线式交流电源上的电力应用系统中，经常以以下方式来构成系统：分离为连接到中性线之外的各相的三相负载、连接到中性线和特定相之间的单相负载，由三相4线式交流电源的线间电压或者相电压向各负载提供电力。通过如此构成，作为单相负载，由于仅仅被施加了电平比线间电压低的相电压，因此，可以使用耐压低的元件，能够实现系统的小型化、低成本化。

举个具体例子，例如，在作为连接到三相电源的电力应用系统的空调机中，耗电量多的压缩机负载由交流电源的三相3线提供电力，室内送风机、室外送风机和各部控制电源等由交流电源的单相电压来提供电力，通过如此构成，大多可实现送风机和控制电源等的小型化、低成本化。

但是，在专利文献1-3中所公开的功率变换装置中，由于不能抑制流过交流电源中性线的电流的高谐波分量，因此，在将系统中产生的高谐波抑制到规定值的情况下，出现了不能采用所述低成本方案的问题。

对此，在专利文献4中公开的功率变换装置中，尽管能够抑制交流电源的中性线高谐波电流，但是，由于对三相电源必须要3组单相变换器，因此，构成功率变换装置的部件数变多。除此之外，各单相变换器由于执行高频开关控制，因此，产生的噪声变多，必须要有噪声对策。即，产生了变为非常昂贵的功率变换装置的问题。

另一方面，我们考虑达成上述那种小型且低成本的结构，构成为经由在专利文件1-4中所揭示的功率变换装置向单相负载供电的情况。这种情况下，既便在不需要特别抑制单相负载中的高谐波的情况下，功率变换装置由于必须要提高单相负载的电流容量那么多的元件额定等级(rank)，与此相伴会产生装置大型化、昂贵化的问题。

本发明是鉴于上述问题而作出的，目的在于获取能够具有抑制高谐波功能的三相功率变换装置以及单相功率变换装置，以及，在使用上述装置构成的、连接到三相4线式交流电源上的电力应用系统中，利用便宜的结构来获得能够将系统的输入高谐波分量抑制到规定值的功率变换装置。

发明内容

为了实现上述目的，本发明的特征在于，具有：全波整流电路，通过在三相整流器的直流输出端子间串联连接至少2个平滑电容器而构成，所述三相整流器对经由连接到三相交流电源的各相线上的电抗线圈而输入的交流电压进行整流；3个短路单元，其一端分别连接到所述电抗线圈与所述三相整流器的各相输入端的连接端，另一端被共同连接而形成交流电源中性点，同时，该另一端经由电容器或者是直接连接到所述至少2个平滑电容器之间的连接点上；以及，控制单元，进行使所述3个短路单元依据负载和电源电压的变动而执行开关操作的控制。

根据本发明，利用根据负载和电源电压的变动来对短路单元的开关操作进行控制这种简易开关方式，能够抑制输入电流的高谐波分量，能够改善电源功率因数。

发明效果

根据本发明，具有得到以下这种功率变换装置的效果：在连接到三相4线式交流电源上的电力应用系统中，能够利用便宜的结构将系统的输入高谐波分量抑制到规定值，能够改善电源功率因数。

附图说明

图1是表示作为本发明实施例1的功率变换装置的基本结构的框图。

图2是说明图1中所示的功率变换装置的结构顺序的流程图。

图3是表示用作图2所示步骤中系统中的输入电流高谐波分量的抑制目标值的例子的现行的IEC高谐波额定等级A的限度值。

图4是表示图1所示的功率变换装置和多个负载的连接关系(之1)的框图。

图5是表示图1所示的功率变换装置和多个负载的连接关系(2)的框图。

图6是表示图1所示的三相功率变换装置具体结构例(之1)的电路图。

图7是表示图6所示的三相功率变换装置的各部的操作波形的图。

图8是说明图6所示的三相功率变换装置中，连接电流电源中性点和直流电压的重点的电容器的存在以一的特性比较图。

图9是表示图1所示的三相功率变换装置的具体结构例子(之2)的电路图。

图10是表示图1所示的单相功率变换装置的具体结构例子(之1)的电路图。

图11是表示图1所示的单相功率变换装置的具体结构例子(之2)的电路图。

图12是表示图1所示的单相功率变换装置的具体结构例子(之3)的电路图。

图13是表示图1所示的单相功率变换装置的具体结构例子(之4)的电路图。

图14图示了表示将系统的输入电力高谐波分量抑制到小于或等于规定值的功率变换装置的具体结构例。

图15是表示作为本发明实施方式2的功率变换装置的三相功率变换装置的具体的结构例(之3)的电路图。

图16是说明图15所示的三相功率变换装置的操作的图。

图17图示了图15所示的三相功率变换装置的各部的操作波形。

图18是对在图6和图15所示的三相功率变换装置中，连接交流电源中性点和直流电压中点(直流电压端)的电容器的操作特性进行比较的图。

图19是表示作为本发明实施方式3的功率变换装置的结构的框图。

图20是表示作为本发明实施方式4的功率变换装置的单相功率变换装置的具体构成例(之5)的电路图。

图21是表示作为本发明实施方式4的功率变换装置的单相功率变换装置具体结构例(之6)的电路图。

图22是表示应用了图20和图21中所示的单相功率变换装置的功率变换中的结构例的电路图。

图23是表示作为本发明实施方式5的功率变换装置的结构的电路图。

图24是表示作为本发明实施方式6的功率变换装置的结构的电路图。

图25是表示作为本发明实施方式7的功率变换装置的结构的电路图。

图26是表示作为本发明实施方式8的功率变换装置的结构的电路图。

图27是表示作为本发明实施方式9的功率变换装置的结构的电路图。

图28是表示作为本发明实施方式10的功率变换装置中的单相功率变换装置的结构例(之7)的电路图。

图29是说明应用与图28所示的单相功率变换装置的情况下的效果的特性比较图。

具体实施方式

以下，将参照附图，详细说明本发明的功率变换装置的较佳实施方式。

实施方式1

图1是表示作为本发明实施方式1的功率变换装置基本结构的框图。如图1所示，连接于三相4线式交流电源1上的系统2是由除了交流电源1的中性线之外的3线的线间电压提供电力的三相负载3、以及由交流电源1的特定相和中性线之间的相电压提供电力的单相负载4混合存在的任意的电力应用系统。

本发明的功率变换装置5由以下装置构成：三相功率变换装置6，输入端连接到除了交流电源1的中性线以外的3线上，输出端连接到三相负载3的输入端；以及，单相功率变换装置7，输入端连接到交流电源1的特定相和中性线上，输出端连接到单相负载4的输入端上。

这里，三相功率变换装置6和单相功率变换装置7分别具有交流·交流变换功能和交流·直流变换功能的任意一种功能；以及，抑制对应的负载输入电流的高谐波分量的高谐波抑制功能。在图1中，在三相功率变换装置6和三相负载3的连接关系中，在由2条实线连接的情况下，表示三相功率变换装置6执行交流·直流变换，并向三相负载3提供直流电压的情况；在加上虚线的由3条连接的情况下，表示三相功率变换装置6执行交流·交流变换，并向三相负载3提供交流电压的情况。

之后，图2是用于说明功率变换装置5的构成步骤的流程图，这里，将三相功率变换装置6和单相功率变换装置7具有的各个高谐波抑制功能设置为：按照图2所示的构成步骤，使输入到系统2内的全负载的高谐波电流变小于或等于规定值。以下，将参照图2来具体说明功率变换装置5的结构例。

在图2中，首先，设置一个规定值，作为系统2的输入电流高谐波分量的抑制目标值(步骤ST1)。之后，根据所述规定值和三相负载3的特性，来选择在接下来的(1)-(4)中所示的三相功率变换装置6的高谐波抑制方式(步骤ST2。

即，(1)在由三相功率变换装置6产生的负载输入电流高谐波分量相对于所述规定值变的极端大，从而针对三相功率变换装置6要求选定非常高的高谐波抑制能力的情况下，选择高频开关方式。(2)在负载输入电流高谐波分量相对于所述规定值为某种程度大变，而针对三相功率变换装置6请求选定某种程度的高谐波抑制能力的情况下，选择简易开关方式。(3)在负载输入电流高谐波分量相对于所述规定值没有那么大，而不请求针对三相功率变换装置6选定高的高谐波抑制能力的情况下，选择无源(passive)方式。(4)在负载输入电流高谐波分量相对所述规定值为小，而不特别要求针对三相功率变换装置6的高谐波抑制能力、交流·直流变换功能、交流·交流变换功能等情况下，选择无变换方式，该方式除配线之外没有特别的元件，仅仅有传输电力的功能。

这里，在上述方式选择中，在作为基准的负载输入电流高谐波分量和规定值的关系上，没有特别明确的阈值，其取决于选择者的经验。上述4种方式将在后面进行说明，但一般来说，若表述高谐波抑制能力的大小关系，则该关系为按照高谐波切换方式＞简易开关方式＞无源方式＞无变换方式的顺序变低，成本也成为与之相同的大小关系。因此，为了不造成过高的规格，而选择了能力稍低的方式，作为三相功率变换装置6的方式。

之后，在三相负载3的被假想的运转状态的某个工作点A上，对选定的三相功率变换装置6的高谐波抑制方式中的电抗线圈和电容器容量、另外在三相功率变换装置6具有短路单元的情况下还对短路单元的操作进行调谐(步骤ST3)。判断对于三相功率变换装置6所产生的负载的输入电流高谐波分量是否为小于或等于所述规定值(步骤ST4)。

其结果是，在不是小于或等于所述规定值的情况(步骤ST4：否)，检查是否可以利用电路常数和操作的再调谐来进行对应(步骤ST5)，若不可对应(步骤ST5：是)，则返回步骤ST3，执行再调谐。如此重复执行步骤ST4→步骤ST5→步骤ST3→步骤ST4的环。在达到小于或等于所述规定值(步骤ST4：是)之前，执行三相功率变换装置6的电路常数和操作的再调谐。

之后，若不能利用再调谐来进行对应(步骤ST5：否)，则再次按照步骤ST2中说明过的步骤，将三相功率变换装置6的高谐波抑制能力选高(步骤ST6)，之后，返回步骤ST3，在能力变高的高谐波抑制方式中，反复执行电路常数和操作的再调谐。

重复以上的步骤ST5和步骤ST6的处理的结果是，若三相功率变换装置6中的高谐波电流分量为小于或等于所述规定值(步骤ST4：是)，则在上述调谐状态中，从所述规定值中减去由三相功率变换装置6产生的对于负载的输入电流高谐波分量，从而计算出单相功率变换装置7的容许限度值(步骤ST7)。

之后，与步骤ST2相同，为了不造成过高的规格，而根据所述容许限度值和单相负载4的特性，从高频开关方式、简易开关方式、无源方式、无变换方式中，选择能力稍微低的方式作为单相功率变换装置7的高谐波抑制方式(步骤ST8)。该选择也没有明确的阈值，也是取决于选择者的经验。

接下来，在单相负载的假想的运转状态的某个工作点B上，对选定的单相功率变换装置7的高谐波抑制方式中的电抗线圈和电容器容量、另外在单相功率变换装置7具有短路单元的情况下还要对短路单元的操作进行调谐(步骤ST9)，之后，判断单相功率变换装置7所产生的电流高谐波分量是否小于或等于所述容许限度值(步骤ST10)。

其结果是，在不是小于或等于所述容许限度值的情况下(步骤ST10：否)，检查可否通过电路常数和操作的再调谐来进行对应(步骤ST11)，若可对应(步骤ST11：是)，返回步骤ST9，执行再调谐。若此重复执行步骤ST10→步骤ST11→步骤ST9→步骤ST10的环，在达到小于或等于所述容许限度值(步骤ST10：是)之前，执行单相功率变换装置7的电路常数和操作等的调谐。

之后，若不能通过再调谐进行对应(步骤ST11：否)，则判断是否可通过再次设置单相功率变换装置7的方式来进行对应(步骤ST12)。其结果是，若可利用再次设置方式来进行对应(步骤ST12：是)，则再次按照步骤ST8中说明过的步骤，将单相功率变换装置7的高谐波抑制方式选高(步骤ST13)，之后，返回步骤ST9，在调高了的高谐波抑制方式中，重复执行电路常数和操作等的再调谐。

一般而言，单相功率变换装置7由于因执行了电路常数和操作等的调谐，而几乎能够抑制单相负载4的电流高谐波分量，因此，按照步骤ST9-ST13的一连串的处理步骤，基本上能够将单相功率变换装置7中的电流高谐波分量调节到小于或等于所述容许限度值(步骤ST10：是)，但是，若万一不可以通过再次设置方式来进行对应，或者是在想避免将单相功率变换装置7变更为高谐波抑制能力高的方式的情况下(步骤ST12：否)，则返回步骤ST2，从再次选择三相功率变换装置6的高谐波抑制方式开始重新执行。

重复执行以上的步骤ST11、ST12、ST13等处理的结果是，若单相功率变换装置7的电流高谐波分量变为小于或等于所述容许限度值(步骤ST10：是)，则即便在一连串调谐操作时，在假想的三相负载3的某个工作点A和单相负载4的某个工作点B之外的其他运转状态下，不变更三相功率变换装置6和单相功率变换装置7的硬件结构，判断对于系统2的输入电流高谐波分量是否变到小于或等于规定值(步骤ST14)。

所谓硬件结构的变更，是指在物理上，或者交换电路部件或者改变配置的情况。所述功率变换装置具有延迟器和半导体开关、或者是其他机械开关等短路单元，在其他运转状态中，在仅仅通过调谐这些开关的通断操作就能将输入电流高谐波分量抑制到规定值的情况下(步骤ST14：是)，则结束电路变换装置5的构成处理。另一方面，在仅仅通过调谐这些开关的通断操作不能将输入电流高谐波分量抑制到规定值的情况下(步骤ST14：否)，则应将三相功率变换装置6或单相功率变换装置7改变为更高的高谐波抑制能力的方式，返回步骤ST2，执行以上说明过的一连串处理作业。

通过基于该图2所示的结构步骤，能够构成具有所期望的高谐波抑制能力，且便宜又不造成过高规格的功率变换装置5。在图2中，说明了较单相功率变换装置7而言，首先选择三相功率变换装置6的方式，之后优先选择执行常数调谐。这是由于三相功率变换装置6的基本构成元件数多，伴随着方式改变其成本上升也比单相功率变换装置7要大。通过这种步骤，能够抑制功率变换装置5的整体成本。

不用说，单相负载4很明显在负载输入电流电容大的情况下以及在负载输入电流高谐波分量多的情况下等，伴随着单相功率变换装置7的方式的改变，成本提高也变大的情况下，也可以在图2中，不采用单相功率变换装置7和三相功率变换装置6的构成步骤，而优先对单相功率变换装置7进行调谐。即便如此也可以实现在成本上有利的结构的功率变换装置。

在图2中，作为三相功率变换装置6和单相功率变换装置7的调谐点，分别对工作点A、工作点B进行说明。其他，例如在单相负载4的运行状态与三相负载3的运行状态相关联地变动的情况下，也可以将工作点B设置为与工作点A相伴的运行状态。在三相负载3和单相负载4不是特别关联而是独立运行的情况下，也可以将工作点A和工作点B分别设定为：输入电流高谐波分量相对于设定为所要请求的目标值的规定值变严格的工作点。如此，能够简化步骤ST14中的针对其他运行状态的验证，从而提高作业效率。

在图2所示的步骤ST1中，作为系统的输入电流高谐波分量的抑制目标值，例如能够使用IEC高谐波规定的限度值。图3是在图2所示步骤中，将现行(2003年)的IEC高谐波规定等级A的限度值用作系统的输入电流高谐波分量的抑制目标值的例子。在图3中，该限度值应用于输入电流小于或等于16A的设备，不按照负载的运行状态，而在整个负载区域上被规定为一定的值。在这种情况下，分别将工作点A和工作点B设置成负载输入电流最大、高谐波电流值变为最大的最大负载运行状态，之后，执行图2中说明过的作业。若如此，则即便在高谐波电流值比该限度值小的轻负载侧，也能够将高谐波抑制到限度值，能够简化针对步骤ST14中的其他运行状态的验证。

已经说明过在图2所示的步骤ST3中三相功率变换装置6、在步骤ST9中单相功率变换装置7分别具有短路单元的情况下，对其操作进行调谐。除此之外，也可以构成以下这种功率变换装置，该装置例如具有：通过读出这些功率变换装置的输出电压和输入电流，对输出电压和输出电压指令值的差进行比例积分控制，产生正弦波状的输入电流指令值，并执行反馈控制等以使输出电压与输出电压指令值一致且输入电流为与输入电压同步的正弦波状等，从而根据负载的运行状态和输出电压等来自动控制短路单元的操作的控制级。由此，能够简化针对步骤ST14中的其他运行状态的验证。

这里，在图1中，表示了在电力应用系统2中存在一个三相负载3和1个单相负载4的简单结构，但是，若表示本发明所指的电力应用系统2的具体例子，则能够举出以下的(1)-(6)。

即，(1)第1例是由一个三相负载(压缩机)、三个单相负载(驱动控制电源、室外送风机、室内送风机)构成的空调机。(2)第2例，相对于第一例，具有相对于作为单相负载的室外送风机的、作为多个单相负载的室内送风机的多空调系统。(3)第3例，一个大型冷冻系统，它由2个三相负载(2个压缩机)以及3个单相负载(驱动控制电源、2个送风扇)构成。(4)第4例是一个家庭网络系统，它构成对电视和视频、电冰箱、空调机、以及空气循环系统等执行网络化，并进行控制。(5)第5例是一个工厂系统，它具有以三相电源为动力源来执行驱动的三相负载群，以及，以单相电源为动力源来执行驱动的单相负载群，以此来执行运转。(6)第6例是一个地域电力接收系统，在高电压下从电力公司接收电力，并将其分配到一个或多个工厂和家庭。

简而言之，本发明的功率变换装置5连接在三相4线式的交流电源1上，配置于至少1个三相负载和至少1个单相负载混合存在的电力应用系统内。此时，多个负载和功率变换装置5的连接关系例如可以如图4和图5所示。

在图4中表示了以下情况：连接于三相4线式交流电源1上的电力应用系统2-1在具有2台三相负载3-1、3-2以及3台单相负载4-1、4-2、4-3的情况下，应为每个负载设置功率变换装置5-1，该功率变换装置5-1由2台三相功率变换装置6-1、6-2以及3台三相功率变换装置7-1、7-2、7-3构成。即，相对于2台三相负载3-1、3-2而言，三相功率变换装置6-1、6-2被一对一对应地设置。相对于3台单相负载4-1、4-2、4-3而言，单相功率变换装置7-1、7-2、7-3被一对一对应地设置。这种情况下，功率变换装置5的构成个数与负载个数一致。

在图5中表示以下情况：在连接于三相4线式交流电源1上的电力应用系统2-2具有1台三相负载3以及3台单相负载4-1、4-2、4-3的情况下，功率变换装置5-1由于采用了共用方式，因此，由一台三相功率变换装置6-1以及3台单相功率变换装置7-1、7-2、7-3构成。即，三相功率变换装置6是针对三相负载3而设置的，但是，针对3台单相负载4-1、4-2、4-3中的单相负载4-1而言，设置了专用的单相功率变换装置7-1，针对剩余的2台单相负载4-2、4-3而言，以两者共用的形式来设置1台单相功率变换装置7-2。尽管在图5中没有表示，但是，在存在2以上的三相负载的情况下，能够以2台三相负载共用的形式来设置1台三相功率变换装置。在这些情况下，功率变换装置5的构成个数变的比负载个数还少。

在图2中，为了容易理解，利用图1所示的基本结构进行过说明。图2所示的构成步骤，不管是在功率变换装置5的构成个数如图4所示，与负载的个数一致的情况下，还是如图5所示比负载个数还少的情况下，都能够同样地执行，能够将功率变换装置5构成为使各负载输入电力的合计值，即对于系统的全部输入电力的高谐波分量小于或等于规定值。

简而言之，本发明的功率变换装置5连接于三相4线式交流电源1上，其特征在于，在至少1个三相负载和至少1个单相负载混合存在的电力应用系统2中，仅仅在需要交流·交流变换功能和交流·直流变换功能的任何一种功能、以及具有高谐波抑制功能的专用功率变换装置(即，三相功率变换装置和单相功率变换装置)的位置上，配置所需数目的结构。

之后，在确定在上述必要位置配置所需数目的结构时，由于能够按照图2所示的步骤，采用将所有三相功率变换装置和单相功率变换装置所具有的高谐波抑制功能分别应用于该应用场所内的规定的便宜的高谐波抑制方式，使包含于各负载输入电流内的高谐波分量的合计值、即包含于对于电力应用系统的输入电流内的高谐波分量的值变小于或等于规定值，因此，不会造成过高规格，实现成本降低。

单相功率变换装置和单相负载由于成为由交流电源1的特定相和中性线之间的相电压来供电的结构，因此，能够用比由交流电源1的线间电压或者是由对交流电源1进行整流所得到的直流电压供电的情况下还要低耐压的元件构成，从这一点来说也可以降低成本。除此之外，如图5所示，通过采用共用形式，能够削减部件个数，另外，能够得到成本低，且具有单独结构的功率变换装置。

接下来，就本发明功率变换装置的各要素(三相功率变换装置和单相功率变换装置)的具体结构例进行说明。首先，参照图6-图8，对三相功率变换装置的具体结构例进行说明。图6是表示图1所示三相功率变换装置的具体构成例(之1)的电路图。图7图示了图6所示三相功率变换装置的各部的工作波形。图8是说明在图6所示的三相功率变换装置中连接交流电源中性点和直流电压中点的电容器的存在意义的特性比较图。

在图6中，交流电源1是Y型的三相交流电源，从中引出了L1相、L2相、L3相的各相。针对的三相负载20是必须要直流电压的类型，它具有：交流马达；利用直流电压产生三相交流电压，并将其提供给直流马达21的倒相器22；以及，通过倒相器22来控制交流马达21的运转的倒相器控制单元23。因此，三相功率变换装置40是具有交流·直流变换功能的类型。

在图6中表示了三相功率变换装置的构成例，它具有图2所示的构成步骤中的三相功率变换装置的选择中所说明过的三相简易开关方式的高谐波抑制功能。该电路结构能够看作完全可后加的可选部件，它能够仅仅通过向三相全波整流电路追加包含短路单元的部分来构成，以作为一般的无源方式。因此，在图2中说明过的三相功率变换装置的再次选定(步骤ST6)中，是非常有利的结构。

即，三相功率变换装置40具有被看作是一般无源方式的三相全波整流电路，它由以下部件构成：一端连接到三相交流电源1上的3个电抗线圈41；对从3个电抗线圈41的另一端输入的三相交流电源1的各相电压进行整流的三相整流器42；以及，串联连接在三相整流器42的直流输出端子间的2个平滑电容器43、44。在2个平滑电容器43、44的两端，连接有三相负载20的倒相器22。在具有这种一般的三相全波整流电路中，追加了由作为短路单元的3个短路元件S1-S3构成的短路电路46；电容器48；电源电压检测电路49以及控制单元50。

3个短路元件S1-S3，其各自的一端分别连接到三个电抗线圈41和三相整流器42的各相的连接线上，各自的另一端被共同连接，从而形成交流电源中性点47。电容器48配置为存在于形成在短路电路46内的交流电源中性点47和串联连接的2个平滑电容器43、44的中点45之间。

构成短路电路46的短路元件S1-S3是双向的短路单元。该短路元件S1-S3例如有(1)由作为双向导电元件的三端双向晶闸管开关元件构成；(2)组合二极管桥电路和IGBT、双极晶体管、MOSFET等单向导电短路元件而构成；(3)将IGBT和双极型晶体管、MOSFET等单向导电短路元件与二极管彼此相反地并联连接，之后，串联连接这样得到的2个电路而构成等。

电源电压检测电路49利用硬件检测出三相交流电源1的例如是L1相的相电压过零点，为了使过零检测偏差变小，而基于预先假设的相位序列信息，通过内部处理来产生其它相(L2相、L3相)的相电压过零信号，并将其提供给控制单元50。通过如此构成，与利用硬件来检测所有相的相电压过零信号相比，硬件结构能够简化，能够实现装置的小型化、低成本化、能够抑制由于构成硬件的元件的性能差异而产生相间的检测误差。

这里，由于若电源电压检测单元49的内部处理频率fz为电源半周期频率的整数倍，即若设电源频率为fs，则fz＝2.n.fs(n：整数)，内部处理同步于特定相的各电压过零点，所以，能够抑制由于在前半周期和后半周期中产生的处理误差所引起的过零偏差。另外，若设交流电源1的相数为N，则通过将内部处理频率fz设置为fz＝2.n.N·fs，从而可以以同步于交流电源的所有相的各电压过零点的方式来执行内部处理，因此，还能够抑制由于相间产生的处理误差所引起的过零偏差，能够提高相电压过零点的检测精度。

电源电压检测电路49也可以构成为利用硬件来检测交流电源1的线间电压过零点，从而推定相电压，但是，能够将构成为直接利用硬件来检测相电压的一方执行推定时的误差除外，能够精度优良地可靠地执行检测，能够实现可靠性高的相电压过零检测。

电源电压检测电路49利用硬件仅仅检测出L1相，其他要基于预先设定的相位序列信息来生成，但是，在这种情况下，能够便宜地构成，另一方面，在误接线时，电路按照预期定时来执行切换操作，恐怕会引起系统的故障和重大事故等。为此，在接线后检测并产生相位序列信息的构成方式是安全的，这种方式能够提供可靠性高的功率变换装置。

控制单元50具有一个适用于负载运行状态的开关模式(switchingpattern)作为事先的一张表，为了成为与从倒相器控制单元23输入的负载信息相对应的开关模式，在从来自电源电压检测电路49的相电压过零信号开始经过第一延迟时间后，向短路电路46发送关闭指令，在电容器48的充电完毕后经过第2延迟时间时，向短路电路46发送开指令，分别使连接于各相的短路元件S1-S3每半个电源周期操作一次。所提供的开关模式强行使短路电流经由短路电路46和电容器48，流入一般的三相全波整流电路中的相电路不流通的区域内，从而能够抑制输入电流高谐波分量、改善电源功率因数。

举个例子，对各部的工作波形进行说明。在图7中表示了：在设三相交流电源1的相位序列为L1相、L2相、L3相的情况下，以L1相的相电压相位的0度为基准时刻的相电压，电源电压检测电路49、控制单元50等的工作波形。在图7中，波形(a)是三相交流单元1的L1相、L2相、L3相的各相电压的波形。波形(b)(c)(d)分别是电源电压检测电路49产生的L1相电压过零信号、L2相电压过零信号、以及L3相电压过零信号。它们分别是以相电压的半周期为1周期，在相电压的半周期期间呈具有某个斜率的直线状上升，在到下半个周期的变化点基过零点处陡峭下落的锯齿状的波形。在各信号的下落点能够检测相电压过零点。

波形(e)(f)(g)分别是由控制单元50提供给与L1相相连接的短路元件S1、与L2相相连接的短路元件S2、与L3相相连接的短路元件S3的控制指令。各控制指令是这样一种信号：在从检测到的相电压过零点开始经过第一延迟时间td后上升到H电平，在维持了第二延迟时间ton的H电平后下降为L电平，以后，在检测出下一个相电压过零点之前，维持L电平。对应的短路元件在控制指令上升为H电平时执行闭路操作，在下降到L电平时执行开路操作。

在波形(h)中，实线表示流过L1相的相电流波形，虚线表示伴随着短路电路46的开闭而流过电容器48的电流波形。由于使各短路元件在每个电源半周期就执行一次切换这种一连串的操作，如图所示，减少了一般三相全波整流电路中的不通流区间，能够将输入相电流改善为接近正弦波。

这里，参照图8，来说明短路电路46在电容器48充电完毕后执行开操作的效果。在图8中提取并表示了在图7所示的时刻t2-t3的区域中的伴随着短路电路46的操作的短路电流。图8(a)表示没有使用电容器48的情况下的短路电流和时间的关系特性，图8(b)表示使用了电容器48的情况下短路电流和时间的关系特性。

在图8(a)中，在没有使用电容器48的情况下，伴随着短路电路46的操作的短路电流仅仅流过与交流电源中心点47和平滑电容器43、44的中点45的电位差相对应的量，因此，在短路电路46的OFF定时期间，电流变化量di/dt会急剧变化，从而引起急剧的磁通变化。由于该急剧的磁通变化和引短路电流所引起的电磁力，在绕组和铁芯中引起振动，从而会在电抗线圈41内产生令人不悦的噪声。

另一方面，在图8(b)中，在使用电容器48的情况下，电流变化量di/dt随着电容器48被充电而逐渐减小，电流峰点变平滑。其结果是缓和了在不使用电容器48的情况下所产生的急剧的磁通变化，能够抑制电磁力变化，因此，能够抑制伴随着切换而引起的电抗线圈41中的噪声。通过使用电容器48而能够抑制切换时的电流峰值，因此，能够利用成本低且简单的单元来执行过电流保护。即，能够延长短路电路46的寿命。

之后，由于经由电容器48而流过短路电流，因此，在电容器48充电完毕后，开关电流不自动流过。此时，由于短路电路46为开，因此能够实现零电流开关。由于在零电流时执行开关操作，能够降低产生的噪声，还能够降低关闭时候的开关损耗。另外，通过降低开关损耗来提高电路效率，其结果可节省电力。

除此之外，由于不需要对于针对关闭的短路元件的正确的控制，因此，能够减轻控制处理负担，能够使用便宜的CPU。由于将前一次开关时充电的电荷作为下一次开关时的短路电流而放电，因此，能够利用更多的短路电流来将电瓷能量存储在电抗线圈41内。因此，与不使用电容器48的情况相比，能够得到更高的直流电压。以这种方式，通过使用电容器48能够创造出多种效果。

但是，按照负载的运转状态和电路常数的设置值，对于电容器48的充电量过大，则会导致直流电压的过剩电压、输入电流高谐波分量增大、电源功率因数恶化，或者，反之，对于电容器48的充电量过小，则会产生不能充分改善输入电流高谐波分量、以及电源功率因数的问题。因此，在连接了负载量变化的倒相器负载的情况下，利用多个容性元件和延迟器等这种通过点连接切换元件来构成其电容值可变的电容器48。为了在低负载区域内使电容器48的电容变小，反之，在高负载区域内使电容器48的电容变大，也可以由控制单元50来根据负载信息控制电容器48的电容。由此，在全负载区域内，能够充分得到所述电容器48的效果。

电容器48不是必不可少的，也可以不设置电容器48。即便在这种情况下，使短路元件S1-S3分别在每个电源半周期执行一次操作，从而能够得到抑制输入电流高谐波分量的效果、改善电源功率引述的效果。于是，在这种情况下，不能得到作为使用电容器48的效果所记载的抑制电抗线圈噪声、减轻由于零电流开关而引起的开关噪声的效果，不用说，短路电路46的正确的OFF控制是必要的。

在控制单元50中，在电容器48充电完毕后，将开指令传送给短路电路46，但是，也可以在电容器48充电完毕前，使短路电路46执行开操作。这种情况下与不使用电容器48的情况等效。因此，不能得到作为使用电容以48的效果所记载的抑制整流器噪声、减轻由于零电流开关所引起的开关噪声的效果，因此，短路电路46的正确的OFF控制是必要的。

但是，在低负载区域内，由于负载输入电流变小，难以伴随着开关产生噪音和噪声，存在这样一个负载区域：通过使短路电路46执行开操作来控制对于电容器48的充电量，来提高高谐波抑制和功率因数改善能力。因此，通过组合控制方式，使得在高负载区域中，短路电路46在电容器48的充电完毕后执行开操作，另一方面，在低负载区域附近，短路电路46在电容器48充电完毕前执行开操作，从而能够得到在整个负载区域内，低噪音、低噪声，且，具有高的高谐波抑制能力的三相功率变换装置。

控制单元50也可以将短路电路46控制为在每个电源半周期执行2次或以上的开闭操作。在这种情况下，也能够得到由于简易的开关操作而导致的输入电流高谐波分量抑制效果、电源功率引述改善效果。在这种情况下，短路电路46的正确的OFF控制是必要的，但是，控制负载的增加变小了，电路规模没有变大。因此，在图6中显示了：控制单元50是在三相功率变换装置40的内部单体设置的，但是，也可以构成为在倒相器控制单元23内具有该功能，而省略控制单元50，与此相反，也可以构成为在控制单元50内具有倒相器控制功能，而省略倒相器控制单元23。

已经说明过了控制单元50具有适用于负载运行装置的开关模式并将其作为预数据的情况，但是，也可以构成为例如是，通过检测直流电压和电源功率因数、输入电流等，之后对其进行反馈控制，从而，提供开关模式。同样，得到了对由于简易开关操作而引起的输入电流高谐波分量进行抑制的效果、以及改善电源功率因数的效果。将由控制单元50产生的短路电路46的开闭指令的基准说明为相电压过零点，但是，没有必要是过零点，可以是在每个相电压半周期内与其相同的定时。例如，即可以作为相电压峰值点，也可以作为相电压的任意的定时点。

电源电压检测电路49已经被说明为具有产生各相电压过零信号的功能，但是，电源电压检测电路49也可以仅仅将利用硬件所得到的检测信号传输给控制单元，在控制单元50内集约了各相电压过零信号生成功能。

另外，我们已经说明输入到控制单元50内的负载信息，使用了来自倒相器控制单元23的信号，但是，除此之外的信号若是能够推测负载运行状态的信号，则也可以使用。例如，尽管图中未示，但也可以利用通过ACCT或其他电流传感器等检测出的输入电流信号、倒相器电流检测信号、直流电压检测信号、直流电压浪涌检测信号、输入电压检测信号、另外还有交流马达21的输出扭矩信号、旋转数等来代替上述来自倒相控制单元23的信号。

以上是就具有三相简易开关方式的三相功率变换装置的说明，但是，正如按图2所示的构成步骤所说明的那样，在本发明中，由于还包含具有高频开关方式的三相功率变换装置、具有无源方式的三相功率变换装置、具有无变换方式的三相功率变换装置，因此，将对这些装置进行说明。

首先，图9是表示图1所示三相功率变换装置的具体结构例(之2)的电路。在图9中，表示了有源滤波器方式作为高频开关方式的一个例子。三相负载20是一种必须要直流电压的类型，它如图6所示包含：交流马达21、根据直流电压生成三相交流电压，之后将其提供给交流马达21的倒相器22；以及通过倒相器22来控制交流马达21的运转的倒相器控制单元23。

在图9中，三相功率变换装置55设置了与三相全波整流电路相并联的一个有源滤波器电路62，所述三相全波整流电路由以下部件构成：三相整流器56，对直接连接到三相交流电源1的各相的各相电压进行整流；主电抗线圈57，其一端连接到三相整流器56的正极输出端上；以及，平滑电容器58，连接于主电抗线圈57的另一端和三相整流器56的负极输出端之间。三相功率变换装置55还设置了用于控制有源滤波器电路62的控制单元63。

有源滤波器电路62由以下部件构成：3个电抗线圈59，其一端连接于三相交流电源1的各相上；短路电路60，3个电抗线圈59的另一端分别连接到各上臂短路元件和下臂短路元件的连接端上；以及，平滑电容器61，它连接到短路电路60中的上臂短路元件和下臂短路元件的串联电路两端。

控制单元63使构成短路电路60的上臂短路元件和下臂短路元件分别执行高频开关操作，它执行控制，使得补偿电流流向有源滤波器电路62，以使对于该三相功率变换装置55的输入电流成为与电源电压同步的正弦波状。

在高频开关方式中还有一种称为全桥接的方式：将短路元件分别与构成图6所示的一般三相全波整流电路的三相整流器的二极管元件并联连接，分别使各个短路元件执行高频开关操作，以便使输入电流变为与电源电压同步的正弦波。无源方式是象图6所示的一般三相全波整流电路一样不使用全部短路元件的方式。无变换方式是这样一种方式：它不保持有整流电路，而具有将交流电源的电力仅仅传送到三相负载的功能。

这里，高频开关方式和简易开关方式的不同主要在于开关频率。于是，开关频率越高，高谐波抑制能力就越高，但是，开关噪声的产生量变多。因此，按照功能的、成本的面来看，以开关频率4kHz为界，将其分为2种方式，以4kHz以上的频率来执行开关操作的为高频开关方式，以不足4kHz的频率执行开关操作的为简易开关方式。

所述4种方式由于构成各种方式的部件数或者开关频率、噪声对策部等原因，而在高谐波抑制能力和成本上存在差异。正如按照图2所示的构成步骤所说明过的那样，一般来说，对抑制能力和成本而言都存在以下关系：高频开关方式＞简易开关方式＞无源方式＞无变换方式。从根据三相负载的特性来选择没有过高规格的方式的观点来看，若以将图3所示的输入相电流16A以下的设备为对象的现行IEC高谐波额定值设定为系统的高谐波抑制能力目标点平，则可以说图6所说明过的简易开关方式是最便宜的，且是最现实可行的结构。

接下来，来说明单相功率变换装置的具体构成例子。在本发明中，即便对于单相功率变换装置而言，它也与三相功率变换装置相同，存在高频开关方式、简易开关方式、无源方式以及无变换方式4种方式。这里，参照附图来说明无源方式。在该过程中，还要添加对于其他3种方式的说明。

在图1中，尽管单相功率变换装置7是利用交流电源1的某一相和中性线间的单相交流电压来向单相负载4供电，但是，在单相负载4像倒相器那样，是需要直流电压的负载的情况下，能够例如如图10-图12所示那样构成。这些是没有使用短路元件的无源方式的构成例。

图10是表示图1所示单相功率变换装置的具体构成例子(之1)的电路图。在图10中，单相功率变换装置65由以下部件构成：交流电源1的中性线和例如是连接L3相的单相整流器66；其一端连接到单相整流器66的正极端的整流器67；以及，连接在整流器67的另一端与单相整流器66的负极端之间的平滑电容器68。单相功率变换装置65对交流电源1的中性线和L3相之间的单相交流电压进行整流，之后，将电力提供给单相负载70。

这里，整流器67是为了扩大流通角而设置的，若将电感值设定为大，则装置自身大型化，但是，能够增大高谐波抑制能力。相反，若将电感值设定为小，则装置能够变小且成本降低，但是，高谐波抑制能力低下。因此，为了使单相功率变换装置65的高谐波抑制能力变为所期望水平，而选择整流器67的值。整流器67尽管在图10中说明为配置在单相整流器66的直流侧，但是，即便将其配置于单相整流器66的交流侧也可得到同样的效果。

接下来，图11是表示图1所示单相功率变换装置的具体结构例(之2)的电路图。图12是表示图1所示的单相功率变换装置的具体构成例(之3)的电路图。单相功率变换装置如图11或图12所示，能够构成为利用整流器和电容器的谐振现象来抑制高谐波电流。

在图11中，单相功率变换装置75由以下部件构成：一端连接到交流电源的例如是L3相上的电抗线圈76；连接电抗线圈76的另一端和交流电源1的中性线的单相整流器66；配置在单相整流器66的正极端和负极端之间的、串联连接的2个电容器77、78；与串联连接的2个电容器77、78并联设置的平滑电容器68。串联连接的2个电容器77、78的连接端与交流电源1的中心线相连。

根据图11所示的结构，利用串联连接的2个电容器77、78的充放电特性，与图10所示的结构相比，能够进一步扩大输入电流流通角、降低高谐波电流、改善功率因数。这里，电容器77、78被设定为：为了有效活用充电点特性，而在数ms以内执行充放电的容量。但是，通常将其设定为小于或等于平滑电容器68的1/10程度的容量。

接下来，在图12所示的单相功率变换装置80中，在图10所示的结构中，代替电抗线圈67而采用以下电路，在单相整流器66的正极端和平滑电容器68的一端之间并联连接设置有：电抗线圈81和电容器82的串联电路，与电抗线圈83和二极管84的丰联电路。根据这种结构，利用电容器82的充放电特性，与图10所示的结构相比，能够进一步扩大输入电流流通角、降低高谐波电流、改善功率因数。因此，与图11的情况相同，电容器82被设定为：为了有效活用充电点特性，而在数ms以内执行充放电的容量。但是，通常将其设定为小于或等于平滑电容器68的1/10程度的容量。

接下来，图13是表示图1所示的单相功率变换装置的具体构成例(之4)的电路图。在图13中，表示了具有短路元件，并使其每半个电源周期执行一次或多次短路操作的简易开关方式的构成例。在图13所示的单相功率变换装置86中，是在图10所示的结构中，在交流电源1的L3相和单相整流器66的对应的交流输入端之间设置了电抗线圈87。在单相整流器66的对应的交流输入端和电抗线圈87的连接端与交流电源1的中性线之间，设置了一个双向导电性的短路元件88。另外，还设置有：相电压检测电路89，用于检测交流电源1的相电压过零点；开关控制单元90，用于以来自于相电压检测电路89的过零信号为工作基准，对短路元件88进行控制使其每半个电源周期执行一次或多次操作。

根据图13所示的结构，强行使短路电路流向短路元件88，与图10所示的结构相比，能够进一步扩大输入电流流通角、降低高谐波电流、改善功率因数。这里，开关控制单元90与图6所示的控制单元50相同，都是基于可推测单相负载运转状态的单相负载信息来控制短路元件88，但是，在图13中省略了单相负载信息。成为短路元件88的操作基准的信号，没有必要是相电压过零信号，也可以是能够检测相电压的特定定时的信号。例如，也可以是相电压峰值信号。另外，不特别设置相电压检测电路89，也可以是代之以来自三相功率变换装置40的电源电压检测电路49的信号而构成。除此之外，开关控制单元90也可以是将其功能集中在三相功率变换装置40的控制单元50内而构成。在这些情况下，不需要相电压检测电路89和开关控制单元90等，从而实现了装置的简单化、低成本化。

这里，电抗线圈87和短路元件88的配置地点，只要能够配置为短路元件88经由电抗线圈87来短路交流电源1的结构即可。因此，如图13所示，在配置在单相整流器66的交流侧之外，例如，也可以仅仅将短路元件88配置在单相整流器66的直流侧。另外，也可以将电抗线圈87和短路元件88上方都配置在直流侧。此时，在将短路元件88配置在直流侧的情况下，短路元件88也可以由单向导电元件构成。在短路元件88和平滑电容器68之间设置了防止逆流的二极管，用于防止平滑电容器68在短路元件88工作时发生短路。

正如在三相电路变换装置中说明过的那样，电抗线圈87，若将电感值设定为大，则装置自身大型化，但是能够提高高谐波抑制能力。相反，若将电感值设定为小，则装置能够构成得小且低成本，但是高谐波抑制能力低下。因此，为了使单相功率变换装置的高谐波抑制能力达到作期望的水平，要选择电抗线圈87的值。

尽管图中未显示，但是通过在图13所示的简易开关方式的电路结构中，追加输入电流和直流电压反馈控制部等，从而能够构成这样一种高频开关方式的单相功率变换装置：它在高频下对短路元件进行短路控制。无变换方式的单相功率变换装置，不特别设置一个短路元件，而是将所输入的交流电源原封不动传送给单相负载。该无变换方式的单相功率变换装置是在单相负载为交流马达那种不需要专门进行整流，没有必要抑制高谐波的情况下所选择的。

以上，作为单相功率变换装置所采用的方式，与三相功率变换装置形同，记录了无源方式、建议开关方式、高频开关方式、无变换方式4种方式，但是，正如在图2所示的结构步骤中说明过的那样，这些方式一般来说，对抑制能力和成本而言都存在以下关系：高频开关方式＞简易开关方式＞无源方式＞无变换方式。因此，单相功率变换装置也与三相功率变换装置相同，要根据所连接的单相负载的高谐波电流产生量和所期望的高谐波抑制能力、成本等，为每一个单相负载选择结构。如图14所示，也可以如此构成功率变换装置，以便作为系统整体，将输入电流高谐波分量抑制到规定值。

图14图示了将系统的输入电流高谐波分量抑制到小于或等于规定值的功率变换装置的具体构成例。在图14中，电力应用系统2-3是具有1台三相负载3、3台单相负载4-1、4-2、4-3的系统。对于三相负载3，选择图6所示的简易开关方式的三相功率变换装置40。在三相功率变换装置40中，仅仅图示了主要部件。对于单相负载4-1，选择了图13所示的简易开关方式的单相功率变换装置86。在单相功率变换装置86中，仅仅图示了主要部件。对于单相负载4-2，选择了图10所示的无源方式的单相功率变换装置65。之后，对于单相负载4-3选择无变换方式的单相功率变换装置95。

如此，根据实施方式1，在连接到三相4线式的交流电源上的、三相负载和单相负载混合存在的电力应用系统中，能够构成这样一种功率变换装置：相对于作为系统整体的所期望的高谐波抑制能力，以三相功率变换装置和单相功率变换装置分别分担的形式而具有必需的最小限的高谐波抑制能力。伴随着这种所发，能够削减装置过大、削减不需要的成本上升。针对三相负载采用便宜的三相简易开关方式的三相功率变换装置，由于单相负载和单相功率变换装置能够用低耐压的元件构成，因此，能够实现系统整体的小型化、低成本化。

实施方式2

图15是表示作为本发明实施方式2的功率变换装置中三相功率变换装置的具体构成例(之3)的电路图。在图15中，对与图6所示结构相同或者同等的构成要素赋予相同的符号。这里，以有关该实施方式2的部分为中心进行说明。

如图15所示，按照实施方式2的三相功率变换装置100，在图6所示的结构中设置了一个平滑电容器101来代替串联连接的2个平滑电容器43、44。配置为：在连接于三相整流器42的负极端的平滑电容器101的另一端(负极端)与交流电源中心点47之间，插入了电容器102。在电容器102的与平滑电容器101的连接中，也可以与图15相反，将其连接到连接于三相整流器42的正极端的平滑电容器101的一端(正极端)上。即，相对于图6所示的结构，根据实施方式2的三相功率变换装置100成为削减了部件数目的结构。

接下来，参照图15-图18，对如上所述构成的、根据实施方式2的三相功率变换装置100的操作进行说明。图16是说明图15所示的三相功率变换装置的操作的图。图17图示了图15所示的三相功率变换装置的各部的工作波形。图18是一张比较图，用于对图6和图15所示的三相功率变换装置中，连接了交流电源中性点和直流电压的中点(直流电压端)的电容器的工作特性进行比较。

在图17中表示了将三相交流电源1的相位序列设为L1相、L2相、L3相的情况下，以L1相的相电压相位的0度为基准时刻的相电压、电源电压检测电路49、控制单元50等的工作波形。在图16中表示了连接于交流电源1的三相整流器42和短路电路46、设置于三相整流器42的直流输出端之间的平滑电容器101、位于三相整流器42的负极端(直流电压端)和短路电路46形成的交流电源中性点之间的电容器102的、与操作时刻相对应的电路状态和电流通过的迁移状态。操作时刻(t1-t2，t2-t3，t3-t6，t6-t7，t7-t10)与图17所示的时刻相对应。在图16中，交流电源1的相位序列如图15所示，从上面开始为L1相、L2相、L3相。

首先，就各部的工作波形进行说明。在图17中，波形(a)是三相交流电源1的L1相、L2相、L3相的各相电压的波形。波形(b)(c)(d)分别是电源电压检测电路49产生的L1相电压过零信号、L2相电压过零信号、L3相电压过零信号。这些波形分别是以相电压的半周期为1周期，在相电压的半周期期间具有某个斜率的呈直线状上升，并在到下半个周期的变化点即过零点上急剧下降的锯齿状波形。在各信号的下降点能够检测相电压过零点。

波形(e)(f)(g)是控制单元50提供给连接于L1相上的短路元件S1、连接于L2相上的短路元件S2、连接于L3相上的短路元件S3的控制指令。各控制指令是这样一种信号：从检测到相电压过零点经过第一延迟时间td而上升到H电平，在维持了第二延迟时间ton的H电平后下降到L电平，以后，在检测到下一个相电压过零点之前维持L电平。对应的短路元件在控制指令上升为H电平时执行闭路操作，在下降到L电平时执行开路操作。在波形(h)中，实线表示流过L1相的相电流波形，虚线表示伴随着短路电路46的开闭而流过电容器102的电流波形。设从图15中的左侧流向电抗线圈59或电容器102的方向为电流的正方向。

接下来，在图16中，电路状态(a)：在操作时刻t1-t2中，短路电路46的3个短路元件全都闭合，因此，在该时刻区域内，由于是由交流电源1、电抗线圈59、三相整流器42、平滑电容器101构成的一般的三相全波整流电路，因此，在L1相电压为0V时，电流按L3相→三相整流器42→平滑电容器101→三相整流器42→L2相的通路流动，没有流向L1相。

电路状态(b)：在操作时刻t2-t3中，从L1相电压过零点开始经过一个延迟时间td(参照图17)后，控制单元50执行控制，以仅仅使连接到短路电路46的L1相上的短路元件S1闭合。通过这种方式，在电流(イ)按L3相→三相整流器42→平滑电容器101→三相整流器42→L2相的通路流动的同时，开关电流(ロ)按照L1相→电抗线圈59→短路电路46→电容器102→三相整流器42→L2相的通路流动，从而对电容器102充电。由此，能使电流在各相上流动，从而在三相整流中没有不流通的区域。

电路状态(c)：在操作时刻(c)t3-t6中，由于L1相电压随着时间的流逝而增大，在电路状态(b)中从L3相流向L2相的电流变为从L1相流向L2相的电流。预先将电容器102设定为充电在该流向发生变化所需的时间之前结束的容量。即，将电容器102的容量Ck设定为平滑电容器101的电容Cf的几十-几百分之一的程度。控制单元50在经过了电容器102的充电完毕时间后，使短路元件S1打开。因此，若电容器102的充电完毕，则开关电流(ロ)就不流动了。

电路状态(d)：在操作时刻t6-t7中，L3相电压位于0V附近，按照各相电压的关系，电流不流向L3相。因此，控制单元50执行控制，以使连接到短路电路46的L3相上的短路元件S3闭合。与上述情况相同，在电流(ハ)按L1相→三相整流器42→平滑电容器101→三相整流器42→L2相的通路流动的同时，开关电流(ニ)按照L1相→电抗线圈59→三相整流器42→平滑电容器101→电容器102→短路电路46→L3相的通路流动，从而在三相整流中没有不流通的区域。在开关电流(ロ)流过的状态中存储于电容器102内的电荷被放电之前，该开关电流(ニ)一直持续流过。

电路状态(e)：在操作时刻t7-t10中，随着时间的流逝，伴随着电容器102的放电，开关电流(ニ)变为不流动。此时，由于L3相电压在负侧增大，因此，从L1相流向L2相的电流减小，而变为从L1相流向L3相，因此L2相成为没有电流流过的区域。

在上述状态迁移中，在从电路状态(b)迁移到电路状态(c)的过程中，按照预定的延迟时间或电容器102的容量，在电路状态(b)和电路状态(c)之间，如图17所示的时刻t3-t4那样，短路电路46的三个短路元件全都应为打开状态，但是，连接于短路电路46的L1相上的短路元件为闭合状态。在图16中，尽管省略了说明图，但是，即便在这种情况下，充放电完毕后的电容102能够执行与短路电路46的3个短路元件全都处于打开状态时同等的作用。这种方式对于从电路状态(d)迁移到电路状态(e)也是同样的。

以上表示了L1相的电压相位从0度到约2π/3为止的操作，但是，此后，操作转向连接于没有电流流过的区间的L2相上的短路元件S2的控制。之后，通过三相重复执行这种操作，构成了电源的一周期，如图17(h)所示，能够使相电流成为近似于正弦波的形状。

在该一连串操作中，其特征点为电容器102的充放电电流通路。在对电容器102充电时，不经由平滑电容器101，在放电时经由平滑电容器101。由于该电容器的充放电通路的差异，因此要特别关注偶次高谐波的产生。但是，将电容器102的容量设为Ck，将平滑电容器101的容量设为Cf，若考虑电流通路中的合成电容C，则在对电容器102进行充电的情况下，C＝Ck。在电容器102放电的情况下，C＝Ck/(1+(Ck/Cf))。如前所述，由于设定为Ck＜＜Cf，所以CCk。因此，由于充放电通路差而引起的不平衡的影响微小到不会出现问题的程度，因此，实际上，它具有与图6同等的抑制输入电流高谐波的能力、以及改善电源功率因数的能力。

我们举出2点作为本实施方式2(图15)和图6的电路特性上的不同点。第1点是上述电流通路。第2点是电容器102上所施加的电压。接下来，将参照图18来说明这2点。图18(a)表示根据本实施方式2的施加到电容器102上的电压Vck的波形。图18(b)表示施加到图6所示的电容器48上的电压Vck的波形。

在图6所示的电路中，为短路电路46的3个短路元件S1-S3内每个开关，利用从中点45流向交流电源中性点47的电流以及从交流电源中性点47流向中点45的电流，对电容器46进行充电。因此，若将三相整流器42的两输出端子间的直流电压设为Vdc，则在电容器46上，如图18(b)所示，施加了Vdc/2的交流电压。另一方面，在图15所示的电路中，电容器102的一端(图中右侧端)由于连接到三相整流器42的直流输出端子的负极端，因此，电容器102的两端子间都是0V，但是，右侧端没有变为比左侧端高的电位，如图18(a)所示，仅仅施加了正极性的电压。因此，在图6所示的电路中，需要薄膜电容器那样的对称性的容性元件，与此相对，在图15所示的电路中，能使用铝电解电容器那种非对称性的便宜的容性元件。

即，根据本发明实施方式2，能够实现电路成本的降低。即，没有必要在三相整流器42的输出端子间串联连接2个平滑电容器而构成，能够利用1个平滑电容器来实现。因此，能够利用比图6所示的电路小且低成本的结构来构成三相功率变换装置。这样，在该实施方式2中，也可以与实施方式1(图6)相同地得到由于电容器102而产生的抑制电磁噪音的效果、开关噪声抑制效果、直流电压升压效果。

与图6中的说明相同，既可以构成为根据负载变化而能够改变电容器102的容量，也可以使开关每半个电源周期执行一次操作。另外，也可以采用组合控制方式，以便在高负载区域，在电容器102充电完毕后打开短路电路46，在低负载区域附近，在电容器102的充电完毕之前打开短路电路46。按照这种方式，能够通过便宜的开关控制，而得到这样一种三相功率变换装置：在整个负载区域内是低噪音、低噪声的，且具有高的高谐波抑制能力。但是，在不特别需要由于电容器102所产生的抑制伴随着短路电路46的开闭而产生的电磁噪音的效果、抑制开关噪声的效果、抑制每个开关所产生的由于电流通路非对称而引起的偶次高谐波的效果的情况下，也可以省略电容器102而构成。

在图15中，电容器102连接到三相整流器42的负极输出端上，但是也可以连接到正极输出端上。另外，也可以不将电容器102连接到三相整流器42的输出端上，而将电容器102连接在串联连接于三相整粒器42的输出端子间的2个开关元件的连接点上，并使所述2个开关元件与电容器102的充放电周期相一致地交替执行开闭操作。如此，则由于还可以抑制所述通路的非对称，因此，尽管部件数目增加但能够得到相同的效果。不用说，在这种情况下也是：若不要求由电容器102所产生的抑制电磁噪音的效果、抑制开关噪声的效果的情况下，也可以将其省略而构成。

实施方式3

图19是表示作为本发明实施方式3的功率变换装置的结构的框图。在图19中，在连接于三相4线式的交流电源1上的电力应用系统2-2包含1台三相负载3、3台单相负载4-1、4-2、4-3的情况下，功率变换装置5-4与图4所示的功率变换装置5-1相同，与负载1对1地对应，它由1台三相功率变换装置6、3台单相功率变换装置7-1、7-2、7-3构成，将各负载输入电流的合计值，即系统的输入电流高谐波分量抑制到规定值，但是，对于3台单相功率变换装置7-1、7-2、7-3的供电方式与图4所示的功率变换装置5-1不同。

即，将交流电源1的中性线和交流电源1的L1相之间的单相电压提供给单相功率变换装置7-1。将交流电源1的中性线和交流电源1的L2相之间的单相电压提供给单相功率变换装置7-2。将交流电源1的中性线和交流电源1的L3相之间的单相电压提供给单相功率变换装置7-3。

如此，如果将用于向3台单相功率变换装置7-1、7-2、7-3供电的交流电源1的特定相设定为随每个单相功率变换装置而不同的相，则能够抑制在交流电源1的各相之间的系统输入电流的不平衡。在实施方式1中，能够将由于特定相(例如L3相)而产生的高谐波电流分散到其他相(L1相、L2相)。其结果是在像图3所示的IEC高谐波规定那样，相对于所有相来设置高谐波抑制水平的情况下，功率变换装置5-4能够构成为：通过较低的高谐波抑制能力的三相功率变换装置6和单相功率变换装置7-1、7-2、7-3来适应于上述规定，从而能够实现装置的小型化、低成本化。

下面，举个具体例子而说明。例如，例如，设IEC高谐波规定限度值为1.14A(参见图3)的5次高谐波电流，在单相功率变换装置7-1、7-2、7-3中总共流过了0.2A。这种情况下，如实施方式1所述，若单相功率变换装置7-1、7-2、7-3都连接到共同的L3相上，则由于L3相上的5次高谐波电流变为0.6A，因此，在获得适合于高谐波规定的功率变换装置中，三相功率变换装置6必须具有将流过它的5次高谐波电流抑制到小于或等于0.54A的高谐波抑制能力，其中，0.54A是从规定值1.14A中减去单相功率变换装置7-1、7-2、7-3中的5次分量0.6A所得到的值，这样，就需要使抑制高谐波用的电抗线圈过大和再次选择方式等。这种情况下，由于相对于L1相和L2相成为有0.6A裕量的状态，因此成为过高规格。

另一方面，如实施方式3所述，若将单相功率变换装置7-1、7-2、7-3连接到不同相上，则由于5次高谐波电流在所有相上共为0.2A，因此，为了得到适应于高谐波规定的功率变换装置，三相功率变换装置6只要具有将流入其中的5次高谐波电流抑制到小于或等于0.94A程度的高谐波抑制能力即可，其中，0.94A是从规定值1.14A中减去单相功率变换装置7-1、7-2、7-3中的5次分量0.2A所得到的值。上述做法能够避免仅有某一相(L1相、L2相)变为过高规格的状态。因此，成为比实施方式1便宜的结构，能够实现装置的小型化、低成本化。

在图19中，为了容易理解而说明了由全都不同的相向3台单相功率变换装置7-1、7-2、7-3供电的情况，但是，没有必要全都连接到不同的相，例如，也可以构成为仅仅连接到单相功率变换装置7-1的L1相、连接到其他单相功率变换装置7-2、7-3的L3相。在单相负载为4台以上的情况下，单相功率变换装置的数目也会伴随着它而超过4台，因此，在这种情况下，也可以进行这种连接，以使连接于某一相上的个数不同。简而言之，为了仅仅不使用交流电源1的特定相，能够尽可能地使各相的电流高谐波分量平衡，也可以适当地使用3相。

实施方式4

图20和图21是表示作为本发明实施方式4的功率变换装置中单相功率变换装置的具体构成例的电路图。在上述实施方式3中，表示了各单相功率变换装置连接到不同相来抑制各相电流的不平衡的构成例，而在实施方式4中，表示了单相功率变换装置从交流电源1的各相接收平衡良好的供电的构成例。

在图20中，将该直流电压提供给需要直流电压的类型的单相负载70的单相功率变换装置105由以下部件构成：由其阳极连接到交流电源1的各相上，阴极被共同连接二极管D1-D3构成的三相半波整流电路106；其一端连接到D1-D3的阴极之间的共同连接端的电抗线圈107；以及，连接于电抗线圈107的另一端与交流电源1的中性线之间的平滑电容器108。通过对交流电源1的各相电压的正极性进行整流，从而得到直流电压。

在图21中，将该直流电压提供给需要直流电压的类型的单相负载70的单相功率变换装置110由以下部件构成：由其阴极连接到交流电源1的各相上，阳极被共同连接二极管D4-D6构成的三相半波整流电路111；其一端连接到交流电源1的中性线上的电抗线圈112；以及，连接于二极管D4-D6的阳极之间的共同连接端与电抗线圈112的另一端之间的平滑电容器113。通过对交流电源1的各相电压的负极性进行整流，从而得到直流电压。

由于通过上述这种结构，从交流电源1的所有相的相电压向单相功率变换装置105执行良好平衡的供电，因此，能够抑制各相间的输入电流不平衡，与实施方式3相同，能够实现装置的小型化、低成本化，但是，关于抑制各相间的输入电流不平衡，它比实施方式3更具效果。

即，在实施方式3中，有时会出现不能按照构成系统的单相负载的个数和运行状态、还有与交流电源1的连接状态，来平衡良好地分配交流电源的各相输入电流的情况。对此，在本实施方式4中，由于各单相负载分别由交流电源1的所有相来供电，因此，与单相负载的个数和运行状态等无关，能够比实施方式3更平衡地分配交流电源1的各相输入电流。

但是，由于在图20所示的结构中利用交流电源1的负极性而不能供电，在图21所示的机构中利用交流电源的正极性不能供电，因此，分别在正负两极性之间产生电流的不平衡，有时多少会发生偶次高谐波的情况。

接下来，图22是表示应用了图20和图21所示的单相功率变换装置的功率变换装置的构成例的电路图。在图22中，在连接于三相4线式交流电源1上的电力应用系统2-4具有1台三相负载3以及2台单相负载4-1、4-2的情况下，功率变换装置5-5相对于三相负载3设置三相变换装置6，相对于2台单相负载4-1、4-2设置图20和图21所示的单相功率变换装置105、110，从而将各负载输入电流的合计即系统的输入电流的高谐波分量抑制到规定值。

如此，若一起使用对交流电源1的各相电压的正极性进行直流变换的单相功率变换装置105，以及对各相电压的负极性进行直流变换的单相功率变换装置110，从而平衡良好地配置单相负载，则能够抑制交流电源1的正负两极性间的电流不平衡，能够比仅仅使用单相功率变换装置105和单相功率变换装置110中的一个更等抑制偶次高谐波。

在图22中，为了使电抗线圈107、112的功能位于同一元件内，也可以将1个电抗线圈配置在图中的连接点A和交流电源1的中性线上。通过使用上述方式，能够省略电抗线圈107、112，从而实现低成本化。

实施方式5

图23是表示作为本发明实施方式5的功率变换装置的结构的电路图。在图23中，在连接于三相4线式交流电源1上的电力应用系统2-5具有1台三相负载3以及利用相位控制来驱动的1台单相负载4的情况下，功率变换装置5-6相对于三相负载3设置三相变换装置6，相对于单相负载4设置单相功率变换装置115，从而将各负载输入电流的合计即系统的输入电流的高谐波分量抑制到规定值。

单相功率变换装置115具有：短路元件TR1-TR3，其一端连接在交流电源1的各相上，另一端被连接以形成交流电源1的中性点；以及，相位控制单元116，用于控制短路元件TR1-TR3。短路元件TR1-TR3是双向传导的短路元件，例如可以是组合了三端双向晶闸管开关元件、二极管以及单向导电性短路元件等的部件。相位控制电路116对短路元件TR1-TR3的点弧角进行控制，以便对于单相度在4的导通相位适用于电力应用系统2-5的运行状态。此时，对短路元件TR1-TR3的各点弧角进行控制，以便利用交流电源1的所有相电压平衡良好地向单相负载4供电。

这里，就本实施方式5的意义进行说明。在单相负载4为交流马达的情况下，在实施方式4中已经说明过以下结构：单相负载4具有将直流转换为交流的倒相器，单相功率变换装置将交流电源1一次转换为直流。换言之，若单相功率变换装置如实施方式4所示是将交流电源1一次转换为直流的结构，则由于在单相负载4中需要倒相器而使成本升高。

因此，从避免单相负载4的成本上升的观点来看，单相负载4为不具有倒相器而仅仅具有交流马达的结构，作为这种结构，我们考虑使用单相功率变换装置将交流电源1的某个相电压(例如L1相)原封不动传送给交流马达的无变换方式。但是，在这种情况下，交流马达尽管能够驱动，但是仅仅以一定的速度驱动。对此，在本实施方式5中，由于导入了用于控制向交流马达供电的导电相位的相位控制方式，因此，在单相负载4中不需要多余结构就能够简单地改变交流马达的速度。

之后，在采用相位控制方式的情况下，若仅仅以交流电源的特定相位(例如L1相)为对象，则由于流向交流马达的输入电流相对于所提供的L1相的电压波形而言产生了失真，使其包含有高谐波分量，因此，仅仅是L1相包含交流马达那么多量的高谐波。为了防止这种情况，在实施方式5中，构成为从交流电源1的各相接受供电，平衡良好地执行相位控制。因此，单相负载在交流马达的情况下也是便宜的结构，能够由于各相电流的平衡缓和而得到对过高规格的抑制、装置的小型化、低成本化的效果。

如此，在本实施方式5中表示了无变换方式的单相功率变换在装置的结构例，但是，按照本实施方式5的单相功率变换装置115由于采用了相位控制方式，因此，得到了以下良好的效果。即，在单相功率变换装置115的相位控制中，由于将产生了以下阶次的点弧角区域设定为不使用区域，其中，所述阶次使三相功率变换装置6中的高谐波电流值相对于规定值增大，因此，能够更便宜地构成三相功率变换装置6。

例如，若将作为高谐波抑制目标值的规定值设定为IEC高谐波抑制值，则在三相功率变换装置6中难以抑制5次高谐波，但是，设5次高谐波电流相对于IEC高谐波规定值(5次＝1.14A，参见图3)产生了1.0A，另外，设在单相功率变换装置115的相位控制中，在点弧较120度±10度的区域内，5次高谐波产生了0.1A以上的情况下，如前所述，通过将点弧角110度-130度设置为不使用区域，从而不提升三相功率变换装置6的高谐波抑制能力，就能便宜地得到符合高谐波规定的功率变换装置。

在图23中，已经说明了从交流电源1的各相接受供电，并平衡良好地进行相位控制，但是，按照与其他单相功率变换装置的平衡，也可以构成为：从三相交流电源的某2相、或者是特定的1相接受供电来执行相位控制。即，通过根据构成系统的三相负载和三相负载的状况，来随机应变地选择该结构，从而得到小型且低成本的功率变换装置。

实施方式6

图24是表示作为本发明实施方式6的功率变换装置的结构的电路图。在图24中，在连接到三相4线式交流电源1上的电力应用系统2-5具有1台三相负载3、以及利用相位控制来驱动的1台单相负载4的情况下，功率变换装置5-7相对于三相负载3设置了三相变换装置6，相对于单相负载4设置了单相功率变换装置120，从而能够将各负载输入电流的合计，即系统的输入电流的高谐波分量抑制到规定值。

单相负载4是具有主绕组117和辅助绕组118的交流马达。为了仅仅控制单相负载4的主绕组117的导电相位，单相功率变换装置120设置了一个短路元件TR4，该短路元件TR4与主绕组117串联且与辅助绕组118并联。在交流电源1和单相负载4之间设置了一个单相负载运转开关121，用于对是否向单相负载4供电进行切换。还设置了一个导电控制单元122，用于控制短路元件TR4和单相负载运转开关121。

即，在本实施方式6中，表示了与实施方式5相同的，向无变换方式中导入相位控制后的单相功率变换装置的构成例，但是，作为该相位控制方式，它与实施方式5不同，它从交流电源的1相接受供电，之后执行相位控制。

短路元件TR4利用导电控制单元122来控制点弧角，从而对作为交流马达的单相负载4进行相位控制驱动。此时，由于仅仅控制交流马达的主绕组117的导电相位，因此，即便在已经打开短路元件TR4时，相电流也能够经由辅助绕组118流动，缓和了伴随着短路元件TR4的开闭而产生的相电流波形失真，从而能够抑制在单相负载4中产生的高谐波电流。之后，由于即便打开短路元件TR4，对于交流马达的供电也会继续，因此，在阻断对于交流马达的电力，以使其完全停止的情况下，利用导电控制单元122来进行控制，以便打开单相负载运转开关71。

单相功率变换装置120也可以构成为：将电力从L1相提供给单相负载4的主绕组117，将电力从L2相提供给辅助绕组118，从而利用三相交流电源1的某2相来抑制输入电流的不平衡。

实施方式7

图25是表示作为本发明实施方式7的功率变换装置的结构的电路图。如图25所示，在本实施方式7中表示了以下例子：在连接到三相4线式交流电源1上的电力应用系统2-4具有1台三相负载124、以及2台单相负载125、126的情况下，利用实施方式1(图6)所示的三相功率变换装置40构成功率变换装置5-8，从而执行从三相功率变换装置40分别向1台三相负载124以及2台单相负载125、126供电的情况的结构例(之1)。

即，如实施方式1(图6)所示的三相功率变换装置40，如前所述，三相功率变换装置40，通过使控制单元50执行控制，以便以来自电源电压检测电路49的相电压过零信号为操作基准，使短路电路46每半个电源周期操作一次，以强行使短路电流流过一般的三相全波整流电路中不传导相电流的区域，从而能够扩大相电流流通角、抑制输入电流该谐波分量、改善电源功率因数。

根据实施方式7的功率变换装置5-8，在该三相功率变换装置40中，三相负载124连接到由串联连接的2个平滑电容器43、44构成的串联电路的两端。之后，一方的单相负载125连接到一方的的平滑电容器43的两端，另一方的单相负载126连接到另一方的平滑电容器44的两端。这里，三相负载124，在图6所示的三相负载20中设置了一个负载控制单元25，用以替代倒相器控制单元23。该负载控制单元25除了具有控制倒相器22的功能外，还具有控制2台单相负载125、126的功能。三相功率变换装置40的控制单元50从负载控制单元25获取负载信息。

在根据实施方式7的功率变换装置5-8中，通过使用具有每半个电源周期执行一次短路操作的、便宜且简单构成的三相简易开关方式的三相功率变换装置40，从而不仅能够抑制三相负载124的还能抑制单相负载125、126的高谐波电流，从而能够将系统的输入电流的高谐波分量抑制到规定值。之后，由于在三相功率变换装置40之外没有必要设置在其他实施方式中所示的单相功率变换装置，因此，能够得到实现了更小型化、低成本化的功率变换装置。

由于单相负载125、126分别接受由串联连接配置在三相整流器42的直流输出端之间的2个平滑电容器43、44中的一个两端电压，即三相整流器42的输出直流电压的1/2电压所提供的电力供给，因此，能够用低耐压元件构成单相负载125、126。

实施方式8

图26是表示作为本发明实施方式8的功率变换装置的结构的电路图。如图26所示，在本实施方式8中表示了以下例子：在连接到三相4线式交流电源1上的电力应用系统2-5具有1台三相负载127和1台单相负载128的情况下，利用例如是实施方式1(图6)所示的三相功率变换装置40构成功率变换装置5-9，从而执行从三相功率变换装置40分别向1台三相负载127以及1台单相负载128供电的情况的结构例(之2)。

即，如实施方式1(图6)所示的三相功率变换装置40，如前所述，三相功率变换装置40，通过使控制单元50执行控制，以便以来自电源电压检测电路49的相电压过零信号为操作基准，使短路电路46每半个电源周期操作一次，以强行使短路电流流过一般的三相全波整流电路中不传导相电流的区域，从而能够扩大相电流流通角、抑制输入电流该谐波分量、改善电源功率因数。

根据实施方式8的功率变换装置5-9，在该三相功率变换装置40中，三相负载127连接到由串联连接的2个平滑电容器43、44构成的串联电路的两端。之后，单相负载128连接到插入在交流电源中性点47和直流侧中点45之间的平滑电容器48的两端。这里，三相负载127，在图6所示的三相负载20中设置了一个负载控制单元26，用以替代倒相器控制单元23。该负载控制单元26除了具有控制倒相器22的功能外，还具有控制单相负载128的功能。三相功率变换装置40的控制单元50从负载控制单元26获取负载信息。

在根据实施方式8的功率变换装置5-9中，通过使用具有每半个电源周期执行一次短路操作的、便宜且简单构成的三相简易开关方式的三相功率变换装置40，从而不仅能够抑制三相负载127的还能抑制单相负载128的高谐波电流，从而能够将系统的输入电流的高谐波分量抑制到规定值。之后，由于在三相功率变换装置40之外没有必要设置在其他实施方式中所示的单相功率变换装置，因此，能够得到实现了更小型化、低成本化的功率变换装置。不用说，同样也能够应用在实施方式2(图15)中所示的三相功率变换装置100。

这里，在构成短路电路46的短路元件S1-S3分别在每个电源半周期执行一次开闭的情况下，伴随着短路元件S1-S3的各个短路操作，在插入到交流电源中性点47和直流侧中点45之间的电容器48上，如图7(h)中虚线所示，流过了是电源频率3倍频率的交流电流。即，在本实施方式8中，利用该交流电流来执行对于单相负载128的供电。之后，正如以下将要说明的那样，出现在电容器48两端上的交流电压的电平由于与实施方式7中说明过的平滑电容器43、44的每一个的两端电压基本相同，因此，能够利用低耐压元件来构成单相负载128。

即，出现在电容器48两端上的交流电压的电平如下。若设平滑电容器44的阴极为基准电位0“V”，与此相对，设平滑电容器43的阳极为Vdc“V”，则电容器48的直流中点45侧的电位变为Vdc/2。另一方面，电容器48的交流电源中性点47侧的电位是由伴随着短路电路46的闭合操作而执行充放电的电荷量所决定的，作为最大值，成为经由短路电路46和三相整流器42而与平滑电容器43的阳极同电位的状态，即成为Vdc“V”。作为最小值，成为经由短路电路46和三相整流器42而与平滑电容器44的阴极同电位的状态，即成为0“V”。因此，电容器48两端的电位差为-Vdc/2～Vdc/2。但是，为了简化说明，我们忽略了微少产生的三相整流器42和短路电路46中的电压下降。如此，在本实施方式8中，由于对于单相负载128，最大也仅仅是施加作为平滑电容器43、44的各个的两端电压的|Vdc/2|的电压，因此，能够用低耐压的元件构成单相负载128。

之后，在所述实施方式7中，由于是将直流电压125、126提供给单相负载的形式，因此，在单相负载125、126为交流马达的情况下，在单相负载125、126中还需要一个变换为交流的倒相器。对此，在单相负载128为交流马达的情况下，能够构成能避免单相负载128的成本上升的功率变换装置。反之，根据本实施方式8，在单相负载128由直流电压驱动的情况下，在单相负载128中，由于需要变换为直流的变换电路，因此，与实施方式7相比成本上升。

简而言之，根据单相负载的形式是直流类型还是交流类型，也可以分别使用实施方式7和本实施方式8。于是，若要并用实施方式7的形式和本实施方式8的形式，则能够得到能收容1台交流负载、2台直流型的单相负载以及1台直流型的单相负载的功率变换装置。

实施方式9

图27是表示作为本发明实施方式9的功率变换装置的结构的电路图。如图27所示，在本实施方式9中作为在连接到三相4线式交流电源1上的、具有1台三相负载130和3台单相负载131、132、133的电力应用系统2-3的具体例子，对具有作为三相负载130的压缩机、作为单相负载131、132、133的控制电源、室外送风机、室内送风机的空调机进行说明。即，在图27中，显示了针对空调机的基本结构的应用例。

应用于该空调机2-3的功率变换装置5-10构成为：针对作为三相负载130的压缩机，准备了例如是实施方式1(图6)所示的三相简易开关方式的三相功率变换装置40；作为单相负载131、132的控制电源针对室外送风机，例如是以共用形式准备了没有实施方式1(图10)所示的短路元件的无源方式的单相功率变换装置65；针对作为单相负载133的室内送风机，准备追加到了例如是实施方式6(图24)所示的无变换方式上的相位控制功能的单相功率变换装置120。

向压缩机130提供三相功率变换装置40对三相交流电源1的三相电压进行变换后的直流电压，即，串联连接的平滑电容器43、44的串联电路的两端电压。将对交流电源1的例如是L3相和中性线间的相电压进行直流变换的单相功率变换装置65的平滑电容器68的两端电压同时提供给控制电源131和室外送风机132。向室内送风机133提供了来自单相功率变换装置120的受到相位控制的交流电压，其中，单相功率变换装置120对交流电源1的例如是L3相和中性线间的相电压进行相位控制，并将其输出。由此，功率变换装置5-10能够将空调机2-3的输入电流的高谐波分量抑制到规定值。

在图27中，设室外送风机132具有一个倒相器，它还准备有单相功率变换装置65，但是，也能够应用先前说明过的单相功率变换装置75、80、86等。在不具有倒相器的情况下，也可以准备无变换方式的单相功率变换装置(单相功率变换装置(115，120)。对室内送风机133而言也是一样的。毋庸置疑，对于三相功率变换装置而言，三相功率变换装置55，100也能够同样应用。

在室外送风机132和室内送风机133具有多个风扇马达的情况下，也可以分离各个风扇马达，将其看作不同的单相负载，之后，选择适当的单相功率变换装置和连接关系等来构成功率变换装置。即便在具有多个室内机的多类型的空调机中，也能够利用同样的方式来构成功率变换装置。

在将本发明的功率变换装置应用于由多个电气负载构成的空调机的情况下，若将作为高谐波抑制目标值的规定值设定为IEC高谐波规定等级A的限度值，则能够得到适合于IEC高谐波规定的便宜的功率变换装置，能够对被当作节能类型的倒相器机种的普及作出贡献。

实施方式10

图28是表示作为本发明实施方式10的功率变换装置中单相功率变换装置的构成例(之7)的电路图。为了容易理解，以将本实施方式10限定为单相功率变换装置的形式来进行说明，但是，其内容也同样适用于三相功率变换装置。即，本实施方式10也是三相功率变换装置的具体构成例(之3)。

在实施方式1-9所记载的功率变换装置中，三相功率变换装置和单相功率变换装置为了扩大输入电流的流通角而具有电抗线圈，但是，通过构成为能够改变该电抗线圈的电感，从而能够得到提高了在系统输入电流少的区域内的电路效率、电源功率因数的功率变换装置。

即，若设构成电抗线圈的磁芯的透磁率为μ，磁芯的截面积为S，绕组的单位长度的绕线数为n，绕组宽度为d，则利用L＝μn2dS来提供在三相功率变换装置和单相功率变换装置中使用的电抗线圈的电感L。这里，μ是由磁芯材质决定的常数，通常，通过增大绕线数n、绕组宽度d、磁芯截面积S中的任何一个，就可形成大电感值的电抗线圈。但是，若这些值变大，则电抗线圈的长度变长，绕组电阻R变大，若设I为流过电抗线圈的电流，则由RI2所提供的电抗线圈的欧姆损耗(日文：銅损)，即在电抗线圈上的损耗增大。即，电感L越大，则能够扩大输入电流的流通角，高谐波抑制能够提高，但是，电路损耗也变大。

这里，对电抗线圈的电感值L进行选择，以便得到所期望的高谐波抑制能力。在实施方式1-9的说明中，在所有负载区域上，在将高谐波电流值抑制到某个规定值，诸如像IEC高谐波规定等级A的限度值(参见图3)的情况下，通常设计一个电感值L，以便在输入电流大，产生了大的高谐波电流的最大负载状态下，满足规定。即便在输入电流变小，还没有产生高谐波电流的低负载区域内，同样也可以使用该电感值L。为此，在低负载区域中，所产生的高谐波电流值成为相对于规定值有富裕量的状态，从而造成了该富裕量这么多数量的无用的损耗。

但是，考虑系统运转状态的情况下，在空调机和电冰箱等中，特别是，由于最大负载状态下的运转在实际使用时很少，而一般都是在低负载状态下的运转，因此，可以说削减所述低负载下的无用损耗就是提高对于节能的贡献。因此，在本实施方式10中，由于能够抑制所述低负载下的无用损耗，为系统的节能作出贡献，因此，例如如图28所示构成了单相功率变换装置135。在图28中表示了在图13所示的单相功率变换装置86中，利用能改变电感值的电抗线圈136来替换电抗线圈87，设置控制单元137来代替开关控制单元90的构成例。

在图28中，电抗线圈136例如串联连接多个电抗线圈而构成，能够利用与连接到接点K上的端子(表示了端子A、B、C)之间的值，来将电感值改变为La、Lb、Lc(La＜Lb＜Lc)。控制单元137与开关控制单元90相同，在基于图中未示的单相负载信息来控制短路元件88的开闭的同时，还控制接点K的连接点。

例如，作为单相负载信息的输入电电流IL是小与设置值Ia的低负载运转状态的情况下，控制单元137将接点K连接到端子A上，从而得到电抗线圈136小的电感值La。输入电流IL大于设置值Ia而小于某个设置值Ib，从而成为大于设置值Ia的中负载运转状态的情况下，控制单元137将接点K连接到端子B上，电抗线圈136获得到中间的电感值Lb。另外，在输入电流IL为大于设置值Ib的高负载运转状态的情况下，控制单元137将接点K连接到端子C上，电抗线圈136得到了大的电感值Lc。

图29是一张特性比较图，用于说明应用了图28所示的单相功率变换装置的情况下的效果。在图29中，横轴为输入电流IL(A)，纵轴为(1)电路功率“％”；(2)高谐波电流产生量“A”，对此分别表示了利用本实施方式10所得到的特性(a)和(c)，以及利用已有例子所得到的特性(b)(d)。在横轴中，上述设置值Ia之前的区域表示为低负载区域，从上述设置值Ia到设置值Ib的区域表示为中负载区域，设置值Ib以上的区域表示为高负载区域。

电感值La、Lb、Lc能够设定为这样一种电感值：在各个负载区域中，产生的高谐波电流在某个水平或某个水平之下，且不过分对其进行抑制。其结果是，如图29所示，(1)在电路效率[％]上，已有例子的特性(b)以具有从低负载区域到高负载区域的一个下降的斜率呈直线下降，但是，利用本实施方式10得到的特性(a)成为在各负载区域中，以具有阶梯状下降的斜率呈直线下降的特性。此时能够确保在低负载区域和中负载区域中，与已有例子相比得到了提高，在高负载区域内与已有例子同等功能。

(2)在高谐波电流产生量[A]上，已有例子的特性(d)以具有从低负载区域向高负载区域上升的斜率呈直线地向着所期望的高谐波抑制能力不断增大，而利用本实施方式10所得到的特性(c)成为在各负载区域中，以具有阶梯状上升的斜率呈直线增大的特性。因此，表示在所有负载区域内，能够为止所期望的高谐波抑制能力。

已经说明了电抗线圈136切换3种电感值，但是不用说切换数也可以是任意的。可以构成为：使用具有磁耦合的主绕组和辅助绕组2个绕组的电抗线圈，通过控制施加到辅助绕组的电压或者是流过负值绕组的电流，从而能够改变主绕组的电感值。也可以是：根据负载的运转状态，在低负载侧减小电感值，与变为高负载相联动地增大电感值。

以上，表示了可改变图13所示的单相功率变换装置的电抗线圈的构成例，但是，利用同样的考虑而能够改变利用电抗线圈来扩大输入电流的流通角、抑制高谐波分量的三相功率变换装置中的该电抗线圈。如果将功率变换装置构成为包含具有这种可变结构的电抗线圈的三相功率变换装置和单相功率变换装置等，则在高谐波限度值被提供为绝对值的系统中，作为系统整体，能够进一步有效地达到将输入电流高谐波分量抑制到规定值的目的。

正如以上说明所述，根据本发明的三相功率变换装置，在执行交流·直流变换时，利用简易开关方式，能够抑制输入电流的高谐波分量，能够改善电源功率因数。根据本发明的功率变换装置能够利用便宜的结构将连接到三相4线式交流电源上的电力应用系统的输入高谐波分量抑制到规定值。

本发明适用于在连接到三相4线式交流电源上的电力应用系统中，利用便宜的结构来抑制系统的输入高谐波分量，能改善电源功率因数的功率变换装置。

Claims (15)

1.一种三相功率变换装置，其特征在于，包括：

全波整流电路，通过在三相整流器的直流输出端子间串联连接至少2个平滑电容器而构成，所述三相整流器对经由连接到三相交流电源的各相线上的电抗线圈而输入的交流电压进行整流；

3个短路单元，其一端分别连接到所述电抗线圈与所述三相整流器的各相输入端的连接端，另一端被共同连接而形成交流电源中性点，同时，该另一端经由电容器或者是直接连接到所述至少2个平滑电容器之间的连接点上；以及，

控制单元，进行使所述3个短路单元依据负载和电源电压的变动而执行开关操作的控制。

2.一种三相功率变换装置，其特征在于，包括：

全波整流电路，通过在三相整流器的直流输出端子间连接平滑电容器而构成，所述三相整流器对经由连接到三相交流电源的各相线上的电抗线圈而输入的交流电压进行整流；

3个短路单元，其一端分别连接到所述电抗线圈与所述三相整流器的各相输入端的连接端，另一端共同经由电容器或者是直接连接到所述三相整流器的一方输出端上；以及

控制单元，进行使所述3个短路单元依据负载和电源电压的变动而执行开关操作的控制。

3.如权利要求1所述的三相功率变换装置，其特征在于，

所述控制单元控制该开关操作，以使所述三个短路单元依据负载和电源电压等的变动，每半个电源周期仅执行1次或多次短路操作。

4.如权利要求2所述的三相功率变换装置，其特征在于，

所述控制单元控制该开关操作，以使所述三个短路单元依据负载和电源电压等的变动，每半个电源周期仅执行1次或多次短路操作。

5.如权利要求1所述的三相功率变换装置，其特征在于，

所述控制单元控制所述三个短路单元依据负载状态来切换开关以下两种状态的操作：在执行一次闭合操作后，在所述电容器的充电完毕之前不执行打开操作的状态，以及，在执行一次闭合操作后在所述电容器的充电完毕前执行打开操作的状态。

6.如权利要求2所述的三相功率变换装置，其特征在于，

所述控制单元控制所述三个短路单元依据负载状态来切换开关以下两种状态的操作：在执行一次闭合操作后，在所述电容器的充电完毕之前不执行打开操作的状态，以及在执行一次闭合操作后在所述电容器的充电完毕前执行打开操作的状态。

7.一种功率变换装置，应用于与三相4线式交流电源相连接、且至少1个三相负载和至少1个单相负载混合存在的电力应用系统中，其特征在于，包括：

按照与所述三相负载的数目相同或是其以下的数目来配置的三相功率变换单元，被输入以所述三相4线式交流电源的各线间电压，并将功率提供给所述三相负载；

按照与所述单相负载的数目相同或是其以下的数目来配置的单相功率变换单元，被输入以所述三相4线式交流电源的中性线与一个相之间的相电压，并将功率提供给所述单相负载，

其中，针对所述至少1个三相负载而设置的所述三相功率变换单元，以及针对所述至少1个单相负载而设置的所述单相功率变换单元被分别选定高谐波抑制量，以整体地将流入该电力应用系统的输入电流的高谐波分量抑制为规定值。

8.如权利要求7所述的功率变换装置，其特征在于，在包含作为所述三相负载的三相电动机、以及除作为单相负载的三相电动机以外的室外机或室内机中的任何一方或双方的空调系统中使用。

9.如权利要求7所述的功率变换装置，其特征在于，所述三相功率变换单元为权利要求1中所记载的三相功率变换装置。

10.如权利要求7所述的功率变换装置，其特征在于，所述三相功率变换单元是权利要求2中所记载的三相功率变换装置。

11.如权利要求7所述的功率变换装置，其特征在于，

在存在多个所述单相功率变换单元的情况下，不是分别连接到相同的相线上，而是连接到所选择的相线和中性线上，以在3个相线中抑制交流电源的相间不平衡。

12.如权利要求7所述的功率变换装置，其特征在于，

在所述单相功率变换单元具有对所述单相负载控制导电相位的相位控制单元的情况下，所述相位控制单元执行相位控制，以在产生了利用所述三相功率变换单元难以抑制的阶次的高谐波电流的点弧角带域内不执行导电。

13.如权利要求7所述的一种功率变换装置，其特征在于，

它构成为：在所述三相功率变换单元、所述单相功率变换单元具有电抗线圈的情况下，所述电抗线圈中的任一个或多个构成为取多个电感值，根据功率变换单元所连接的各个负载的运行状态，与负载电流变小相关联地减小电感值，与负载电流变大相关联地增大电感值。

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