JPWO2005006531A1 - 三相電力変換装置および電力変換装置 - Google Patents

Abstract

三相４線式の交流電源に接続される電力利用システムにおいて、安価な構成で、システムの入力高調波成分を所定値まで抑制することができる電力変換装置を得ること。電力利用システム２に配置される電力変換装置５は、三相４線式交流電源１の各線間電圧を受けて三相負荷３に電力を供給する三相電力変換装置６と、三相４線式交流電源１の中性線と１つの相との間の相電圧を受けて単相負荷４に電力を供給する単相電力変換装置７とで構成される。三相電力変換装置６と単相電力変換装置７とは、交流・直流変換機能と交流・交流変換機能のいずれか一方と交流・直流変換機能を持つ場合は所定の高調波抑制機能とを備え、対応する負荷と同数またはそれ以下の数で配置され、全体として、当該電力利用システム２への入力電流の高調波成分を所定値まで抑制するように選定されている。

Description

この発明は、三相電力変換装置および三相４線式の交流電源に接続され１以上の三相負荷と１以上の単相負荷とが混在する電力利用システムにて使用される電力変換装置に関するものである。

多相交流電源に接続される電力利用システムにて使用される電力変換装置では、高調波電流の抑制と電源力率の改善は、重要な課題であり、従来から種々の提案がなされている（例えば、特許文献１〜４）。

すなわち、特許文献１では、リアクトルと、前記リアクトルを介して印加された交流電圧を整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の間で互いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記整流手段の入力端子に接続されたスイッチング手段と、前記スイッチング手段と前記一対のコンデンサ同士の接続点との間に接続された共振コンデンサと、前記スイッチング手段を前記交流電圧の半周期に１回ずつスイッチングさせる制御手段とを備えた整流回路が開示されている。

また、特許文献２では、三相交流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑用コンデンサを接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧変動に応じてスイッチングを行わせるべく制御する制御手段を設けたコンバータが開示されている。

要するに、特許文献１，２では、多相交流電源の各相に接続されたスイッチ素子をそれぞれ電源半周期に１回ずつスイッチングさせ、スイッチングノイズを極力低減しながら各相の入力電流通流角を拡大して、システムにて発生する高調波電流を抑制し、また、電源力率を改善する技術が開示されている。

また、特許文献３では、容量性負荷及び電源入力側にインダクタンスを有する三相整流器回路であって、電源入力側に並列に、星形結線又は三角結線されたコンデンサが設けられており、キャパシタンス値は、力率及び／又は所望の中間回路電圧に従って設定される三相整流器回路において、前記コンデンサを個々に切換接続することができ、前記コンデンサの切換接続は、整流器の出力電圧に依存して電圧調整装置によって行われるようにし、電源力率の改善および入力電流高調波成分の抑制を実現する三相整流器回路が開示されている。

また、特許文献４では、３相４線式交流電源の中性線と各相間に、高調波抑制機能を有した単相コンバータ３組を接続した回路構成に於いて、前記中性線と各相間の単相入力電源に昇圧チョッパ回路と、この出力を入力とした絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとを各々接続し、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの各出力を並列接続し、かつ同一の制御信号により前記ＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチが駆動するようにし、中性線を含む三相４線式交流電源の電源力率の改善および入力電流高調波成分の抑制を実現する３相力率改善型コンバータが開示されている。

特許第３４８８６８４号公報 特開平１０−１７４４４２号公報 特開平９−１２１５４５号公報 特開平１０−２７１８２３号公報

しかしながら、特許文献１〜４に開示された電力変換装置では、いずれも、各相の入力電流通流区間を拡大し、接続される多相交流電源の各相入力電流の高調波成分を一括して抑制するようにしているので、例えば、欧州商用電源のような三相４線式交流電源に接続される電力利用システムのように、システムが接続される電源方式によっては充分に入力電流高調波成分を抑制できない場合が起こる。この場合には、新たに対策を講ずる必要が生じ、その結果、必要以上に装置が大型化し、また低コスト化が困難になるという問題がある。

すなわち、欧州商用電源のような三相４線式交流電源に接続される電力利用システムにおいては、しばしば、中性線以外の各相に接続される三相負荷と、中性線と特定相との間に接続される単相負荷とに分離し、三相４線式交流電源の線間電圧あるいは相電圧によって各負荷に電力供給するようにシステムを構成する。このように構成することで、単相負荷としては線間電圧よりもレベルの低い相電圧しか印加されないので、耐圧の低い素子が使用可能となり、システムの小型化、低コスト化が実現できる。

具体例を挙げると、例えば、三相電源に接続される電力利用システムである空気調和機では、消費電力量の多い圧縮機負荷は交流電源の三相３線から電力を供給し、室内送風機、室外送風機や各部制御電源等は交流電源の単相電圧によって電力を供給する構成とすることで、送風機や制御電源等の小型化、低コスト化を実現することが多い。

しかし、特許文献１〜３に開示された電力変換装置では、交流電源の中性線を流れる電流の高調波成分を抑制することができないので、システムにて発生する高調波を所定値まで抑制するような場合には、前記のような低コストな方策を採ることができないという問題がある。

これに対し、特許文献４に開示された電力変換装置では、交流電源の中性線高調波電流を抑制することはできるが、三相電源に対して単相コンバータ３組を必要とするので、電力変換装置を構成する部品点数が多くなる。加えて、それぞれの単相コンバータは高周波スイッチング制御を行うので、発生ノイズが多くなりノイズ対策が必要になる。つまり、非常に高価な電力変換装置になるという問題が生じる。

一方、上記のような小型かつ低コストの構成を諦めて、単相負荷に特許文献１〜４に開示された電力変換装置を介して電力供給するように構成した場合を考える。この場合は、単相負荷での高調波抑制が特に必要ないような場合であっても、電力変換装置は、単相負荷の電流容量の分だけ素子定格のランクを高めなければならないので、それに伴って装置の大型化、高価格化が生じてしまう。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、高調波抑制機能を持つことができる三相電力変換装置および単相電力変換装置、それらを用いて構成され、三相４線式の交流電源に接続される電力利用システムにおいて、安価な構成で、システムの入力高調波成分を所定値まで抑制することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルを介して入力される交流電圧を整流する三相整流器の直流出力端子間に少なくとも２つの平滑コンデンサを直列接続してなる全波整流回路と、前記リアクトルと前記三相整流器の各相入力端との接続端に一端がそれぞれ接続され、他端が共通に接続され交流電源中性点を形成するともに、その他端がコンデンサを介して、または、直接前記少なくとも２つの平滑コンデンサ同士の接続点に接続される３つの短絡手段と、前記３つの短絡手段を負荷や電源電圧の変動に応じてスイッチング動作を行わせるべく制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。

この発明によれば、短絡手段のスイッチング動作を負荷や電源電圧の変動に応じて制御するという簡易スイッチング方式によって、入力電流の高調波成分を抑制することができ、また電源力率を改善することができる。

この発明によれば、三相４線式の交流電源に接続される電力利用システムにおいて、安価な構成で、システムの入力高調波成分を所定値まで抑制することができ、また電源力率を改善することができる電力変換装置が得られるという効果を奏する。

［図１］図１はこの発明の実施の形態１である電力変換装置の基本構成を示すブロック図である。
［図２］図２は図１に示す電力変換装置の構成手順を説明するフローチャートである。
［図３］図３は図２に示す手順においてシステムの入力電流高調波成分の抑制目標値の例として採用する現行のＩＥＣ高調波規制クラスＡの限度値を示す図である。
［図４］図４は図１に示す電力変換装置と複数の負荷との接続関係例（その１）を示すブロック図である。
［図５］図５は図１に示す電力変換装置と複数の負荷との接続関係例（その２）を示すブロック図である。
［図６］図６は図１に示す三相電力変換装置の具体的な構成例（その１）を示す回路図である。
［図７］図７は図６に示す三相電力変換装置の各部の動作波形を示す図である。
［図８］図８は図６に示す三相電力変換装置において交流電源中性点と直流電圧の中点とを接続するコンデンサの存在意義を説明する特性比較図である。
［図９］図９は図１に示す三相電力変換装置の具体的な構成例（その２）を示す回路図である。
［図１０］図１０は図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その１）を示す回路図である。
［図１１］図１１は図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その２）を示す回路図である。
［図１２］図１２は図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その３）を示す回路図である。
［図１３］図１３は図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その４）を示す回路図である。
［図１４］図１４はシステムの入力電流高調波成分を所定値以下に抑制する電力変換装置の具体的な構成例を示す図である。
［図１５］この発明の実施の形態２である電力変換装置における三相電力変換装置の具体的な構成例（その３）を示す回路図である。
［図１６］図１６は図１５に示す三相電力変換装置の動作を説明する図である。
［図１７］図１７は図１５に示す三相電力変換装置の各部の動作波形を示す図である。
［図１８］図１８図は図６と図１５とに示す三相電力変換装置において、交流電源中性点と直流電圧の中点（直流電圧端）とを接続するコンデンサの動作特性を比較した図である。
［図１９］図１９はこの発明の実施の形態３である電力変換装置の構成を示すブロック図である。
［図２０］図２０はこの発明の実施の形態４である電力変換装置における単相電力変換装置の具体的な構成例（その５）を示す回路図である。
［図２１］図２１はこの発明の実施の形態４である電力変換装置における単相電力変換装置の具体的な構成例（その６）を示す回路図である。
［図２２］図２２は図２０と図２１とに示す単相電力変換装置を適用した電力変換装置の構成例を示す回路図である。
［図２３］図２３はこの発明の実施の形態５である電力変換装置の構成を示す回路図である。
［図２４］図２４はこの発明の実施の形態６である電力変換装置の構成を示す回路図である。
［図２５］図２５はこの発明の実施の形態７である電力変換装置の構成を示す回路図である。
［図２６］図２６はこの発明の実施の形態８である電力変換装置の構成を示す回路図である。
［図２７］図２７はこの発明の実施の形態９である電力変換装置の構成を示す回路図である。
［図２８］図２８はこの発明の実施の形態１０である電力変換装置における単相電力変換装置の構成例（その７）を示す回路図である。
［図２９］図２９は図２８に示す単相電力変換装置を適用した場合の効果を説明する特性比較図である。

符号の説明

１ 三相交流電源
２，２−１〜２−５ 電力利用システム
３，３−１，３−２，２０，１２４，１２７，１３０ 三相負荷
４，４−１〜４−３，７０，１３１〜１３２ 単相負荷
５，５−１〜５−１０ 電力変換装置
６，６−１，６−２，４０，５５，１００ 三相電力変換装置
７，７−１〜７−３，６５，７５，８０，８６，１０５，１１０，１１５，１２０ 単相電力変換装置
Ｓ１〜Ｓ３，８８，ＴＲ１〜ＴＲ４ 短絡素子（短絡手段）
４１，６７，７６，８１，８３，８７，１０７，１１２，１３６ リアクトル
４２ 三相整流器
４３，４４，６８ 平滑コンデンサ
４８，１０２ コンデンサ
５０ 制御回路
６６ 単相整流器
１０６，１１１ 三相半波整流回路
８２ コンデンサ
８４，Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
９０ スイッチ制御回路
１１６ 位相制御回路
１２１ 単相負荷運転スイッチ
１２２ 通電制御回路
１１７ 主巻線
１１８ 補助巻線

以下に図面を参照して、この発明にかかる電力変換装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１である電力変換装置の基本構成を示すブロック図である。図１に示すように、三相４線式の交流電源１に接続されるシステム２は、交流電源１の中性線を除く３線の線間電圧によって電力供給される三相負荷３と、交流電源１の特定の相と中性線との間の相電圧によって電力供給される単相負荷４とが混在する任意の電力利用システムである。

この発明の電力変換装置５は、入力端が交流電源１の中性線を除く３線に接続され、出力端が三相負荷３の入力端に接続される三相電力変換装置６と、入力端が交流電源１の特定の相と中性線とに接続され、出力端が単相負荷４の入力端に接続される単相電力変換装置７とで構成される。

ここに、三相電力変換装置６と単相電力変換装置７は、それぞれ、交流・交流変換機能と交流・直流変換機能のいずれか一方の機能と、対応する負荷入力電流の高調波成分を抑制する高調波抑制機能とを備えている。図１において、三相電力変換装置６と三相負荷３との接続関係において、２本の実線で接続される場合は、三相電力変換装置６が交流・直流変換を行って三相負荷３に直流電圧を供給する場合を示し、破線を加えた３本で接続される場合は、三相電力変換装置６が交流・交流変換を行って三相負荷３に交流電圧を供給する場合を示している。

そして、図２は、電力変換装置５の構成手順を説明するフローチャートであるが、三相電力変換装置６と単相電力変換装置７が持つそれぞれの高調波抑制機能は、図２に示す構成手順に従ってシステム２内の全負荷に入力する高調波電流が所定値以下となるように設定されている。以下、図２を参照して、電力変換装置５の構成例を具体的に説明する。

図２において、まず、システム２の入力電流高調波成分の抑制目標値としてある所定値を設ける（ステップＳＴ１）。そして、前記所定値と三相負荷３の特性に応じ、次の（１）〜（４）に示す三相電力変換装置６の高調波抑制方式を選定する（ステップＳＴ２）。
すなわち、（１）三相電力変換装置６で発生する負荷入力電流高調波成分が前記所定値に対して極端に大きく、三相電力変換装置６に対し非常に高い高調波抑制能力を要求する場合には高周波スイッチング方式を選定する。（２）負荷入力電流高調波成分が前記所定値に対してある程度大きく、三相電力変換装置６に対しある程度高い高調波抑制能力を要求する場合には簡易スイッチング方式を選定する。（３）負荷入力電流高調波成分が前記所定値に対してそれほど大きくなく、三相電力変換装置６に対し高い高調波抑制能力を要求しない場合にはパッシブ方式を選定する。（４）負荷入力電流高調波成分が前記所定値に対して小さく、三相電力変換装置６に対し特に高調波抑制能力や交流・直流変換機能、交流・交流変換機能を要求しない場合には配線以外に特に素子を有さず電力を伝達するだけの機能を有する無変換方式を選定する。

ここで、上記の方式選定において基準としている負荷入力電流高調波成分と所定値との関係には、明確な閾値は特に無く、選定者の経験に依存するものである。また、上記の４つの方式については後述するが、一般に、高調波抑制能力の大小関係を記すと、高周波スイッチング方式＞簡易スイッチング方式＞パッシブ方式＞無変換方式の順で低くなり、コストもこれと同様の大小関係になる。したがって、過剰スペックとならないように多少能力の低い方式を三相電力変換装置６の方式として選定することになる。

そして、三相負荷３の想定される運転状態のある運転ポイントＡにおいて、選定した三相電力変換装置６の高調波抑制方式におけるリアクトルやコンデンサの容量、さらに、三相電力変換装置６が短絡手段を有する場合には短絡手段の動作をチューニングし（ステップＳＴ３）、三相電力変換装置６で発生する負荷への入力電流高調波成分が前記所定値以下か否かを判定する（ステップＳＴ４）。

その結果、前記所定値以下でない場合には（ステップＳＴ４：Ｎｏ）、回路定数や動作の再チューニングで対応可能か否かを調べ（ステップＳＴ５）、対応可能であれば（ステップＳＴ５：Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３に戻り、再チューニングを行う。このように、ステップＳＴ４→ステップＳＴ５→ステップＳＴ３→ステップＳＴ４のループを繰り返し、前記所定値以下（ステップＳＴ４：Ｙｅｓ）となるまで三相電力変換装置６の回路定数や動作のチューニングを行う。

そして、再チューニングによっては対応可能にできなければ（ステップＳＴ５：Ｎｏ）、再度、ステップＳＴ２にて説明した手順で三相電力変換装置６の高調波抑制能力を高く選定し（ステップＳＴ６）、ステップＳＴ３に戻り、能力を高くした高調波抑制方式において回路定数や動作のチューニングを改めて行うことを繰り返す。

以上のステップＳＴ５とステップＳＴ６の処理を繰り返した結果、三相電力変換装置６での高調波電流成分が前記所定値以下になると（ステップＳＴ４：Ｙｅｓ）、上記したチューニング状態において、三相電力変換装置６で発生する負荷への入力電流高調波成分を前記所定値から減算し、単相電力変換装置７での許容限度値を算出する（ステップＳＴ７）。

そして、ステップＳＴ２と同様に、前記許容限度値と単相負荷４の特性に応じ、単相電力変換装置７の高調波抑制方式として、高周波スイッチング方式、簡易スイッチング方式、パッシブ方式、無変換方式のうち、過剰スペックとならないように多少能力の低い方式を選定する（ステップＳＴ８）。この選定も明確な閾値等は無く、選定者の経験によるものである。

次に、単相負荷４の想定される運転状態のある運転ポイントＢにおいて、選定した単相電力変換装置７の高調波抑制方式におけるリアクトルやコンデンサの容量、さらに、単相電力変換装置７が短絡手段を有する場合には短絡手段の動作をチューニングし（ステップＳＴ９）、単相電力変換装置７で発生する電流高調波成分が前記許容限度値以下か否かを判定する（ステップＳＴ１０）。

その結果、前記許容限度値以下でない場合には（ステップＳＴ１０：Ｎｏ）、回路定数や動作の再チューニングで対応可能か否かを調べ（ステップＳＴ１１）、対応可能であれば（ステップＳＴ１１：Ｙｅｓ）、ステップＳＴ９に戻り、再チューニングを行う。このように、ステップＳＴ１０→ステップＳＴ１１→ステップＳＴ９→ステップＳＴ１０のループを繰り返し、前記許容限度値以下（ステップＳＴ１０：Ｙｅｓ）となるまで単相電力変換装置７の回路定数や動作のチューニングを行う。

そして、再チューニングによっては対応可能でなければ（ステップＳＴ１１：Ｎｏ）、単相電力変換装置７の方式再設定で対応可能か否かを判断する（ステップＳＴ１２）。その結果、方式再設定で対応可能であれば（ステップＳＴ１２：Ｙｅｓ）、再度、ステップＳＴ８にて説明した手順で単相電力変換装置７の高調波抑制方式を高く選定し（ステップＳＴ１３）、ステップＳＴ９に戻り、高くした高調波抑制方式において回路定数や動作のチューニングを改めて行うことを繰り返す。

単相電力変換装置７は、一般には、回路定数や動作のチューニングを行うことで、単相負荷４の電流高調波成分をほとんど抑制できるので、基本的には、ステップＳＴ９〜ステップＳＴ１３の一連の処理手順によって単相電力変換装置７での電流高調波成分が前記許容限度値以下（ステップＳＴ１０：Ｙｅｓ）となるように調節できるが、万一、方式再設定で対応可能でなければ、あるいは単相電力変換装置７を高調波抑制能力の高い方式に変更するのを避けたい場合には（ステップＳＴ１２：Ｎｏ）、ステップＳＴ２に戻り、三相電力変換装置６の高調波抑制方式を再度選定する作業からやり直す。

以上のステップＳＴ１１，ＳＴ１２，ＳＴ１３等の処理を繰り返した結果、単相電力変換装置７での電流高調波成分が前記許容限度値以下になると（ステップＳＴ１０：Ｙｅｓ）、一連のチューニング動作時に想定した三相負荷３のある運転ポイントＡおよび単相負荷４のある運転ポイントＢ以外の他の運転状態においても、三相電力変換装置６および単相電力変換装置７のハードウェア構成の変更無く、システム２への入力電流高調波成分が所定値以下となるかを判別する（ステップＳＴ１４）。

ハードウェア構成の変更とは、物理的に、回路部品を交換したり、配置を変更する場合を指すものである。前記電力変換装置が、リレーや半導体スイッチ、あるいは、他の機械スイッチ等の短絡手段を有し、他の運転状態において、これらのスイッチの開閉動作のチューニングのみで入力電流高調波成分が所定値まで抑制できる場合には（ステップＳＴ１４：Ｙｅｓ）、回路定数のチューニングは完了したと判断し（ステップＳＴ１５）、電力変換装置５の構成処理を終了する。一方、これらのスイッチの開閉動作のチューニングのみで所定値まで入力電流高調波成分を抑制できない場合には（ステップＳＴ１４：Ｎｏ）、三相電力変換装置６あるいは単相電力変換装置７をさらに高調波抑制能力の高い方式へと変更すべく、ステップＳＴ２に戻り、以上説明した一連の処理作業を行う。

この図２に示す構成手順に基づくことで、所望の高調波抑制能力を有し、かつ、安価で過剰スペックとならない電力変換装置５を構成することができる。図２では、単相電力変換装置７よりも三相電力変換装置６の方式を先に選定し優先して定数チューニングすると説明した。これは、三相電力変換装置６の方が基本的に構成素子数が多く、方式変更に伴うコストアップ分が単相電力変換装置７よりも大きいためである。このような手順とすることで電力変換装置５のトータルコストが抑制できるようになる。

勿論、単相負荷４の方が明らかに負荷入力電流容量が大きい場合や負荷入力電流高調波成分が多い場合等、単相電力変換装置７の方式変更に伴うコストアップ分の方が大きいような場合には、図２において、単相電力変換装置７と三相電力変換装置６の構成手順を入れ替え、単相電力変換装置７を優先してチューニングすれば良い。これによってもコスト的に有利な構成の電力変換装置が実現できる。

図２では、三相電力変換装置６および単相電力変換装置７のチューニングポイントとして、それぞれ運転ポイントＡ、運転ポイントＢとして説明した。その他、例えば、単相負荷４の運転状態が三相負荷３の運転状態に関連して変動する場合には、運転ポイントＢは、運転ポイントＡに伴う運転状態に設定すると良い。また、三相負荷３と単相負荷４とが特に関連せずに独立的に運転する場合には、運転ポイントＡおよび運転ポイントＢは、要請目標値として設定した所定値に対して入力電流高調波成分が厳しくなるような運転ポイントにそれぞれ設定すると良い。このようにすれば、ステップＳＴ１４における他の運転状態に対する検証が簡略化でき、作業効率の向上が図れる。

図２に示すステップＳＴ１では、システムの入力電流高調波成分の抑制目標値として、例えば、ＩＥＣ高調波規制の限度値を使用することができる。図３は、図２に示す手順においてシステムの入力電流高調波成分の抑制目標値の例として採用する現行（２００３年）のＩＥＣ高調波規制クラスＡの限度値である。図３において、この限度値は、入力相電流が１６Ａ以下の機器に適用されるものであり、負荷の運転状態によらず、全負荷領域に渡って一定の値にて規制されている。このような場合には、負荷入力電流が最も大きく高調波電流値が最大となる最大負荷運転状態に運転ポイントＡおよび運転ポイントＢをそれぞれ設定し、図２にて説明した作業を行う。そうすれば、この限度値よりも高調波電流値が小さくなる軽負荷側でも限度値まで高調波が抑制でき、ステップＳＴ１４における他の運転状態に対する検証が簡略化できる。

また、図２に示すステップＳＴ３では三相電力変換装置６が、またステップＳＴ９では単相電力変換装置７がそれぞれ短絡手段を有する場合にはその動作をチューニングすると説明した。その他、例えば、それらの電力変換装置の出力電圧と入力電流とをセンシングし、出力電圧と出力電圧指令値との差分を比例積分制御して正弦波状の入力電流指令値を生成し、出力電圧が出力電圧指令値と一致し、かつ入力電流が入力電圧に同期する正弦波状になるようにフィードバック制御する等して、負荷の運転状態や出力電圧等に応じて短絡手段の動作を自動制御するような制御段を有するよう電力変換装置を構成しても良い。これによってもステップＳＴ１４における他の運転状態に対する検証が簡略化できる。
ここで、図１では、電力利用システム２には、１つの三相負荷３と１つの単相負荷４とが存在する単純な構成を示したが、この発明で言う電力利用システム２の具体例を示すと、例えば次の（１）〜（６）を挙げることができる。

すなわち、（１）第１の例は、１つの三相負荷（圧縮機）と、３つの単相負荷（駆動制御電源、室外送風機、室内送風機）とで構成される空気調和機である。（２）第２の例は、第１の例に対し、単相負荷である室外送風機に対し複数の単相負荷としての室内送風機を有するマルチ空気調和システムである。（３）第３の例は、２つの三相負荷（２つの圧縮機）と、３つの単相負荷（駆動制御電源、２つの送風ファン）とで構成される大型冷凍システムである。（４）第４の例は、テレビやビデオ、冷蔵庫、空気調和機、及び空気循環システム等をネットワーク化して制御するように構成したホームネットワークシステムである。（５）第５の例は、三相電源を動力源として駆動する三相負荷群と単相電源を動力源として駆動する単相負荷群とを有して稼動する１つの工場システムである。（６）第６の例は、電力会社から高電圧で受電し、１つまたは複数の工場と家庭とに配電する地域受電システムである。

要するに、この発明の電力変換装置５は、三相４線式の交流電源１に接続され、１以上の三相負荷と１以上の単相負荷とが混在する電力利用システムに配置される。このとき、複数の負荷と電力変換装置５との接続関係は、例えば、図４や図５に示すようになる。
図４では、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−１が、２台の三相負荷３−１，３−２と、３台の単相負荷４−１，４−２，４−３とを持つ場合に、電力変換装置５−１は、負荷毎に設けるべく、２台の三相電力変換装置６−１，６−２と、３台の単相電力変換装置７−１，７−２，７−３とで構成される場合が示されている。すなわち、２台の三相負荷３−１，３−２に対しては、三相電力変換装置６−１，６−２が１対１対応して設けられる。また、３台の単相負荷４−１，４−２，４−３に対しては、単相電力変換装置７−１，７−２，７−３が１対１に対応して設けられる。この場合には、電力変換装置５の構成個数は、負荷の個数と一致する。

また、図５では、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−２が、１台の三相負荷３と、３台の単相負荷４−１，４−２，４−３とを持つ場合に、電力変換装置５−１は、共有形態を採ることから、１台の三相電力変換装置６−１と、３台の単相電力変換装置７−１，７−２，７−３とで構成される場合が示されている。すなわち、三相負荷３に対しては、三相電力変換装置６が設けられるが、３台の単相負荷４−１，４−２，４−３のうち、単相負荷４−１に対しては、専用の単相電力変換装置７−１を設け、残り２台の単相負荷４−２，４−３に対しては、両者が共有する形で１台の単相電力変換装置７−２が設けられている。また、図５では示してないが、三相負荷が２以上存在する場合に、２台の三相負荷が共有する形で１台の三相電力変換装置を設けることができる。これらの場合には、電力変換装置５の構成個数は、負荷の個数よりも少なくなる。
図２では、理解を容易にするために、図１に示す基本構成を利用して説明した。図２に示す構成手順は、電力変換装置５の構成個数が、図４に示すように、負荷の個数と一致する場合でも、また図５に示すように、負荷の個数のよりも少ない場合でも、同様に実施することができ、各負荷入力電流の合算値、すなわちシステムへの全入力電流の高調波成分が所定値以下となるように、電力変換装置５を構成することができる。

要するに、この発明の電力変換装置５は、三相４線式の交流電源１に接続され、１以上の三相負荷と１以上の単相負荷とが混在する電力利用システム２において、交流・交流変換機能と交流・直流変換機能のいずれか一方の機能と高調波抑制機能とを持つ専用の電力変換装置（つまり三相電力変換装置と単相電力変換装置）を必要な個所に必要な分だけ配置する構成を持つ点が特徴である。

そして、上記の必要な個所に必要な分だけ配置する構成を決める際に、全ての三相電力変換装置および単相電力変換装置が持つ高調波抑制機能を、図２に示す手順で、各負荷入力電流に含まれる高調波成分の合算値、すなわち電力利用システムへの入力電流に含まれる高調波成分の値が所定値以下となるように、それぞれ、その適用場所に適合した所定の安価な高調波抑制方式を採用することができるので、過剰なスペックとなることがなく、コストの低減が図れる。

また、単相電力変換装置および単相負荷は、交流電源１の特定相と中性線との間の相電圧から電力供給する構成となるので、交流電源１の線間電圧、あるいは、交流電源１を整流して得られる直流電圧から電力供給する場合よりも低い耐圧の素子で構成でき、この点からもコストの低減が図れる。加えて、図５に示すように、共有の形式を採用することにより、部品点数を削減することができ、さらに低コストで、かつシンプルな構成を持つ電力変換装置を得ることができる。

次に、この発明の電力変換装置の各要素（三相電力変換装置と単相電力変換装置）の具体的構成例について説明する。まず、図６〜図８を参照して、三相電力変換装置の具体的構成例について説明する。なお、図６は、図１に示す三相電力変換装置の具体的な構成例（その１）を示す回路図である。図７は、図６に示す三相電力変換装置の各部の動作波形を示す図である。図８は、図６に示す三相電力変換装置において交流電源中性点と直流電圧の中点とを接続するコンデンサの存在意義を説明する特性比較図である。

図６において、交流電源１は、Ｙ型の三相交流電源であり、Ｌ１相、Ｌ２相、Ｌ３相の各相が引き出される。対する三相負荷２０は、交流モータ２１と、直流電圧から三相交流電圧を生成して交流モータ２１に供給するインバータ２２と、インバータ２２を通して交流モータ２１の運転を制御するインバータ制御手段２３とを備え、直流電圧を必要とするタイプである。したがって、三相電力変換装置４０は、交流・直流変換機能を持つタイプである。

図６では、図２に示した構成手順における三相電力変換装置の選定において説明した三相簡易スイッチング方式の高調波抑制機能を持つ三相電力変換装置の構成例が示されている。この回路構成は、一般的なパッシブ方式として知られる三相全波整流回路に短絡手段を含む部分を追加するだけで構成できる完全に後付け可能なオプション品と見なすことができる。したがって、図２にて説明した三相電力変換装置の再選定（ステップＳＴ６）において、非常に有利な構成である。

すなわち、三相電力変換装置４０は、三相交流電源１の各相に一端が接続される３個のリアクトル４１と、３個のリアクトル４１の他端から入力される三相交流電源１の各相電圧を整流する三相整流器４２と、三相整流器４２の直流出力端子間に直列接続された２つの平滑コンデンサ４３，４４とからなる一般的なパッシブ方式として知られる三相全波整流回路を備えている。２つの平滑コンデンサ４３，４４の両端に三相負荷２０のインバータ２２が接続されている。このような一般的な三相全波整流回路を備えるものにおいて、短絡手段である３個の短絡素子Ｓ１〜Ｓ３からなる短絡回路４６と、コンデンサ４８と、電源電圧検出回路４９と、制御手段５０とが追加されている。

３個の短絡素子Ｓ１〜Ｓ３は、それぞれの一端が３個のリアクトル４１と三相整流器４２の各相との接続ラインに接続され、それぞれの他端が共通に接続されて交流電源中性点４７を形成している。コンデンサ４８は、短絡回路４６に形成される交流電源中性点４７と直列接続された２つの平滑コンデンサ４３，４４の中点４５との間に介在するように配置されている。

なお、短絡回路４６を構成する短絡素子Ｓ１〜Ｓ３は、双方向性の短絡手段である。この短絡素子Ｓ１〜Ｓ３は、例えば、（１）双方向通電素子であるトライアックで構成したもの、（２）ダイオードブリッジとＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等の片方向通電短絡素子とを組み合わせて構成したもの、（３）ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等の片方向通電短絡素子とダイオードとを互いに逆並列に接続したものを２つ直列接続して構成したもの等である。

電源電圧検出回路４９は、三相交流電源１の例えばＬ１相の相電圧ゼロクロス点をハードウェアにて検出し、ゼロクロス検出バラツキが小さくなるように、予め想定する相順情報に基づいて他相（Ｌ２相、Ｌ３相）の相電圧ゼロクロス信号を内部処理により生成し、制御手段５０に与える。このように構成することで、全相の相電圧ゼロクロス信号をハードウェアにて検出するよりもハードウェア構成が簡素化でき、装置の小型化、低コスト化、ハードウェアを構成する素子の性能バラツキによる相間での検出誤差抑制が実現できるようになる。

ここで、電源電圧検出回路４９の内部処理周波数ｆｚを電源半周期周波数の整数倍、つまり電源周波数をｆｓとすると、ｆｚ＝２・ｎ・ｆｓ（ｎ：整数）とすることで、内部処理が特定相の各電圧ゼロクロス点に同期するので、前半周期と後半周期とで生じる処理誤差によるゼロクロスバラツキが抑制できる。さらに、交流電源１の相数をＮとすると、内部処理周波数ｆｚを、ｆｚ＝２・ｎ・Ｎ・ｆｓとすることで、交流電源の全相の各電圧ゼロクロス点に同期するように内部処理が行えるので、相間で生じる処理誤差によるゼロクロスバラツキも抑制でき、相電圧ゼロクロス点の検出精度を向上することができる。

なお、電源電圧検出回路４９は、交流電源１の線間電圧ゼロクロス点をハードウェアにて検出して相電圧を推定するように構成しても良いが、相電圧ゼロクロス点を直接ハードウェアにて検出するように構成した方が推定する際の誤差が除外でき、精度良く確実に検出でき、信頼性の高い相電圧ゼロクロス検出が実現できる。

また、電源電圧検出回路４９は、Ｌ１相のみをハードウェアにて検出し、他は予め想定する相順情報に基づいて生成するとしたが、この場合、安価に構成できる一方で、誤結線時には回路が予期せぬタイミングでスイッチング動作をし、システムの故障や重大な事故を引き起こす恐れがある。そのため、相順情報は、結線後に検出して生成するよう構成した方が安全で信頼性の高い電力変換装置が提供できる。

制御手段５０は、負荷の運転状態に適するスイッチングパターンを予めテーブルとして持っており、インバータ制御手段２３から入力される負荷情報に応じたスイッチングパターンとなるように、電源電圧検出回路４９からの相電圧ゼロクロス信号から第一遅延時間の後に短絡回路４６に閉指令を送信し、コンデンサ４８の充電完了後の第二遅延時間に短絡回路４６に開指令を送信して、各相に接続された短絡素子Ｓ１〜Ｓ３をそれぞれ電源半周期に１回ずつ動作させる。なお、スイッチングパターンは、一般的な三相全波整流回路では相電流不通流となる領域に、強制的に短絡回路４６およびコンデンサ４８を介した短絡電流を流し、入力電流高調波成分の抑制、電源力率の改善が実現できるように与えられる。

参考までに、各部の動作波形について説明する。図７では、三相交流電源１の相順をＬ１相，Ｌ２相，Ｌ３相とした場合、Ｌ１相の相電圧位相の０度を基準時刻にした相電圧、電源電圧検出回路４９、制御手段５０等の動作波形が示されている。図７において、波形（ａ）は、三相交流電源１のＬ１相，Ｌ２相，Ｌ３相の各相電圧の波形である。波形（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、それぞれ、電源電圧検出回路４９が発生するＬ１相電圧ゼロクロス信号、Ｌ２相電圧ゼロクロス信号、Ｌ３相電圧ゼロクロス信号である。それぞれ、相電圧の半周期を１周期とし、相電圧の半周期の間はある傾きを有して直線状に上昇し、次の半周期への変化点、つまりゼロクロス点で急峻に立ち下がる鋸歯状波形である。各信号の立ち下がりにて相電圧ゼロクロス点が検知できる。

また、波形（ｅ）（ｆ）（ｇ）は、それぞれ、制御手段５０が、Ｌ１相に接続された短絡素子Ｓ１、Ｌ２相に接続された短絡素子Ｓ２、Ｌ３相に接続された短絡素子Ｓ３に与える制御指令である。各制御指令は、検知した相電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間ｔｄを置いてＨレベルに立ち上がり、第二の遅延時間ｔｏｎの間だけＨレベルを維持した後にＬレベルに立ち下がり、以降、次の相電圧ゼロクロス点の検知までＬレベルを維持する信号である。対応する短絡素子は、制御指令がＨレベルに立ち上がるとき閉路動作を行い、Ｌレベルに立ち下がるとき開路動作を行うようになっている。

波形（ｈ）では、実線がＬ１相を流れる相電流波形を示し、破線が短絡回路４６の開閉に伴ってコンデンサ４８を流れる電流波形を示している。各短絡素子をそれぞれ電源半周期に１回ずつスイッチングさせるという一連の動作によって、図示するように、一般的な三相全波整流回路での不通流区間を減少させ、入力相電流を正弦波に近い波形に改善することができる。

ここで、図８を参照して、短絡回路４６がコンデンサ４８の充電完了後に開動作するとした効果について説明する。図８では、図７に示した時刻ｔ２〜ｔ３の領域における短絡回路４６の動作に伴う短絡電流が抽出して示されている。図８（ａ）は、コンデンサ４８を用いない場合の短絡電流と時間との関係特性を示し、図８（ｂ）は、コンデンサ４８を用いた場合の短絡電流と時間との関係特性を示している。

図８（ａ）において、コンデンサ４８を用いない場合は、短絡回路４６の動作に伴う短絡電流は、交流電源中性点４７と平滑コンデンサ４３，４４の中点４５との電位差に応じた分だけ流れるので、短絡回路４６のオフタイミングでは、電流変化量ｄｉ／ｄｔが急激に変化してしまい、急峻な磁束変化を引き起こす。この急峻な磁束変化と短絡電流による電磁力とにより、巻線や鉄心において振動が起こり、リアクトル４１における不快な騒音が発生してしまう。

一方、図８（ｂ）において、コンデンサ４８を用いた場合は、電流変化量ｄｉ／ｄｔは、コンデンサ４８が充電されるほど減少し、電流ピーク点が滑らかになる。その結果、コンデンサ４８を用いない場合に生じる急峻な磁束変化が緩和され、電磁力変化が抑制できるので、スイッチングに伴うリアクトル４１における騒音を抑制することができる。また、コンデンサ４８を用いることでスイッチング時の電流ピーク値を抑制することができるので、低コストで、かつ簡易的な手段によって過電流保護が行える。つまり、短絡回路４６の長寿命化が図れるようになる。

そして、コンデンサ４８を介して短絡電流を流すので、コンデンサ４８の充電完了後スイッチング電流は自動的に流れなくなる。このときに短絡回路４６を開とするので、ゼロ電流スイッチが実現できる。ゼロ電流時にスイッチングすることによって発生ノイズが低減でき、ターンオフ時のスイッチング損失も低減できる。さらに、スイッチング損失の低減によって回路効率の上昇が見込まれる結果、省電力化が可能となる。

加えて、ターンオフに対する短絡素子への正確な制御が不要となるので、制御処理負荷が軽減でき、安価なＣＰＵを用いることができる。また、前回のスイッチング時に充電した電荷を次回のスイッチング時に短絡電流として放電するのでより多くの短絡電流によってリアクトル４１に電磁エネルギーが蓄積できる。したがって、コンデンサ４８を用いない場合よりも高い直流電圧を得ることができる。このように、コンデンサ４８を用いることにより複数の効果を創出することができる。

しかし、負荷の運転状態や回路定数の設定値次第では、コンデンサ４８への充電量が多過ぎて直流電圧の過剰昇圧、入力電流高調波成分の増加、電源力率の悪化を招いたり、逆にコンデンサ４８への充電量が少な過ぎて入力電流高調波成分、電源力率を充分に改善できない場合が発生し得る。したがって、負荷量が変動するインバータ負荷が接続される場合には、コンデンサ４８を、複数の容量性素子とリレー等のような電気接点切換素子とによりその容量値が可変できるように構成し、低負荷領域ではコンデンサ４８の容量が小さくなるように、逆に、高負荷領域ではコンデンサ４８の容量が大きくなるように、制御手段５０から負荷情報に応じてコンデンサ４８の容量を制御できるようにすれば良い。これによって、全負荷領域において前記したコンデンサ４８の効果を充分に引き出すことができる。

もっとも、コンデンサ４８は、必要不可欠ということではなく、コンデンサ４８を設けずに構成しても良い。この場合でも、短絡素子Ｓ１〜Ｓ３をそれぞれ電源半周期に１回ずつ動作することによる入力電流高調波成分抑制効果、電源力率改善効果を得ることができる。そして、この場合には、コンデンサ４８を用いる効果として記載したリアクトル騒音の抑制、ゼロ電流スイッチによるスイッチングノイズ低減といった効果は得られず、短絡回路４６の正確なオフ制御が必要となることは言うまでもない。

また、制御手段５０では、コンデンサ４８の充電完了後に短絡回路４６に開指令を送信するとしたが、コンデンサ４８の充電が完了する前に短絡回路４６を開動作させるようにしても良い。この場合は、コンデンサ４８を用いない場合と等価となる。したがって、コンデンサ４８を用いる効果として記載したリアクトル騒音の抑制、ゼロ電流スイッチによるスイッチングノイズ低減といった効果は得られず、短絡回路４６の正確なオフ制御が必要となる。

但し、低負荷領域では、負荷入力電流が小さくなるので、スイッチングに伴う騒音やノイズを発生し難く、また、短絡回路４６を開動作させてコンデンサ４８への充電量を制御することで、高調波抑制および力率改善能力を向上し得る負荷領域が存在する。したがって、高負荷領域では、コンデンサ４８の充電完了後に短絡回路４６を開動作させる一方、低負荷領域付近では、コンデンサ４８の充電完了前に短絡回路４６を開動作させるように制御手法を組み合わせることで、全負荷領域に渡って、低騒音、低ノイズで、かつ、高い高調波抑制能力を有する三相電力変換装置を得ることができる。

また、制御手段５０は、短絡回路４６を電源半周期に２回もしくはそれ以上開閉するように制御しても良い。この場合にも、簡易的なスイッチング動作による入力電流高調波成分抑制効果、電源力率改善効果を得ることができる。この場合には、短絡回路４６の正確なオフ制御が必要となるが、制御負荷の増加は少なく、回路規模は大きくならない。したがって、図６では、制御手段５０は、三相電力変換装置４０の内部に単体で設けるように示したが、インバータ制御手段２３にその機能を持たせて制御手段５０を省略して構成しても良く、逆に、制御手段５０にインバータ制御機能を持たせてインバータ制御手段２３を省略して構成しても良い。

また、制御手段５０は、負荷の運転状態に適するスイッチングパターンは、予めテーブルとして持たせる場合を説明したが、例えば、直流電圧や電源力率、入力電流等を検出し、それをフィードバック制御することでスイッチングパターンを与えるよう構成しても良い。同様に、簡易的なスイッチング動作による入力電流高調波成分抑制効果、電源力率改善効果を得られる。また、制御手段５０で生成される短絡回路４６の開閉指令の基準は、相電圧ゼロクロス点と説明したが、ゼロクロス点である必要はなく、相電圧半周期毎に毎回同じタイミングであれば良い。例えば、相電圧ピーク点としても良く、また、相電圧の任意のタイミング点としても良い。

また、電源電圧検出回路４９は、各相電圧ゼロクロス信号を生成する機能を有するとして説明したが、電源電圧検出回路４９は、ハードウェアによる検出信号を制御手段５０に伝達するだけとし、制御手段５０に各相電圧ゼロクロス信号生成機能を集約して構成しても良い。

さらに、制御手段５０に入力される負荷情報としてインバータ制御手段２３からの信号を用いて説明したが、その他、負荷の運転状態が推測できる信号であれば用いることができる。例えば、図示しないが、ＡＣＣＴや他の電流センサー等により検出した入力電流信号、インバータ電流検出信号、直流電圧検出信号、直流電圧リップル検出信号、入力電圧検出信号、さらには交流モータ２１の出力トルク信号、回転数等でも代用することができる。

さて、以上は、三相簡易スイッチング方式を持つ三相電力変換装置についての説明であるが、図２に示した構成手順にて説明したように、この発明では、さらに高周波スイッチング方式を持つ三相電力変換装置、パッシブ方式を持つ三相電力変換装置、無変換方式を持つ三相電力変換装置も含まれるので、それらについて説明する。
まず、図９は、図１に示す三相電力変換装置の具体的な構成例（その２）を示す回路図である。図９では、高周波スイッチング方式の一例としてアクティブフィルタ方式が示されている。なお、三相負荷２０は、図６に示したように、交流モータ２１と、直流電圧から三相交流電圧を生成して交流モータ２１に供給するインバータ２２と、インバータ２２を通して交流モータ２１の運転を制御するインバータ制御手段２３とを備え、直流電圧を必要とするタイプである。

図９において、三相電力変換装置５５は、三相交流電源１の各相に直接接続され各相電圧を整流する三相整流器５６と、一端が三相整流器５６の正極出力端に接続されるメインリアクトル５７と、メインリアクトル５７の他端と三相整流器５６の負極出力端との間に接続される平滑コンデンサ５８とからなる三相全波整流回路と並列に、アクティブフィルタ回路６２が設けられ、アクティブフィルタ回路６２を制御する制御手段６３が設けられている。

アクティブフィルタ回路６２は、三相交流電源１の各相に一端が接続される３個のリアクトル５９と、上アーム短絡素子と下アーム短絡素子の直列回路の３組のみが並列に設けられ、各上アーム短絡素子と下アーム短絡素子の接続端に３個のリアクトル５９の他端がそれぞれ接続される短絡回路６０と、短絡回路６０における上アーム短絡素子と下アーム短絡素子の直列回路両端に接続される平滑コンデンサ６１とで構成されている。
制御手段６３は、短絡回路６０を構成する上アーム短絡素子と下アーム短絡素子とをそれぞれ高周波スイッチング動作させ、当該三相電力変換装置５５への入力電流が電源電圧に同期する正弦波状となるようにアクティブフィルタ回路６２に補償電流を流す制御を行うようになっている。

なお、高周波スイッチング方式には、その他、図６に示した一般的な三相全波整流回路の三相整流器を構成するダイオード素子のそれぞれに並列に短絡素子を接続し、入力電流が電源電圧に同期する正弦波となるようにそれぞれの短絡素子を高周波スイッチング動作させるフルブリッジと呼ばれる方式もある。また、パッシブ方式は、図６に示した一般的な三相全波整流回路のように短絡素子を全く用いない方式である。そして、無変換方式は、整流回路を持たず、交流電源の電力を三相負荷に伝達するだけの機能を有する方式である。

ここで、高周波スイッチング方式と簡易スイッチング方式との違いは、主にスイッチング周波数にある。そして、スイッチング周波数が高いほど高調波抑制能力が高い反面、スイッチングノイズの発生量が多くなる。したがって、機能的、コスト的な面から、スイッチング周波数４ｋＨｚ程度を境にこの２方式を分別し、４ｋＨｚ以上の周波数でスイッチングするものを高周波スイッチング方式、４ｋＨｚ未満の周波数でスイッチングするものを簡易スイッチング方式とする。

前記４方式は、それぞれを構成する部品点数やスイッチング周波数、ノイズ対策部品等により、高調波抑制能力とコストとに差がある。図２に示した構成手順にて説明したように、一般的に、抑制能力およびコスト共に、高周波スイッチング方式＞簡易スイッチング方式＞パッシブ方式＞無変換方式の関係がある。三相負荷の特性に応じて過剰スペックとならない方式を選定するとの観点から、図３に示す入力相電流１６Ａ以下の機器を対象とする現行のＩＥＣ高調波規制値をシステムの高調波抑制能力目標レベルとすると、図６にて説明した簡易スイッチング方式とするのが最も安価で、かつ現実的な構成であると言える。

次に、単相電力変換装置の具体的構成例について説明する。この発明では、単相電力変換装置についても、三相電力変換装置と同様に、高周波スイッチング方式と、簡易スイッチング方式と、パッシブ方式と、無変換方式との４方式がある。ここでは、図面を参照してパッシブ方式について説明し、その過程で、他の３方式についての説明を加える。
図１において、単相電力変換装置７は、交流電源１のある相と中性線との間の単相交流電圧によって単相負荷４に電力供給するものであるが、単相負荷４がインバータのように直流電圧を必要とする負荷である場合には、例えば、図１０〜図１２に示すように構成することができる。これらは、短絡素子を使用しないパッシブ方式の構成例である。

図１０は、図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その１）を示す回路図である。図１０において、単相電力変換装置６５は、交流電源１の中性線と例えばＬ３相が接続される単相整流器６６と、一端が単相整流器６６の正極端に接続されるリアクトル６７と、リアクトル６７の他端と単相整流器６６の負極端との間に接続される平滑コンデンサ６８とで構成され、交流電源１の中性線とＬ３相との間の単相交流電圧を整流して単相負荷７０に電力を供給する。

ここで、リアクトル６７は、通流角を拡大するために配置されるが、インダクタンス値を大きく設定すると、装置自体が大型化する反面、高調波抑制能力を増大することができる。逆に、インダクタンス値を小さく設定すると、装置をコンパクトかつ低コストに構成できる反面、高調波抑制能力が低下してしまう。したがって、単相電力変換装置６５の高調波抑制能力が所望レベルとなるようにリアクトル６７の値を選定する。なお、リアクトル６７は、図１０では、単相整流器６６の直流側に配置するように説明したが、単相整流器６６の交流側に配置しても同様の効果が得られる。

次に、図１１は、図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その２）を示す回路図である。図１２は、図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その３）を示す回路図である。単相電力変換装置は、図１１や図１２に示すようにリアクトルとコンデンサの共振現象を利用して高調波電流を抑制するように構成することができる。

図１１において、単相電力変換装置７５は、交流電源１の例えばＬ３相に一端が接続されるリアクトル７６と、リアクトル７６の他端と交流電源１の中性線とが接続される単相整流器６６と、単相整流器６６の正極端と負極端の間に配置される直列接続した２個のコンデンサ７７，７８と、直列接続した２個のコンデンサ７７，７８に並列に設けられる平滑コンデンサ６８とで構成され、直列接続した２個のコンデンサ７７，７８の接続端は、交流電源１の中性線と接続されている。

図１１に示す構成によれば、直列接続した２個のコンデンサ７７，７８の充放電特性を利用して、図１０に示した構成に比べてさらに入力電流通流角の拡大、高調波電流の低減、力率の改善を行うことができる。ここで、コンデンサ７７，７８は、充放電特性を有効活用するために数ｍｓ以内に充放電するような容量に設定されるが、通常、平滑コンデンサ６８の１０分の１以下程度の容量に設定される。

次に、図１２に示す単相電力変換装置８０では、図１０に示した構成において、リアクトル６７に代えて、単相整流器６６の正極端と平滑コンデンサ６８の一端との間に、リアクトル８１とコンデンサ８２の直列回路と、リアクトル８３とダイオード８４との直列回路とが並列接続して設けられている。この構成によれば、コンデンサ８２の充放電特性を利用して、図１０に示した構成に比べてさらに入力電流通流角の拡大、高調波電流の低減、力率の改善を行うことができる。したがって図１１の場合と同様に、コンデンサ８２は、充放電特性を有効活用するために数ｍｓ以内に充放電するような容量に設定されるが、通常、平滑コンデンサ６８の１０分の１以下程度の容量に設定される。

次に、図１３は、図１に示す単相電力変換装置の具体的な構成例（その４）を示す回路図である。図１３では、短絡素子を有し、これを電源半周期に１回もしくは数回だけ短絡動作する簡易スイッチング方式の構成例が示されている。図１３に示す単相電力変換装置８６では、図１０に示した構成において、交流電源１のＬ３相と単相整流器６６の対応する交流入力端との間にリアクトル８７が設けられている。また、単相整流器６６の対応する交流入力端とリアクトル８７との接続端と交流電源１の中性線との間に双方向通電性の短絡素子８８が設けられている。さらに、交流電源１の相電圧ゼロクロス点を検出する相電圧検出回路８９と、相電圧検出回路８９からのゼロクロス信号を動作基準として、短絡素子８８を電源半周期に１回もしくは数回だけ動作するように制御するスイッチ制御手段９０とが設けられている。

図１３に示す構成によれば、短絡素子８８に強制的に短絡電流を流して、図１０に示した構成に比べてさらに入力電流通流角の拡大、高調波電流の低減、力率の改善を行うことができる。ここで、スイッチ制御手段９０は、図６に示した制御手段５０と同様に、単相負荷の運転状態を推測可能な単相負荷情報に基づいて短絡素子８８を制御するが、図１３では単相負荷情報を省略している。また、短絡素子８８の動作基準となる信号は、相電圧ゼロクロス信号である必要はなく、相電圧の特定タイミングを検知できる信号であれば良い。例えば、相電圧ピーク信号でも良い。さらに、相電圧検出回路８９を特に設けず、三相電力変換装置４０の電源電圧検出回路４９からの信号にて代替するよう構成しても良い。加えて、スイッチ制御手段９０も三相電力変換装置４０の制御手段５０にその機能を集約して構成しても良い。これらの場合には、相電圧検出回路８９やスイッチ制御手段９０が不要になる分、装置の簡素化、低コスト化が行える。

ここで、リアクトル８７および短絡素子８８の配置場所は、リアクトル８７を介して短絡素子８８が交流電源１を短絡する構成となるように配置できれば良い。したがって、図１３に示すように、単相整流器６６の交流側に配置する以外に、例えば、短絡素子８８だけを単相整流器６６の直流側に配置しても良く、さらに、リアクトル８７と短絡素子８８の両方を直流側に配置しても良い。このとき、短絡素子８８を直流側に配置する場合には、短絡素子８８は、片方向通電性の素子で構成しても良く、また、短絡素子８８と平滑コンデンサ６８との間には、短絡素子８８の動作時に平滑コンデンサ６８が短絡するのを防止する逆流防止用ダイオードを設けるようにする。

なお、三相電力変換装置にて説明したように、リアクトル８７は、インダクタンス値を大きく設定すると、装置自体が大型化する反面、高調波抑制能力を増大することができる。逆に、インダクタンス値を小さく設定すると、装置をコンパクトかつ低コストに構成できる反面、高調波抑制能力が低下する。したがって、単相電力変換装置の高調波抑制能力が所望レベルとなるようにリアクトル８７の値を選定することになる。

そして、図示はしないが、図１３に示す簡易スイッチング方式の回路構成において、入力電流や直流電圧フィードバック制御部等を追加することで、短絡素子を高周波で短絡制御する高周波スイッチング方式の単相電力変換装置を構成することができる。また、無変換方式の単相電力変換装置は、特に短絡素子を設けずに入力される交流電源をそのまま単相負荷に伝達するように構成される。この無変換方式の単相電力変換装置は、単相負荷が交流モータのように特に整流する必要がなく、高調波を抑制する必要もないような場合に選択される。

以上、単相電力変換装置として採用し得る方式として、三相電力変換装置と同様に、大別して、パッシブ方式、簡易スイッチング方式、高周波スイッチング方式、無変換方式の４方式を挙げたが、図２に示した構成手順にて説明したように、これらは一般に、高調波抑制能力およびコストは共に、高周波スイッチング方式＞簡易スイッチング方式＞パッシブ方式＞無変換方式の関係がある。したがって、単相電力変換装置も、三相電力変換装置と同様に、接続される単相負荷の高調波電流発生量や所望の高調波抑制能力、コスト等に応じて単相負荷毎に構成を選定し、図１４に示すように、システム全体として入力電流高調波成分を所定値まで抑制するように電力変換装置を構成すれば良い。

図１４は、システムの入力電流高調波成分を所定値以下に抑制する電力変換装置の具体的な構成例を示す図である。図１４において、電力利用システム２−３は、１台の三相負荷３と、３台の単相負荷４−１，４−２，４−３とを持つシステムである。三相負荷３に対しては、図６に示した簡易スイッチング方式の三相電力変換装置４０が選択されている。なお、三相電力変換装置４０では、要部のみを図示している。また、単相負荷４−１に対しては、図１３に示した簡易スイッチング方式の単相電力変換装置８６が選択されている。なお、単相電力変換装置８６では、要部のみを図示している。単相負荷４−２に対しては、図１０に示したパッシブ方式の単相電力変換装置６５が選択されている。そして、単相負荷４−３に対しては、無変換方式の単相電力変換装置９５が選択されている。

このように、実施の形態１によれば、三相４線式の交流電源に接続され、三相負荷と単相負荷とが混在する電力利用システムにおいて、システム全体として所望の高調波抑制能力に対して、三相電力変換装置と単相電力変換装置がそれぞれ分担する形で必要最小限の高調波抑制能力を有する電力変換装置を構成することができ、それに伴って、装置の過大化、不要なコストアップが削減できる。また、三相負荷に対しては安価な三相簡易スイッチング方式の三相電力変換装置を採用し、単相負荷および単相電力変換装置は低い耐圧の素子にて構成することができるので、システム全体の小型化、低コスト化が実現できる。

実施の形態２．
図１５は、この発明の実施の形態２である電力変換装置における三相電力変換装置の具体的な構成例（その３）を示す回路図である。なお、図１５では、図６に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

図１５に示すように、実施の形態２による三相電力変換装置１００は、図６に示した構成において、直列接続した２つの平滑コンデンサ４３，４４に代えて１つの平滑コンデンサ１０１が設けられ、三相整流器４２の負極端に接続される平滑コンデンサ１０１の他端（負極端）と交流電源中性点４７との間に、コンデンサ１０２が介在するように配置されている。なお、コンデンサ１０２の平滑コンデンサ１０１との接続では、図１５とは逆に、三相整流器４２の正極端に接続される平滑コンデンサ１０１の一端（正極端）に接続しても良い。すなわち、実施の形態２による三相電力変換装置１００は、図６に示した構成に対し、部品点数を削減した構成となっている。

次に、図１５〜図１８を参照して、以上のように構成される実施の形態２による三相電力変換装置１００の動作について説明する。なお、図１６は、図１５に示す三相電力変換装置の動作を説明する図である。図１７は、図１５に示す三相電力変換装置の各部の動作波形を示す図である。図１８は、図６と図１５とに示す三相電力変換装置において、交流電源中性点と直流電圧の中点（直流電圧端）とを接続するコンデンサの動作特性を比較した図である。

図１７では、三相交流電源１の相順をＬ１相，Ｌ２相，Ｌ３相とした場合、Ｌ１相の相電圧位相の０度を基準時刻にした相電圧、電源電圧検出回路４９、制御手段５０等の動作波形が示されている。図１６では、交流電源１に接続される三相整流器４２および短絡回路４６と、三相整流器４２の直流出力端間に設けられる平滑コンデンサ１０１と、三相整流器４２の負極端（直流電圧端）と短絡回路４６が形成する交流電源中性点との間に介在するコンデンサ１０２とが示され、動作時刻に対応した回路状態および電流経路の遷移状態が示されている。動作時刻（ｔ１〜ｔ２，ｔ２〜ｔ３，ｔ３〜ｔ６，ｔ６〜ｔ７，ｔ７〜ｔ１０）は、図１７に示す時刻に対応している。なお、図１６において、交流電源１の相順は、図１５に示すように、上から順にＬ１相、Ｌ２相、Ｌ３相である。

まず、各部の動作波形について説明する。図１７において、波形（ａ）は、三相交流電源１のＬ１相，Ｌ２相，Ｌ３相の各相電圧の波形である。波形（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、それぞれ、電源電圧検出回路４９が発生するＬ１相電圧ゼロクロス信号、Ｌ２相電圧ゼロクロス信号、Ｌ３相電圧ゼロクロス信号である。それぞれ、相電圧の半周期を１周期とし、相電圧の半周期の間はある傾きを有して直線状に上昇し、次の半周期への変化点、つまりゼロクロス点で急峻に立ち下がる鋸歯状波形である。各信号の立ち下がりにて相電圧ゼロクロス点が検知できる。

また、波形（ｅ）（ｆ）（ｇ）は、それぞれ、制御手段５０が、Ｌ１相に接続された短絡素子Ｓ１、Ｌ２相に接続された短絡素子Ｓ２、Ｌ３相に接続された短絡素子Ｓ３に与える制御指令である。各制御指令は、検知した相電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間ｔｄを置いてＨレベルに立ち上がり、第二の遅延時間ｔｏｎの間だけＨレベルを維持した後にＬレベルに立ち下がり、以降、次の相電圧ゼロクロス点の検知までＬレベルを維持する信号である。対応する短絡素子は、制御指令がＨレベルに立ち上がるとき閉路動作を行い、Ｌレベルに立ち下がるとき開路動作を行うようになっている。波形（ｈ）では、実線がＬ１相を流れる相電流波形を示し、破線が短絡回路４６の開閉に伴ってコンデンサ１０２を流れる電流波形を示し、リアクトル５９またはコンデンサ１０２に図１５中の左側から流れ込む方向を電流の正方向としている。

次に、図１６において、回路状態（ａ）：動作時刻ｔ１〜ｔ２では、短絡回路４６の３短絡素子が全てオフとなっている。したがって、この時刻領域では、交流電源１、リアクトル５９、三相整流器４２、平滑コンデンサ１０１で構成された一般的な三相全波整流回路であるので、Ｌ１相電圧が０Ｖのときには、電流はＬ３相→三相整流器４２→平滑コンデンサ１０１→三相整流器４２→Ｌ２相の経路で流れ、Ｌ１相には流れない。

回路状態（ｂ）：動作時刻ｔ２〜ｔ３では、Ｌ１相電圧ゼロクロス点からある遅延時間ｔｄ（図１７参照）の後、制御手段５０は、短絡回路４６のＬ１相に接続された短絡素子Ｓ１だけを閉じるように制御する。このようにすることでＬ３相→三相整流器４２→平滑コンデンサ１０１→三相整流器４２→Ｌ２相の経路で電流（イ）が流れるとともに、Ｌ１相→リアクトル５９→短絡回路４６→コンデンサ１０２→三相整流器４２→Ｌ２相の経路でスイッチング電流（ロ）が流れ、コンデンサ１０２が充電される。これによって、各相に電流を流すことができ、三相整流における不通流領域がなくなる。

回路状態（ｃ）：動作時刻（ｃ）ｔ３〜ｔ６では、時間が経過し、Ｌ１相電圧が増加するに従い、回路状態（ｂ）においてＬ３相からＬ２相に向かって流れていた電流は、Ｌ１相からＬ２相に向かって流れるようになる。コンデンサ１０２は、予めこの流れが変わるのに要する時間までに充電が完了する容量に設定してある。つまり、コンデンサ１０２の容量Ｃｋは平滑コンデンサ１０１の容量Ｃｆの数十〜数百分の一程度としている。制御手段５０は、コンデンサ１０２の充電完了時間経過後に、短絡素子Ｓ１を開にする。したがって、コンデンサ１０２の充電が完了すると、スイッチング電流（ロ）は流れなくなる。

回路状態（ｄ）：動作時刻ｔ６〜ｔ７では、Ｌ３相電圧が０Ｖ付近であり、各相電圧の関係によってＬ３相には電流が流れなくなっている。したがって、制御手段５０は、短絡回路４６のＬ３相に接続された短絡素子Ｓ３を閉じるように制御し、上記と同様に、Ｌ１相→三相整流器４２→平滑コンデンサ１０１→三相整流器４２→Ｌ２相の経路で電流（ハ）が流れるとともに、Ｌ１相→リアクトル５９→三相整流器４２→平滑コンデンサ１０１→コンデンサ１０２→短絡回路４６→Ｌ３相の経路でスイッチング電流（ニ）が流れ、三相整流における不通流領域がなくなる。このスイッチング電流（ニ）は、スイッチング電流（ロ）が流れている状態にてコンデンサ１０２に蓄えられた電荷が放電してしまうまで流れ続ける。

回路状態（ｅ）：動作時刻ｔ７〜ｔ１０では、時間が経過し、コンデンサ１０２の放電に伴ってスイッチング電流（ニ）が流れなくなる。このとき、Ｌ３相電圧が負側に増加するのに従い、Ｌ１相からＬ２相に向かって流れていた電流は減少し、Ｌ１相からＬ３相に向かって流れるようになり、Ｌ２相は不通流領域となる。

上記の状態遷移において、回路状態（ｂ）から回路状態（ｃ）への移行では、予め設定されている遅延時間やコンデンサ１０２の容量によっては、回路状態（ｂ）と回路状態（ｃ）との間に、本来は、図１７に示す時刻ｔ３〜ｔ４のように、短絡回路４６が３短絡素子の全てが開状態であるべきであるのに、短絡回路４６のＬ１相に接続されている短絡素子が閉している状態もあり得る。図１６では説明図を略したが、このような場合でも充放電が完了したコンデンサ１０２が短絡回路４６の３短絡素子全てが開状態にあるのと同等の作用を行うことができる。このことは、回路状態（ｄ）から回路状態（ｅ）への移行についても同様である。

以上は、Ｌ１相の電圧位相が０度から約２π／３までの動作を表しているが、これ以降は、不通流区間のＬ２相に接続された短絡素子Ｓ２の制御に移行する。そして、このような動作を三相繰り返すことで、電源一周期が構成され、図１７（ｈ）に示すように相電流を正弦波に近い形状とすることができる。

この一連動作において特徴的な点は、コンデンサ１０２の充放電電流経路である。コンデンサ１０２を充電する際には平滑コンデンサ１０１を経由せず、放電する際に平滑コンデンサ１０１を経由する。このコンデンサ充放電経路の差異によって、特に偶数次高調波の発生が懸念される。しかし、コンデンサ１０２の容量をＣｋ、平滑コンデンサ１０１の容量をＣｆとし、電流経路中の合成キャパシタンスＣを考えると、コンデンサ１０２を充電する場合は、Ｃ＝Ｃｋである。また、コンデンサ１０２が放電する場合は、Ｃ＝Ｃｋ／（１＋（Ｃｋ／Ｃｆ））である。前述した通り、Ｃｋ≪Ｃｆとなるように設定しているので、Ｃ≒Ｃｋとなる。したがって、充放電経路差によるアンバランスの影響は、問題にならない程度に微小であるので、実質上、図６と同等の入力電流高調波成分抑制能力、電源力率改善能力を有する。

この実施の形態２（図１５）と図６との回路特性上の相違点として２点が挙げられる。第１点は、上述した電流経路であり、第２点は、コンデンサ１０２の印加電圧である。次に、これについて図１８を参照して説明する。図１８（ａ）は、この実施の形態２によるコンデンサ１０２に印加される電圧Ｖｃｋの波形を表し、図１８（ｂ）は、図６に示したコンデンサ４８に印加される電圧Ｖｃｋの波形を表している。

図６に示す回路では、短絡回路４６の３短絡素子Ｓ１〜Ｓ３における各スイッチング毎に、コンデンサ４６は、中点４５から交流電源中性点４７に向かう電流と交流電源中性点４７から中点４５に向かう電流とによって充電される。したがって、三相整流器４２の両出力端子間の直流電圧をＶｄｃとすると、コンデンサ４６には、図１８（ｂ）に示すように、Ｖｄｃ／２の交流電圧が印加される。一方、図１５に示す回路では、コンデンサ１０２の一端（図中右側端）は、三相整流器４２の直流出力端子の負極端に接続されているので、コンデンサ１０２の両端子間が０Ｖになることはあっても、右側端が左側端よりも高い電位になることはなく、図１８（ａ）に示すように、正極性の電圧しか印加されない。したがって、図６に示す回路では、フィルムコンデンサのように対称性の容量性素子が必要であるのに対し、図１５に示す回路では、アルミ電解コンデンサのように非対称性の安価な容量性素子を適用することもできる。

つまり、この実施の形態２によれば、回路コストの低減を実現することができる。また、この実施の形態２では、直流電圧の中点を形成する必要がなく、つまり、三相整流器４２の出力端子間に２個の平滑コンデンサを直列接続して構成する必要がなく、１個の平滑コンデンサにて実現することができる。したがって、図６に示す回路よりも小型かつ低コストな構成にて三相電力変換装置を構成することができる。そして、この実施の形態２においても、コンデンサ１０２による電磁騒音抑制効果、スイッチングノイズ抑制効果、直流電圧昇圧効果を実施の形態１（図６）同様に得ることが可能である。

また、図６での説明と同様に、負荷変動に応じて、コンデンサ１０２の容量を可変できるように構成しても良く、またスイッチングを電源半周期に複数回行っても良い。さらに、高負荷領域では、コンデンサ１０２の充電完了後に短絡回路４６を開とし、低負荷領域付近ではコンデンサ１０２の充電完了前に開とするよう制御手法を組み合わせても良い。このようにすれば、安価なスイッチング制御により全負荷領域に渡って、低騒音、低ノイズで、かつ、高い高調波抑制能力を有する三相電力変換装置を得ることができる。但し、コンデンサ１０２による短絡回路４６のターンオフに伴う電磁騒音抑制効果、スイッチングノイズ抑制効果、スイッチング毎に発生する電流経路非対称による偶数次高調波の抑制効果を特に必要としないような場合は、コンデンサ１０２を省いて構成すれば良い。

なお、図１５では、コンデンサ１０２は、三相整流器４２の負極出力端に接続したが、正極出力端に接続しても良い。さらに、コンデンサ１０２を三相整流器４２の出力端に接続せず、三相整流器４２の出力端子間に直列接続した２個のスイッチ素子の接続点にコンデンサ１０２を接続し、コンデンサ１０２の充放電周期に合わせて、前記２個のスイッチ素子を交互に開閉動作させるように構成しても良い。これによっても、前記経路の非対称を抑制することも可能であるので、部品点数は増加するが同様以上の効果を得ることができる。なお、この場合もコンデンサ１０２による電磁騒音抑制効果、スイッチングノイズ抑制効果を要求しないような場合は、省略して構成しても良いことは言うまでもない。

実施の形態３．
図１９は、この発明の実施の形態３である電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１９において、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−２が、１台の三相負荷３と、３台の単相負荷４−１，４−２，４−３とを持つ場合に、電力変換装置５−４は、図４に示す電力変換装置５−１と同様に、負荷と１対１対応に、１台の三相電力変換装置６と、３台の単相電力変換装置７−１，７−２，７−３とで構成され、各負荷入力電流の合算、すなわちシステムの入力電流高調波成分を所定値まで抑制するようになっているが、３台の単相電力変換装置７−１，７−２，７−３への電力供給方式が図４に示す電力変換装置５−１とは異なっている。

すなわち、単相電力変換装置７−１は、交流電源１の中性線と交流電源１のＬ１相との間の単相電圧が供給されている。単相電力変換装置７−２は、交流電源１の中性線と交流電源１のＬ２相との間の単相電圧が供給されている。単相電力変換装置７−３は、交流電源１の中性線と交流電源１のＬ３相との間の単相電圧が供給されている。

このように、３台の単相電力変換装置７−１，７−２，７−３への電力供給に用いる交流電源１の特定相を単相電力変換装置毎に異なる相とすれば、交流電源１の各相間でのシステム入力電流アンバランスが抑制でき、実施の形態１において、特定相（例えばＬ３相）から発生していた高調波電流を他の相（Ｌ１相、Ｌ２相）に分散することができる。その結果、図３に示すＩＥＣ高調波規制のように全相に対して高調波抑制レベルを設定する場合に、電力変換装置５−４は、より低い高調波抑制能力の三相電力変換装置６及び単相電力変換装置７−１，７−２，７−３にて規制に適合するように構成することができ、装置の小型化、低コスト化を実現することができる。

具体例を挙げて説明する。例えば、ＩＥＣ高調波規制限度値が１．１４Ａ（図３参照）である５次高調波電流が、単相電力変換装置７−１，７−２，７−３において、共に０．２Ａ流れていたとする。この場合、実施の形態１のように、単相電力変換装置７−１，７−２，７−３を同じＬ３相に接続すると、Ｌ３相の５次高調波電流は０．６Ａとなるので、高調波規制に適合する電力変換装置を得るには、三相電力変換装置６は、それに流れる５次高調波電流を規制値１．１４Ａから単相電力変換装置７−１，７−２，７−３での５次成分０．６Ａだけ引いた０．５４Ａ以下まで抑制する高調波抑制能力を有しなければならず、高調波抑制用のリアクトルの過大化や方式再選定する必要がある。また、この場合、Ｌ１相およびＬ２相に対しては、０．６Ａの余裕がある状態となるので、過剰スペックとなる。

一方、この実施の形態３のように、単相電力変換装置７−１，７−２，７−３を異なる相に接続すると、５次高調波電流は全相共に０．２Ａとなるので、高調波規制に適合する電力変換装置を得るには、三相電力変換装置６は、それに流れる５次高調波電流を規制値１．１４Ａから単相電力変換装置７−１，７−２，７−３での５次成分０．２Ａだけ引いた０．９４Ａ以下まで抑制する程度の高調波抑制能力があれば良い。また、上記したある相（Ｌ１相、Ｌ２相）のみが過剰スペックになるという状態を避けることができる。したがって、実施の形態１よりも安価な構成となり、装置の小型化、低コスト化を実現することが可能となる。

なお、図１９では、理解を容易にするため、３台の単相電力変換装置７−１，７−２，７−３は、全て異なる相から電力供給するよう説明したが、必ずしも全てを異なる相に接続する必要はなく、例えば、単相電力変換装置７−１のみＬ１相、他の単相電力装置７２，７−３は、Ｌ３相に接続するように構成しても良い。また、単相負荷が４台以上である場合にはそれに伴い単相電力変換装置の数も４台を越えるので、この場合には、ある相に接続する個数が異なるよう接続すれば良い。要するに、交流電源１の特定相のみを使用するのではなく、各相の電流高調波成分ができるだけバランスするように、適宜に３相を使用するようにすれば良い。
実施の形態４．
図２０と図２１は、この発明の実施の形態４である電力変換装置における単相電力変換装置の具体的な構成例を示す回路図である。上記実施の形態３では、各単相電力変換装置を異なる相に接続して各相電流のアンバランスを抑制する構成例を示したが、この実施の形態４では、各単相電力変換装置が交流電源１の各相からバランス良く電力供給を受ける構成例が示されている。

図２０において、直流電圧を必要とするタイプの単相負荷７０にその直流電圧を供給する単相電力変換装置１０５は、交流電源１の各相にその陽極が接続され、陰極が共通接続されたダイオードＤ１〜Ｄ３からなる三相半波整流回路１０６と、ダイオードＤ１〜Ｄ３の陰極同士の共通接続端に一端が接続されたリアクトル１０７と、リアクトル１０７の他端と交流電源１の中性線との間に接続された平滑コンデンサ１０８とで構成され、交流電源１の各相電圧の正極性を整流して直流電圧を得るようになっている。
また、図２１において、直流電圧を必要とするタイプの単相負荷７０にその直流電圧を供給する単相電力変換装置１１０は、交流電源１の各相にその陰極が接続され、陽極が共通接続されたダイオードＤ４〜Ｄ６からなる三相半波整流回路１１１と、交流電源１の中性線に一端が接続されるリアクトル１１２と、ダイオードＤ４〜Ｄ６の陽極同士の共通接続端とリアクトル１１２の他端との間に接続された平滑コンデンサ１１３とで構成され、交流電源１の各相電圧の負極性を整流して直流電圧を得るようになっている。
このように構成することで、単相電力変換装置１０５は、交流電源１の全相の相電圧からバランスよく電力供給されるようになるので、各相間の入力電流アンバランスを抑制することができ、実施の形態３と同様に、装置の小型化、低コスト化を実現することができるが、各相間の入力電流アンバランスを抑制することに関しては、実施の形態３よりも効果的である。

すなわち、実施の形態３では、システムを構成する単相負荷の個数や運転状態さらに交流電源１への接続状況によっては、交流電源の各相入力電流をバランスよく配分することができない場合がある。それに対し、この実施の形態４では、各単相負荷はそれぞれ交流電源１の全相から電力供給されるようになるので、単相負荷の個数や運転状態に関係なく、交流電源１の各相入力電流を実施の形態３よりもバランスよく配分することができる。

但し、図２０に示す構成では交流電源１の負極性では電力の供給がないので、また図２１に示す構成では交流電源の正極性では電力の供給がないので、それぞれ、正負両極性間で電流のアンバランスが生じ、偶数次高調波を多少発生する場合がある。

次に、図２２は、図２０と図２１とに示す単相電力変換装置を適用した電力変換装置の構成例を示す回路図である。図２２では、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−４が、１台の三相負荷３と、２台の単相負荷４−１，４−２とを持つ場合に、電力変換装置５−５は、三相負荷３に対しては三相変換装置６を設け、２台の単相負荷４−１，４−２に対しては、図２０と図２１とに示す単相電力変換装置１０５，１１０を設け、各負荷入力電流の合算、すなわちシステムの入力電流の高調波成分を所定値まで抑制するようになっている。

このように、交流電源１の各相電圧の正極性を直流変換する単相電力変換装置１０５と各相電圧の負極性を直流変換する単相電力変換装置１１０とを一緒に使用し、単相負荷をバランスよく配置すれば、交流電源１の正負両極性間の電流アンバランスが抑制でき、単相電力変換装置１０５と単相電力変換装置１１０の一方のみ使用するよりも偶数次高調波が抑制できるようになる。

なお、図２２において、リアクトル１０７，１１２の機能を同一素子に持たせるように図中接続点Ａと交流電源１の中性線上に１つのリアクトルを配置しても良い。このようにすることで、リアクトル１０７，１１２を省略することができ、低コスト化が図れる。

実施の形態５．
図２３は、この発明の実施の形態５である電力変換装置の構成を示す回路図である。図２３において、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−５が、１台の三相負荷３と、位相制御にて駆動する１台の単相負荷４とを持つ場合に、電力変換装置５−６は、三相負荷３に対しては三相変換装置６を設け、単相負荷４に対しては単相電力変換装置１１５を設け、各負荷入力電流の合算、すなわちシステムの入力電流の高調波成分を所定値まで抑制するようになっている。

単相電力変換装置１１５は、交流電源１の各相にその一端が接続され、他端は交流電源１の中性点を形成するように接続された短絡素子ＴＲ１〜ＴＲ３と、短絡素子ＴＲ１〜ＴＲ３を制御する位相制御手段１１６とを備える。短絡素子ＴＲ１〜ＴＲ３は、双方向通電性の短絡素子であり、例えば、トライアック、ダイオードと片方向通電性短絡素子を組み合わせたもの等である。また、位相制御回路１１６は、単相負荷４への通電位相が電力利用システム２−５の運転状態に適するように短絡素子ＴＲ１〜ＴＲ３の点弧角を制御する。このとき、交流電源１の全ての相電圧からバランス良く単相負荷４に電力供給するように短絡素子ＴＲ１〜ＴＲ３の各点弧角を制御するようになっている。

ここで、この実施の形態５の意義について説明する。単相負荷４が交流モータの場合、実施の形態４では、単相負荷４が直流を交流に変換するインバータを備えるとして、単相電力変換装置は、交流電源１を１度直流に変換する構成として説明した。換言すると、単相電力変換装置が、実施の形態４に示すように、交流電源１を１度直流に変換する構成であると、単相負荷４では、インバータが必要となるのでコストアップとなる。

そこで、単相負荷４のコストアップを避ける観点から、単相負荷４はインバータを持たず交流モータのみの構成とし、単相電力変換装置を交流電源１のある相電圧（例えばＬ１相）をそのまま交流モータに伝達する無変換方式でとすることを考える。しかし、この場合は、交流モータは駆動できるが、一定速度でしか駆動できない。これに対し、この実施の形態５では、交流モータに電力供給する通電位相を制御する位相制御方式を導入するので、単相負荷４に余分な構成を要求することなく簡単に交流モータを速度変更することができる。

そして、位相制御方式を採用する場合、交流電源の特定相（例えばＬ１相）のみを対象とすると、交流モータへの入力電流は、供給されるＬ１相の電圧波形に対して歪みを発生し、高調波成分を含むようになるので、Ｌ１相のみ交流モータの分だけ高調波を多く含むようになる。これを防止するため、実施の形態５では、交流電源１の各相から電力供給を受けてバランス良く位相制御するように構成し、単相負荷分の高調波電流を交流電源１の各相に分散できるようにしている。したがって、単相負荷が交流モータの場合にも安価な構成で、各相電流のアンバランス緩和による過剰スペックの抑制、装置の小型化、低コスト化といった効果を得ることができる。

以上のように、この実施の形態５では、無変換方式の単相電力変換装置の構成例を示すが、この実施の形態５による単相電力変換装置１１５は、位相制御方式を採用するので、次のような優れた効果が得られる。すなわち、単相電力変換装置１１５の位相制御において、三相電力変換装置６での高調波電流値が所定値に対して多くなる次数が発生するような点弧角領域は不使用領域とすることができるので、三相電力変換装置６をより安価な構成とすることができる。

例えば、高調波抑制目標値である所定値をＩＥＣ高調波規制値とすると、三相電力変換装置６では、５次高調波が抑制し難いが、５次高調波電流がＩＥＣ高調波規制値（５次＝１．１４Ａ、図３参照）に対して１．０Ａ発生しているとし、さらに、単相電力変換装置１１５の位相制御では、点弧角１２０度±１０度の領域において５次高調波が０．１Ａ以上発生するとした場合、前記のように、点弧角１１０度〜１３０度を不使用領域とすることで、三相電力変換装置６の高調波抑制能力を向上することなく、安価に高調波規制に適合する電力変換装置を得ることができる。

なお、図２３では、交流電源１の各相から電力供給を受けてバランス良く位相制御するように説明したが、他の単相電力変換装置との兼ね合いによって、三相交流電源のある２相、または特定の１相から電力供給を受けて位相制御するように構成しても良い。つまり、システムを構成する三相負荷および単相負荷の状況に応じて、臨機応変にその構成を選定することで、小型かつ低コストな電力変換装置が得られる。

実施の形態６．
図２４は、この発明の実施の形態６である電力変換装置の構成を示す回路図である。図２４において、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−５が、１台の三相負荷３と、位相制御にて駆動する１台の単相負荷４とを持つ場合に、電力変換装置５−７は、三相負荷３に対しては三相変換装置６を設け、単相負荷４に対しては単相電力変換装置１２０を設け、各負荷入力電流の合算、すなわちシステムの入力電流の高調波成分を所定値まで抑制するようになっている。

単相負荷４は、主巻線１１７および補助巻線１１８を有する交流モータである。単相電力変換装置１２０は、単相負荷４の主巻線１１７のみの通電位相を制御するよう主巻線１１７と直列にかつ補助巻線１１８と並列に短絡素子ＴＲ４を設け、また、単相負荷４に電力供給するか否かを切り換える単相負荷運転スイッチ１２１を交流電源１と単相負荷４との間に設け、短絡素子ＴＲ４と単相負荷運転スイッチ１２１とを制御する通電制御手段１２２が設けられている。

すなわち、この実施の形態６では、実施の形態５と同様に無変換方式に位相制御を導入した単相電力変換装置の構成例を示すが、その位相制御方式として実施の形態５とは異なり、交流電源の１相から電力供給を受けて位相制御を行うようにしている。

短絡素子ＴＲ４は、通電制御手段１２２によって点弧角が制御されて交流モータである単相負荷４を位相制御駆動する。このとき、交流モータの主巻線１１７の通電位相のみを制御するので、短絡素子ＴＲ４を開いた時でも補助巻線１１８を介して相電流を流すことができ、短絡素子ＴＲ４の開閉に伴う相電流波形歪みを緩和して単相負荷４で発生する高調波電流を抑制することができる。そして、短絡素子ＴＲ４を開いても交流モータへの電力供給は継続されてしまうので、交流モータへの電力を遮断し、完全に停止する場合には通電制御手段１２２により単相負荷運転スイッチ７１を開くように制御するとしている。

なお、単相電力変換装置１２０は、単相負荷４の主巻線１１７にはＬ１相から電力を供給し、補助巻線１１８にはＬ２相から電力を供給して三相交流電源１のある２相にて入力電流のアンバランスを抑制するように構成しても良い。

実施の形態７．
図２５は、この発明の実施の形態７である電力変換装置の構成を示す回路図である。図２５に示すように、この実施の形態７では、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−４が、１台の三相負荷１２４と２台の単相負荷１２５，１２６とを持つ場合に、電力変換装置５−８を実施の形態１（図６）に示した三相電力変換装置４０にて構成し、三相電力変換装置４０から１台の三相負荷１２４と２台の単相負荷１２５，１２６とにそれぞれ電力供給を行う場合の構成例（その１）が示されている。

すなわち、実施の形態１（図６）に示した三相電力変換装置４０は、前述したように、三相電力変換装置４０は、制御手段５０が、電源電圧検出回路４９からの相電圧ゼロクロス信号を動作基準として短絡回路４６をそれぞれ電源半周期に１回ずつ動作するよう制御することで、一般的な三相全波整流回路では相電流が不通流となる区間に強制的に短絡電流を流し、相電流通流角の拡大、入力電流高調波成分の抑制、電源力率の改善を行うことができる。

実施の形態７による電力変換装置５−８は、この三相電力変換装置４０において、三相負荷１２４が、直列接続した２つの平滑コンデンサ４３，４４からなる直列回路の両端に接続されている。そして、一方の単相負荷１２５が一方の平滑コンデンサ４３の両端に接続され、他方の単相負荷１２６は他方の平滑コンデンサ４４の両端に接続されている。ここで、三相負荷１２４は、図６に示した三相負荷２０において、インバータ制御手段２３に代えて、負荷制御手段２５が設けられている。この負荷制御手段２５は、インバータ２２の他に２台の単相負荷１２５，１２６の運転を制御する機能を持ち、三相電力変換装置４０の制御手段５０は負荷制御手段２５から負荷情報を取得するようになっている。

実施の形態７による電力変換装置５−８では、電源半周期に１回の短絡動作という安価かつ簡易な構成の三相簡易スイッチング方式を持つ三相電力変換装置４０によって三相負荷１２４だけでなく単相負荷１２５，１２６での高調波電流分も抑制することができ、システムの入力電流の高調波成分を所定値まで抑制することができる。そして、三相電力変換装置４０以外に他の実施の形態にて示した単相電力変換装置を設ける必要がないので、より小型化、低コスト化を実現する電力変換装置が得られる。

また、単相負荷１２５，１２６は、それぞれ、三相整流器４２の直流出力端間に直列接続して配置された２個の平滑コンデンサ４３，４４のうちの１個の両端電圧、すなわち、三相整流器４２の出力直流電圧の１／２の電圧による電力供給を受けるので、単相負荷１２５，１２６を低い耐圧の素子にて構成することができる。

実施の形態８．
図２６は、この発明の実施の形態８である電力変換装置の構成を示す回路図である。図２６に示すように、この実施の形態８では、三相４線式の交流電源１に接続される電力利用システム２−５が、１台の三相負荷１２７と１台の単相負荷１２８とを持つ場合に、電力変換装置５−９を例えば実施の形態１（図６）に示した三相電力変換装置４０にて構成し、三相電力変換装置４０から１台の三相負荷１２７と１台の単相負荷１２８とにそれぞれ電力供給を行う場合の構成例（その２）が示されている。

すなわち、実施の形態１（図６）に示した三相電力変換装置４０は、前述したように、三相電力変換装置４０は、制御手段５０が、電源電圧検出回路４９からの相電圧ゼロクロス信号を動作基準として短絡回路４６をそれぞれ電源半周期に１回ずつ動作するよう制御することで、一般的な三相全波整流回路では相電流が不通流となる区間に強制的に短絡電流を流し、相電流通流角の拡大、入力電流高調波成分の抑制、電源力率の改善を行うことができる。

実施の形態８による電力変換装置５−９は、この三相電力変換装置４０において、三相負荷１２７が、直列接続した２つの平滑コンデンサ４３，４４からなる直列回路の両端に接続されている。そして、単相負荷１２８が、交流電源中性点４７と直流側中点４５との間に挿入したコンデンサ４８の両端に接続されている。ここで、三相負荷１２７は、図６に示した三相負荷２０において、インバータ制御手段２３に代えて、負荷制御手段２６が設けられている。この負荷制御手段２６は、インバータ２２の他に単相負荷１２８の運転を制御する機能を持ち、三相電力変換装置４０の制御手段５０は負荷制御手段２６から負荷情報を取得するようになっている。

実施の形態８による電力変換装置５−９では、電源半周期に１回の短絡動作という安価かつ簡易な構成の三相簡易スイッチング方式を持つ三相電力変換装置４０によって三相負荷１２７だけでなく単相負荷１２８での高調波電流分も抑制することができ、システムの入力電流の高調波成分を所定値まで抑制することができる。そして、三相電力変換装置４０以外に他の実施の形態にて示した単相電力変換装置を設ける必要がないので、より小型化、低コスト化を実現する電力変換装置が得られる。なお、実施の形態２（図１５）に示した三相電力変換装置１００も同様に適用できることは言うまでもない。

ここで、短絡回路４６を構成する短絡素子Ｓ１〜Ｓ３をそれぞれ電源半周期に１回開閉した場合、短絡素子Ｓ１〜Ｓ３それぞれの短絡動作に伴い、交流電源中性点４７と直流側中点４５との間に挿入したコンデンサ４８には、図７（ｈ）に破線で示したように、電源周波数の３倍の周波数の交流電流が流れる。つまり、この実施の形態８では、この交流電流を利用して単相負荷１２８に電力供給を行うようにしている。そして、コンデンサ４８の両端に現れる交流電圧のレベルは、以下に説明するように、実施の形態７にて説明した平滑コンデンサ４３，４４の個々の両端電圧とほぼ同程度であるので、単相負荷１２８を低い耐圧の素子にて構成することができる。

すなわち、コンデンサ４８の両端に現れる交流電圧のレベルは、次のようになっている。平滑コンデンサ４４の陰極を基準電位０［Ｖ］とし、これに対し平滑コンデンサ４３の陽極をＶｄｃ［Ｖ］とすると、コンデンサ４８の直流中点４５側の電位はＶｄｃ／２となる。一方、コンデンサ４８の交流電源中性点４７側の電位は、短絡回路４６の閉動作に伴って充放電する電荷量によって決まり、最大値としては、短絡回路４６および三相整流器４２を介して平滑コンデンサ４３の陽極と同電位となる状態、すなわちＶｄｃ［Ｖ］となる。また、最小値としては、短絡回路４６および三相整流器４２を介して平滑コンデンサ４４の陰極と同電位となる状態、すなわち０［Ｖ］となる。故に、コンデンサ４８の両端の電位差は、−Ｖｄｃ／２〜Ｖｄｃ／２となる。但し、簡易的に説明するため、微少に発生する三相整流器４２および短絡回路４６での電圧降下分は無視している。このように、この実施の形態８では、単相負荷１２８に最大でも、平滑コンデンサ４３，４４の個々の両端電圧である｜Ｖｄｃ／２｜の電圧しか印加しないので、単相負荷１２８を低い耐圧の素子にて構成することができる。

そして、前記実施の形態７では、直流電圧１２５，１２６を単相負荷に供給する形式であるので、単相負荷１２５，１２６が交流モータの場合には、単相負荷１２５，１２６では、さらに交流に変換するインバータが必要となる。それに対し、この実施の形態８によれば、交流電圧を単相負荷１２８に供給できるので、単相負荷１２８が交流モータの場合には、単相負荷１２８のコストアップを避けることのできる電力変換装置を構成することができる。逆に、この実施の形態８によれば、単相負荷１２８が直流電圧によって駆動するような場合には、単相負荷１２８では、直流への変換回路が必要となるので、実施の形態７よりもコストアップとなる。

要するに、単相負荷の形態が直流タイプであるか交流タイプであるかに応じて、実施の形態７の形式とこの実施の形態８の形式とを使い分けるようにすれば良い。そして、実施の形態７の形式とこの実施の形態８の形式とを併用すれば、１台の交流負荷と直流タイプの単相負荷２台と直流タイプの単相負荷１台とを収容できる電力変換装置が得られる。

実施の形態９．
図２７は、この発明の実施の形態９である電力変換装置の構成を示す回路図である。図２７に示すように、この実施の形態９では、三相４線式の交流電源１に接続され、１台の三相負荷１３０と３台の単相負荷１３１，１３２，１３３とを持つ電力利用システム２−３の具体例として、三相負荷１３０である圧縮機と、単相負荷１３１，１３２，１３３である制御電源、室外送風機、室内送風機を備える空気調和機を取り上げて説明する。つまり、図２７では、空気調和機の基本構成に対する適用例を示している。

この空気調和機２−３に適用する電力変換装置５−１０は、三相負荷１３０である圧縮機に対して、例えば実施の形態１（図６）に示した三相簡易スイッチング方式の三相電力変換装置４０を用意し、単相負荷１３１，１３２である制御電源、室外送風機に対して、例えば共有する形で実施の形態１（図１０）に示した短絡素子を有しないパッシブ方式の単相電力変換装置６５を用意し、単相負荷１３３である室内送風機に対して、例えば実施の形態６（図２４）に示した無変換方式に位相制御機能を追加した単相電力変換装置１２０を用意した構成となっている。

圧縮機１３０には、三相電力変換装置４０が三相交流電源１の三相電圧を変換した直流電圧、すなわち直列接続した平滑コンデンサ４３，４４の直列回路の両端電圧が供給される。制御電源１３１と室外送風機１３２は、交流電源１の例えばＬ３相と中性線間の相電圧を直流変換する単相電力変換装置６５の平滑コンデンサ６８の両端電圧が共通に供給される。室内送風機１３３には、交流電源１の例えばＬ３相と中性線間の相電圧を位相制御して出力する単相電力変換装置１２０から位相制御された交流電圧が供給される。これによって、電力変換装置５−１０は、空気調和機２−３の入力電流の高調波成分を所定値まで抑制することができる。

図２７では、室外送風機１３２は、インバータを備えるとして、単相電力変換装置６５を用意したが、先に説明した単相電力変換装置７５，８０，８６等も適用でき、またインバータを備えない場合は、無変換方式の単相電力変換装置（単相電力変換装置１１５，１２０）を用意すれば良い。室内送風機１３３についても同様である。三相電力変換装置についても、三相電力変換装置５５，１００も同様に適用できることは言うまでもない。

また、室外送風機１３２や室内送風機１３３が複数のファンモータを有する場合には、各々を分離して異なる単相負荷とみなし、適切な単相電力変換装置や接続関係を選択して、電力変換装置を構成すれば良い。複数の室内機を有するマルチタイプの空気調和機でも同様の手法で電力変換装置を構成することができる。

この発明の電力変換装置を複数の電気負荷よって構成される空気調和機に適用する場合に、高調波抑制目標値である所定値をＩＥＣ高調波規制クラスＡの限度値とすれば、ＩＥＣ高調波規制に適合する安価な電力変換装置を得ることができるようになり、省エネルギーとして知られるインバータ機種の普及に貢献することができる。

実施の形態１０．
図２８は、この発明の実施の形態１０である電力変換装置における単相電力変換装置の構成例（その７）を示す回路図である。なお、この実施に形態１０は、理解を容易にするため、単相電力変換装置に限定する形で説明するが、その内容は三相電力変換装置にも同様に適用できるものである。つまり、この実施の形態１０は、三相電力変換装置の具体的な構成例（その３）でもある。

実施の形態１〜９に記載の電力変換装置において、三相電力変換装置および単相電力変換装置は、入力電流の通流角を拡大するためにリアクトルを有するが、このリアクトルのインダクタンスを可変できるように構成することで、システムの入力電流が少ない領域での回路効率、電源力率を向上する電力変換装置を得ることができる。

すなわち、三相電力変換装置や単相電力変換装置で用いられるリアクトルのインダクタンスＬは、リアクトルを構成するコアの透磁率をμ、コアの断面積をＳ、巻線の単位長さ辺りの巻き数をｎ、巻幅をｄとすると、Ｌ＝μｎ^２ｄＳで与えられる。ここで、μはコアの材質によって決まる定数であり、通常、巻き数ｎ、巻幅ｄ、コアの断面積Ｓの何れかを大きくすることで、大きなインダクタンス値のリアクトルを形成する。しかし、これらを大きくすると、リアクトル巻線の長さは長くなって巻線抵抗Ｒが大きくなり、Ｉをリアクトルを流れる電流とすると、ＲＩ^２で与えられるリアクトル銅損、すなわちリアクトルでの損失が増大する。つまり、インダクタンスＬが大きいほど、入力電流の通流角を拡大して高調波抑制能力が高くできる反面、回路損失も大きくなる。

ここで、リアクトルのインダクタンス値Ｌは、所望の高調波抑制能力が得られるように選定するものであるが、実施の形態１〜９での説明では、ＩＥＣ高調波規制クラスＡの限度値（図３参照）のように全負荷領域に渡ってある所定値まで高調波電流値を抑制する場合には、通常、入力電流が多く、高調波電流を多く発生する最大負荷状態にて規制を満たすようにインダクタンス値Ｌを設計し、入力電流が少なく、高調波電流をあまり発生しない低負荷領域においても、このインダクタンス値Ｌを同様に使用していた。そのため、低負荷領域では、発生する高調波電流値は、所定値に対してマージンがある状態となり、このマージンの分だけ無駄な損失となっていた。

ところで、システムの運転状態を考えた場合、空気調和機や冷蔵庫等では、特に、最大負荷状態での運転は実使用上少なく、一般に低負荷状態での運転が多くなるので、前記低負荷での無駄な損失を削減することは、省エネルギー化への貢献度が高いと言える。そこで、この実施の形態１０は、前記低負荷での無駄な損失を抑制し、システムの省エネルギー化に貢献できるようにするため、例えば、図２８に示すように単相電力変換装置１３５を構成する。図２８では、図１３に示した単相電力変換装置８６において、リアクトル８７をインダクタンス値を可変できるリアクトル１３６で置き換え、スイッチ制御手段９０に代えて制御手段１３７を設けた構成例が示されている。

図２８において、リアクトル１３６は、例えば、複数のリアクトルを直列接続して構成し、接点Ｋに接続される端子（端子Ａ、Ｂ、Ｃが示されている）との間の値によって、インダクタンス値をＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ（Ｌａ＜Ｌｂ＜Ｌｃ）と変更することができる。制御手段１３７は、スイッチ制御手段９０と同様、図示しない単相負荷情報に基づいて短絡素子８８の開閉を制御すると同時に、接点Ｋの接続点も制御する。

例えば、単相負荷情報である入力電流ＩＬがある設定値Ｉａよりも小さい低負荷運転状態である場合、制御手段１３７は接点Ｋを端子Ａに接続し、リアクトル１３６が小さなインダクタンス値Ｌａを得るよう構成する。また、入力電流ＩＬが設定値Ｉａよりも大きなある設定値Ｉｂよりも小さく、設定値Ｉａよりも大きい中負荷運転状態である場合、制御手段１３７は接点Ｋを端子Ｂに接続し、リアクトル１３６が中間のインダクタンス値Ｌｂを得るよう構成する。さらに、入力電流ＩＬが設定値Ｉｂよりも大きい高負荷運転状態である場合、制御手段１３７は接点Ｋを端子Ｃに接続し、リアクトル１３６が大きなインダクタンス値Ｌｃを得るように構成する。

図２９は、図２８に示す単相電力変換装置を適用した場合の効果を説明する特性比較図である。図２９では、横軸が入力電流ＩＬ［Ａ］、縦軸が（１）回路効率［％］と、（２）高調波電流発生量［Ａ］であり、それぞれについて、この実施の形態１０での特性（ａ）（ｃ）と、従来例で得られる特性（ｂ）（ｄ）とが示されている。横軸では、上記の設定値Ｉａまでの領域が低負荷領域として示され、上記の設定値Ｉａから設定値Ｉｂまでの領域が中負荷領域として示され、設定値Ｉｂ以上が高負荷領域として示されている。
インダクタンス値Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃは、それぞれの負荷領域において、発生する高調波電流があるレベル以下であり、かつ、抑制し過ぎないようなインダクタンス値とすることができる。その結果、図２９に示すように、（１）回路効率［％］では、従来例の特性（ｂ）は、低負荷領域から高負荷領域に渡りある下降傾きを持って直線的に低下するが、この実施の形態１０での特性（ａ）は、各負荷領域において階段状にある下降傾きを持って直線的に低下する特性となっている。このとき、低負荷領域および中負荷領域では従来例よりも向上し、高負荷領域では従来例と同等性能が確保できている。

また、（２）高調波電流発生量［Ａ］では、従来例の特性（ｄ）は、低負荷領域から高負荷領域に渡りある上向き傾きを持って直線的に所望の高調波抑制能力レベルに向かって増加するが、この実施の形態１０での特性（ｃ）は、各負荷領域において階段状にある上向き傾きを持って直線的に所望の高調波抑制能力レベルに向かって増加する特性となっている。したがって、全負荷領域において所望の高調波抑制能力が維持できることが示されている。

なお、リアクトル１３６は、３種類のインダクタンス値を切り換えられるよう説明したが、切り替え数は任意であることは言うまでもない。また、磁気結合した主巻線および補助巻線の２つの巻線を有するリアクトルを用い、補助巻線に印加する電圧または補助巻線を流れる電流を制御することで主巻線のインダクタンス値が変更できるように構成し、負荷の運転状態に応じて、低負荷側ではインダクタンス値を小さくし、高負荷になるに連れてインダクタンス値を大きくするようにしても良い。

以上、図１３に示す単相電力変換装置のリアクトルを可変構成する例を示したが、同様の考えでリアクトルによって入力電流の通流角を拡大し高調波成分を抑制する三相電力変換装置におけるそのリアクトルを可変構成することができる。電力変換装置をこのように可変構成のリアクトルを持つ三相電力変換装置や単相電力変換装置を含むように構成すれば、高調波限度値が絶対値として与えられるシステムにおいて、システム全体として入力電流高調波成分を所定値まで抑制するという目的を一層効果的に達成できるようになる。

以上説明したように、この発明の三相電力変換装置によれば、交流・直流変換を行うときは、簡易スイッチング方式によって、入力電流の高調波成分を抑制することができ、また電源力率を改善することができる。また、この発明の電力変換装置によれば、安価な構成で、三相４線式の交流電源に接続される電力利用システムの入力高調波成分を所定値まで抑制することができるようになる。

この発明は、三相４線式の交流電源に接続される電力利用システムにおいて、安価な構成で、システムの入力高調波成分を抑制し、また電源力率を改善することができる電力変換装置として好適である。

Claims (13)

1. 三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルを介して入力される交流電圧を整流する三相整流器の直流出力端子間に少なくとも２つの平滑コンデンサを直列接続してなる全波整流回路と、
   前記リアクトルと前記三相整流器の各相入力端との接続端に一端がそれぞれ接続され、他端が共通に接続されて交流電源中性点を形成するともに、その他端がコンデンサを介して、または、直接前記少なくとも２つの平滑コンデンサ同士の接続点に接続される３つの短絡手段と、
   前記３つの短絡手段を負荷や電源電圧の変動に応じてスイッチング動作を行わせるべく制御する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする三相電力変換装置。
2. 三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルを介して入力される交流電圧を整流する三相整流器の直流出力端子間に平滑コンデンサを接続してなる全波整流回路と、
   前記リアクトルと前記三相整流器の各相入力端との接続端に一端がそれぞれ接続され、他端が共通に、コンデンサを介して、または、直接前記三相整流器の一方の出力端に接続される３つの短絡手段と、
   前記３つの短絡手段を負荷や電源電圧の変動に応じてスイッチング動作を行わせるべく制御する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする三相電力変換装置。
3. 前記制御手段は、
   前記３つの短絡手段が負荷や電源電圧の変動に応じて電源半周期に１回または数回のみ短絡動作するようにそのスイッチング動作を制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の三相電力変換装置。
4. 前記制御手段は、
   前記３つの短絡手段が負荷や電源電圧の変動に応じて電源半周期に１回または数回のみ短絡動作するようにそのスイッチング動作を制御する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の三相電力変換装置。
5. 前記制御手段は、
   前記３つの短絡手段が、一度閉動作した後は前記コンデンサの充電が完了するまで開動作しない状態と、一度閉動作した後の前記コンデンサの充電が完了する前に開動作する状態とを、負荷状態に応じて切り替えてスイッチング動作を制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の三相電力変換装置。
6. 前記制御手段は、
   前記３つの短絡手段が、一度閉動作した後は前記コンデンサの充電が完了するまで開動作しない状態と、一度閉動作した後の前記コンデンサの充電が完了する前に開動作する状態とを、負荷状態に応じて切り替えてスイッチング動作を制御する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の三相電力変換装置。
7. 三相４線式交流電源に接続され、１以上の三相負荷と１以上の単相負荷とが混在する電力利用システムに適用する電力変換装置において、
   前記三相４線式交流電源の各線間電圧が入力され、前記三相負荷に電力を供給する三相電力変換手段であって、前記三相負荷と同数またはそれ以下の数で配置される三相電力変換手段と、
   前記三相４線式交流電源の中性線と１つの相との間の相電圧が入力され、前記単相負荷に電力を供給する単相電力変換手段であって、前記単相負荷と同数またはそれ以下の数で配置される単相電力変換手段と、で構成され、
   前記１以上の三相負荷に対して設けられる前記三相電力変換手段と前記１以上の単相負荷に対して設けられる前記単相電力変換手段は、全体として当該電力利用システムへの入力電流の高調波成分を所定値まで抑制するように個別に高調波抑制量が選定されている、
   ことを特徴とする電力変換装置。
8. 前記三相負荷としての三相電動機と、前記単相負荷として三相電動機以外の室外機もしくは室内機の何れか一方または双方とを含む空気調和システムで使用されることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記三相電力変換手段は、
   請求項１に記載の三相電力変換装置である、
   ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
10. 前記三相電力変換手段は、
    請求項２に記載の三相電力変換装置である、
    ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
11. 前記単相電力変換手段が複数個ある場合に、それぞれ、同一の相線に接続されるのではなく、３つの相線の中で交流電源の相間アンバランスを抑制するように選択された相線と中性線とに接続されていることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
12. 前記単相電力変換手段が前記単相負荷への通電位相を制御する位相制御手段を有する場合、
    前記位相制御手段は、前記三相電力変換手段にて抑制し難いような次数の高調波電流が発生する点弧角帯域での通電は行わないように位相制御を行うことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
13. 前記三相電力変換手段、前記単相電力変換手段、がリアクトルを有する場合、前記リアクトルのいずれか一つ或いは複数個は、複数のインダクタンス値を取るように構成され、電力変換手段が接続されるそれぞれの負荷の運転状態に応じて、負荷電流が小さくなるに連れてインダクタンス値を小さくし、負荷電流が大きくなるに連れてインダクタンス値を大きくするように構成したことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。

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