WO2015056340A1 - 直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫 - Google Patents

直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫 Download PDF

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power supply
voltage
electric motor
control unit
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篠本　洋介
和徳 畠山
庄太 神谷
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三菱電機株式会社
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    • H02M3/1552—Boost converters exploiting the leakage inductance of a transformer or of an alternator as boost inductor

Definitions

  • the present invention relates to a DC power supply device, an electric motor drive device, an air conditioner, and a refrigerator.
  • a technique for standardizing 200 V and 400 V by connecting a commercial three-phase power source and comparing a rectified DC voltage with a reference value to operate or stop the first switching element and the second switching element is shown.
  • the first switching element and the second switching element are turned on / off at the same time, or the period in which the first switching element is turned on at the same time, the period in which only one is turned on, the period in which the second switching element is turned on at the same time, and the on period only in the other.
  • a technique for storing and boosting pressure is shown (for example, Patent Document 2).
  • Patent Document 5 a technique for keeping the step-up ratio constant by controlling on / off of the voltage doubler switch is disclosed (for example, Patent Document 5).
  • the present invention has been made in view of the above, and in a DC power supply apparatus that controls a full-wave rectification state and a boosting state using two switching elements connected in series, a short circuit failure of one switching element It is an object of the present invention to obtain a direct current power supply device that can detect.
  • the present invention provides a rectifier connected to an AC power source, a charge storage unit including a first capacitor and a second capacitor connected in series, A switching unit including a connected first switching element and second switching element, a backflow prevention element for suppressing a backflow of charges from the charge storage unit, a reactor, the first switching element, Detecting a control unit for controlling the operation of the second switching element, a first voltage across the first capacitor, and a second voltage across the second capacitor A dc voltage detecting unit, wherein the rectifier and the switching unit are connected via a reactor, and the control unit is based on a voltage difference between the first terminal voltage and the second terminal voltage. And detecting one of the short-circuit failure of the first switching element and the second switching element.
  • a DC power supply device, an electric motor drive device, an air conditioner, and a refrigerator according to the present invention are provided in a DC power supply device that controls a full-wave rectification state and a boosting state using two switching elements connected in series. The short circuit fault can be detected.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating a configuration example of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a switching control state in the DC power supply device of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing each operation mode in the DC power supply device of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a switching operation waveform when one of the first switching element and the second switching element is short-circuited.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of the switching element failure detection method according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating an example of a procedure for turning off the relay by operating the switching element that is not in failure.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating a configuration example of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a switching control state in the DC power supply device of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing each operation mode in the
  • FIG. 7 is a circuit block diagram illustrating a configuration example of the electric motor drive device according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit block diagram illustrating a configuration example of the air conditioner of the third embodiment.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating an example of a failure detection procedure before starting the DC power supply device.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration example of a first embodiment of a DC power supply device 100 according to the present invention.
  • the DC power supply device 100 according to the present embodiment is a power conversion device that converts alternating current into direct current.
  • the three-phase alternating current supplied from the power supply 1 that is an alternating current power supply is converted into direct current and supplied to the load 11.
  • the load 11 may be anything as long as it is a load that consumes power with direct current.
  • the load 11 for example, an inverter load that drives a motor of a compressor used in a device to which a refrigeration cycle is applied is assumed.
  • the equipment to which the refrigeration cycle is applied examples include an air conditioner, a refrigerator, a washing / drying machine, a refrigerator, a dehumidifier, a heat pump type water heater, and a showcase.
  • the load 11 is not limited to a load of a device to which the refrigeration cycle is applied, and may be a load in a vacuum cleaner, a fan motor, a ventilation fan, a hand dryer, an induction heating electromagnetic cooker, or the like.
  • the direct current power supply device 100 includes a rectifier circuit (rectifier) 2 that rectifies three-phase alternating current, a reactor 3 connected to the output side of the rectifier circuit 2, and a first capacitor connected in series between output terminals to a load 11. 6a and the second capacitor 6b, a switching unit 7 that selectively charges one or both of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b, a control unit 8 that controls the switching unit 7, and a three-phase alternating current And a DC voltage detector 10 for detecting a DC voltage output to the load 11.
  • the first capacitor 6a and the second capacitor 6b constitute a charge storage unit that stores charges.
  • FIG. 1 the example in which the reactor 3 is connected to the output side of the rectifier circuit 2 is shown, but a configuration in which the reactor 3 is connected to the input side of the rectifier circuit 2 may be used.
  • the rectifier circuit 2 is a three-phase full-wave rectifier circuit in which six rectifier diodes are connected by a full bridge.
  • the power supply voltage detection unit 9 detects a line voltage of two phases (here, r-phase and s-phase) of the three-phase AC supplied from the AC power supply 1. Show.
  • the switching unit 7 includes a first switching element 4a that switches between charging and non-charging of the second capacitor 6b, a second switching element 4b that switches between charging and non-charging of the first capacitor 6a, A first backflow prevention element 5a for preventing the backflow of the charge on the capacitor 6a to the first switching element 4a, and a second side for preventing the backflow of the charge on the second capacitor 6b to the second switching element 4b. Backflow prevention element 5b.
  • the midpoint of the series circuit composed of the first switching element 4a and the second switching element 4b is connected to the midpoint 200 of the series circuit composed of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b.
  • a neutral wire disconnection portion 20 (connection control portion) is disposed between them.
  • the first capacitor 6a is connected to the collector of the first switching element 4a at the connection point 201, and is connected in the forward direction toward the connection point 201 between the collector of the first switching element 4a and the connection point 201.
  • 1 backflow prevention element 5a is connected.
  • the second capacitor 6b is connected to the emitter of the second switching element 4b at the connection point 202, and is directed between the emitter of the second switching element 4b and the connection point 202 toward the emitter of the second switching element 4b.
  • the second backflow prevention element 5b is connected in the forward direction.
  • the capacities of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are the same.
  • a semiconductor element such as a power transistor, a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistors) is used.
  • the control unit 8 controls the DC voltage supplied to the load 11 by controlling ON / OFF of the first switching element 4a and the second switching element 4b (switching control).
  • switching control of the first switching element 4a and the second switching element 4b by the control unit 8 will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a switching control state in the DC power supply device 100 of the present embodiment.
  • reference numerals of the components are omitted for simplification of the drawing.
  • FIG. 2 shows a state in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are controlled to be turned off (controlled to be turned off by the control unit 8). In this state, the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are charged.
  • State C in FIG. 2 shows a state in which the second switching element 4b is on-controlled and the first switching element 4a is off-controlled. In this state, only the first capacitor 6a is charged.
  • State D in FIG. 2 shows a short circuit state in which the two switching elements 4a and 4b are both on-controlled. In this state, both the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are not charged.
  • the rush current at which the current flowing from the AC power supply 1 increases sharply is controlled while controlling the DC voltage supplied to the load 11.
  • FIG. 3 is a diagram showing each operation mode in the DC power supply device 100 of the present embodiment.
  • the DC power supply device 100 according to the present embodiment has a full-wave rectification mode (the first switching mode) in which the first switching element 4 a and the second switching element 4 b are always in the OFF control state as the operation mode. Mode) and a boost mode (second mode) in which the first switching element 4a and the second switching element 4b are alternately turned on.
  • boost mode a There are three types of boost modes: boost mode a, boost mode b, and boost mode c.
  • boost mode a the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b is both 50%.
  • boost mode b the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b is both less than 50%.
  • boost mode c there is a boost mode c in which the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b is larger than 50%.
  • the first switching element 4a and the second switching element 4b are always in the off control state. Therefore, the voltage that is full-wave rectified by the rectifier circuit 2 becomes the output voltage of the DC power supply device 100.
  • boost mode a In the step-up mode a, the on-timing of the first switching element 4a and the off-timing of the second switching element 4b are almost simultaneous, and the off-timing of the first switching element 4a and the on-timing of the second switching element 4b Are almost simultaneously. Therefore, in boost mode a, state B and state C shown in FIG. 2 are repeated. The output voltage at this time is approximately twice the output voltage in the full-wave rectification mode.
  • the boost mode a is a voltage doubler mode in which the output voltage is approximately twice that of the full wave rectification mode.
  • step-up mode b there are a period in which one of the first switching element 4a and the second switching element 4b is turned on and a simultaneous off period in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned off.
  • step-up mode b the state transition of state B ⁇ state A ⁇ state C ⁇ state A shown in FIG. 2 is periodically repeated, and the output voltage at this time includes the output voltage in full-wave rectification mode, and step-up mode a ( This is an intermediate voltage from the output voltage in the double voltage mode.
  • step-up mode c there are a period in which one of the first switching element 4a and the second switching element 4b is turned on and a simultaneous on period in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned on.
  • step-up mode c the state transition of state D ⁇ state C ⁇ state D ⁇ state B shown in FIG. 2 is periodically repeated.
  • Energy is stored in the reactor 3 during a period in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned on (here, the period of the state D).
  • the output voltage at this time is equal to or higher than the output voltage in the boost mode a (double voltage mode).
  • the DC voltage supplied to the load 11 can be controlled by changing the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b.
  • FIG. 4 is a diagram showing a switching operation waveform when one of the first switching element 4a and the second switching element 4b has a short-circuit fault.
  • FIG. 4 shows an example in which one of the first switching element 4a and the second switching element 4b is short-circuited in the boost mode a of FIG.
  • FIG. 4A shows an operation waveform when the first switching element 4a is short-circuited
  • FIG. 4B is an operation waveform when the second switching element 4b is short-circuited.
  • the period of the original state C is in the state D
  • the second switching element 4b has a short circuit failure
  • the period of the original state B Becomes state D.
  • the input current from the power source 1 is small, and it is less than the current protection operation of the switching elements (first switching element 4a, second switching element 4b).
  • the DC power supply device continues to operate in a state where one of the switching elements is short-circuited.
  • the DC voltage detection unit 10 detects both the voltage across the first capacitor 6a and the voltage across the second capacitor 6b.
  • the detection of the voltage at both ends of the first capacitor 6a may be a method of directly detecting with a differential amplifier such as an operational amplifier, for example, or from the voltage at both ends of the series circuit composed of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b.
  • a method of detecting indirectly by subtracting the voltage across the second capacitor 6b may be used. Other methods other than these may be used.
  • FIG. 5 is a flowchart showing an example of the switching element failure detection method of the present embodiment.
  • the DC voltage detector 10 detects the voltage across the first capacitor 6a (step S1), and detects the voltage across the second capacitor 6b (step S2). Although the order of steps S1 and S2 is shown in FIG. 5, step S1 and step SS2 may be simultaneous, or may be the order of steps S2 and S1.
  • the control unit 8 obtains the both-ends voltage of the first capacitor 6a and the both-ends voltage of the second capacitor 6b from the DC voltage detection unit 10, and calculates the voltage difference between the two (step S3).
  • the control unit 8 determines whether or not there is an unbalance between the voltage across the first capacitor 6a and the voltage across the second capacitor 6b based on the voltage difference (step S4). Specifically, for example, it is determined whether or not there is an imbalance by determining whether or not the voltage difference is a certain value or more. If unbalanced (step S4, unbalanced), it is determined whether or not the voltage across the first capacitor 6a is higher than the voltage across the second capacitor 6b (step S5). When the voltage across the first capacitor 6a is higher than the voltage across the second capacitor 6b (step S5, Yes), it is determined that the second switching element 4b is faulty (step S6).
  • control part 8 stops switching operation
  • step S8 instead of stopping the switching operation, only the non-failed switching element is turned off, and further the disconnection in step S9 is performed, and then the full-wave rectification mode (state A in FIG. 2). You may make it operate
  • step S5 When the voltage across the first capacitor 6a is not higher than the voltage across the second capacitor 6b (No in step S5), the first switching element 4a is determined (step S7), and the process proceeds to step S8. If it is determined in step S4 that there is no unbalance (step S4, no unbalance), it is determined that the switching element is normal (step S10), and the operation is continued.
  • the neutral wire disconnection part 20 for example, a relay or the like can be used.
  • the relay when the relay is turned off while a current is flowing, an arc is generated, the contacts are welded, and the relay may not be turned off. Therefore, the switching element that is not malfunctioning is operated to turn off the relay. If the switching element is operating, the state D is entered, so that the neutral line (the connection point between the first switching element 4a and the second switching element 4b, and the connection between the first capacitor 6a and the second capacitor 6b) is obtained. No current flows in the connection line connecting the points. Accordingly, the relay can be turned off without generating an arc. If the neutral line is disconnected, the state D is not entered.
  • the non-failed switching element is kept turned off, it is synonymous with the state A in FIG. 2, and only one capacitor cannot be charged. You can get out of the state. By turning both switching elements off, the same operation as normal full-wave rectification can be performed.
  • the timing which implements the process shown in FIG. 5 For example, you may implement regularly and may implement when a mode is changed. Since the influence due to the failure of the switching element differs depending on the mode, the frequency of performing the processing of FIG. 6 may be changed depending on the mode.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of a procedure for turning off the relay by operating the switching element that is not in failure.
  • the operation of FIG. 6 is performed instead of steps S8 and S9 of FIG. That is, the point a in FIG. 5 becomes the start point of the flowchart in FIG. 6, and then the operation in FIG. 6 is performed instead of steps S8 and S9.
  • the control unit 8 first determines whether or not the faulty switching element is the first switching element 4a (step S11). If the faulty switching element is the first switching element 4a (Yes in Step S11), it is determined whether or not it is the timing when the second switching element 4b is turned on (Step S12). If it is the timing at which the second switching element 4b is turned on (step S12, Yes), the control unit 8 instructs the neutral wire disconnection portion 20 to disconnect, and the neutral wire disconnection portion 20 indicates the neutral wire. Disconnection is made (step S14). Then, the control unit 8 stops the operation of the switching element (step S15) or operates in the full wave rectification mode.
  • Step S12 is repeated until the timing at which it is turned on. If the failed switching element is not the first switching element 4a (No in step S11), it is determined whether or not it is the timing when the first switching element 4a is turned on (step S13). If it is the timing at which the first switching element 4a is turned on (Yes in step S13), the process proceeds to step S14. When it is not the timing at which the first switching element 4a is turned on (No at Step S13), the process waits until the timing at which Step S13 is turned on repeatedly.
  • the present embodiment it is possible to detect a faulty switching element by detecting the voltages at both ends of two capacitors and detecting the voltage difference between the voltages at both ends.
  • the reliable DC power supply device which can continue operation
  • it is possible to prevent enlargement damage by always detecting in the double voltage mode in which the switching element performs switching operation.
  • by disconnecting the neutral wire by the neutral wire disconnection unit 20 in a state where the switching element that is not in failure is turned on it is possible to provide a highly reliable protection sequence process that can be disconnected without an arc.
  • FIG. FIG. 7 is a circuit block diagram showing a configuration example of the electric motor drive device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the motor drive device shown in FIG. 7 includes DC power supply device 100 of the first embodiment.
  • the load 11 in FIG. 1 corresponds to the inverter 30 and the electric motor 31 in FIG.
  • the inverter 30 is connected to both ends of a series circuit composed of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b. A DC voltage is input to the inverter 30.
  • the electric motor drive device of the present embodiment includes a current detector 32 and a drive control unit 33 in addition to the DC power supply device 100 of the first embodiment.
  • the current detector 32 (32a, 32b) detects the current flowing through the electric motor 31.
  • the drive control unit 33 controls the inverter 30 based on the current detected by the current detector 32 and the DC voltage detected by the DC voltage detection unit 10.
  • the electric motor 31 is driven and controlled by the inverter 30. Therefore, the driving operation range of the electric motor 31 varies depending on the DC voltage input to the inverter 30. In particular, when the electric motor 31 is an electric motor using a permanent magnet for the rotor, this direct current also affects the magnet characteristics of the permanent magnet used for the rotor.
  • a permanent magnet motor using a rare earth magnet having a strong magnetic force As a material of the permanent magnet, for example, a permanent magnet motor using a rare earth magnet having a strong magnetic force is applied.
  • Rare earth magnets generate a torque with a small current because of their strong magnetic force. For this reason, the rare earth magnet is applied to the electric motor 31 used in equipment that requires energy saving.
  • rare earth magnets are rare metals called rare earths, they are difficult to obtain.
  • the output torque is smaller than that when a rare earth magnet is used for the same current.
  • the torque is compensated by increasing the current by the decrease of the magnet magnetic force, or the output torque is proportional to the current times the number of turns of the winding. To compensate for the output torque without increasing the current.
  • the copper loss of the electric motor 31 and the conduction loss in the inverter 30 increase.
  • the inverter 30 In order to avoid an increase in loss, when the number of turns is increased without increasing the current, the induced voltage corresponding to the rotation speed of the motor 31 increases. Since the inverter 30 requires a DC voltage higher than the induced voltage, it is necessary to increase the DC voltage when increasing the number of turns.
  • the DC power supply device 100 described in the first embodiment is used as a DC power supply device that supplies power to the inverter 30 that drives the motor 31 in the motor drive device.
  • a plurality of types of DC voltages such as a full-wave rectification state and a double voltage rectification state can be supplied to the inverter 30.
  • a DC voltage suitable for the electric motor 31 can be supplied. Therefore, the electric motor 31 can be driven without increasing the loss of the electric motor 31 not using the rare earth magnet.
  • the drive control unit 33 grasps the operating state of the electric motor 31 based on the current detected by the current detector 32, and instructs the control unit 8 on the voltage based on the operating state.
  • the control unit selects a mode (full-wave rectification mode, boost mode a, boost mode b, boost mode c) of the switching unit 7 so as to be the instructed voltage, and operates the switching unit 7 in the selected mode.
  • the DC power supply device 100 is suitable as a DC power supply device for an inverter that drives a permanent magnet motor such as ferrite.
  • a MOSFET referred to as a super junction structure MOSFET is replaced with elements (first switching element 4a, second switching element 4b, first backflow prevention element 5a, second switching element) constituting the DC power supply device of the present embodiment. 2 for use in one or more of the backflow prevention element 5b, the rectifier element constituting the rectifier circuit 2) and the switching element of the inverter 30, a further reduction in loss can be realized and a highly efficient DC power supply device is provided. it can.
  • the super junction structure is a structure having a P layer deeper than that of a normal MOSFET, and it is known that the deep P layer is in wide contact with the n layer and has a high voltage resistance while having a low on-resistance. .
  • one or more of the elements constituting the DC power supply device of the present embodiment and the switching element of the inverter 30 are made of a wide band gap semiconductor such as GaN (gallium nitride), SiC (silicon carbide), diamond or the like. Needless to say, a further low-loss DC power supply can be provided. Further, by using a wide bandgap semiconductor, the withstand voltage is high and the allowable current density is also high, so that the MOSFET can be miniaturized, and the semiconductor module incorporating these elements can be miniaturized. Since heat resistance is also high, it is possible to reduce the size of the heat sink fins of the heat sink.
  • wide band gap semiconductors have a higher breakdown voltage than conventional silicon (Si) semiconductors and have an advantage in increasing the voltage. Therefore, by constructing a DC power supply device or inverter 30 with low loss and high voltage, the characteristics of wide band gap semiconductors can be achieved. Can be further extracted.
  • the DC power supply device 100 according to the first embodiment is applied to an electric motor drive device.
  • the voltage supplied to the inverter 30 that controls the drive of the motor 31 can be appropriately controlled according to the configuration (type of permanent magnet, number of turns, etc.) of the motor 31 and the operating state.
  • the configuration type of permanent magnet, number of turns, etc.
  • FIG. FIG. 8 is a circuit block diagram showing a configuration example of the air conditioner according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the air conditioner of the present embodiment includes the electric motor drive device described in the second embodiment.
  • the compressor 41 incorporating the electric motor 31 of the second embodiment, the four-way valve 42, the outdoor heat exchanger 43, the expansion valve 44, and the indoor heat exchanger 45 are connected via the refrigerant pipe 46. It has a refrigeration cycle attached to it and constitutes a separate air conditioner.
  • a compressor 41 for compressing refrigerant and an electric motor 31 for operating the compressor 41 are provided inside the compressor 41, and a refrigeration cycle for cooling and heating is configured by circulating refrigerant between the compressor 41 and the heat exchangers 43 and 45.
  • the circuit block shown in FIG. 8 is applicable not only to an air conditioner but also to a device having a refrigeration cycle such as a refrigerator or a freezer.
  • the inverter 30 In an air conditioner that performs cooling and heating by a refrigeration cycle, the inverter 30 is rotated so that the electric motor 31 mounted on the compressor 41 is rotated at a low speed when the room temperature approaches the set temperature set by the user. Works. Therefore, in the air conditioner, since the low speed rotation is continued for a long time, the efficiency improvement during the low speed operation greatly contributes to energy saving. For this reason, if the electric motor 31 uses a rare earth magnet or an electric motor using a permanent magnet having a weak magnetic force with an increased number of turns so as to reduce the current, it contributes to energy saving.
  • the air conditioner will not operate unless the electric motor 31 is operated.
  • heat stroke and other effects on the human body are significant.
  • food stored in the refrigerator is expected to be damaged.
  • the DC power supply can operate with only full-wave rectification. As a result, although the high-speed rotation operation that increases the electromotive voltage of the electric motor 31 cannot be performed, the operation at the low-speed rotation can be continued.
  • the air conditioner according to the present embodiment notifies the user by an alarm or the like when the first switching element 4a or the second switching element 4b detects a failure, and the low speed until it is repaired.
  • Emergency operation only for rotation can be performed.
  • an emergency operation can be realized and the influence on the human body can be eliminated as much as possible.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating an example of a failure detection procedure before the DC power supply device 100 is started.
  • the neutral wire disconnection portion 20 is turned off (disconnected), and energization from the power source 1 is started (step S21). Thereafter, the control unit 8 turns on the first switching element 4a (step S22). In this state, it is determined whether or not a short-circuit current from the power source 1 has flowed (step S23). If no short-circuit current flows (No in step S23), it is determined that the first switching element 4a has not failed, and the first switching element 4a is turned off and the second switching element 4b is turned on (step S25). ). In this state, it is determined whether or not a short-circuit current from the power source 1 has flowed (step S26). If the short-circuit current does not flow (No in step S26), it is determined that both switching elements are normal (step S28), and the control unit 8 permits the normal switching operation to be performed (step S29).
  • step S23 If a short-circuit current flows in step S23 (Yes in step S23), the control unit 8 determines that the second switching element 4b has failed (step S24), and the control unit 8 performs a normal switching operation. Is prohibited (step S30). Or, only emergency operation (full-wave rectification mode) is allowed. If a short-circuit current flows in step S26 (step S26 Yes), the control unit 8 determines that the first switching element 4a has failed (step S27), and proceeds to step S30.
  • a method for detecting the short-circuit current from the power source 1 is not shown in FIGS. 1, 7, and 8, it may be a method in which a secondary winding is wound around the reactor 3 to detect the induced voltage, or the switching unit 7
  • a method of detecting by providing a current sensor between the rectifier 2 and the rectifier 2 may be used, or other detection methods may be used.
  • the reactor 3 has a function as a short-circuit current detection unit, and is detected by providing a current sensor between the switching unit 7 and the rectifier 2. In this case, the current sensor becomes a short-circuit current detection unit. If both switching elements fail simultaneously, as described above, they are protected by a fuse, a breaker or the like.
  • High efficiency can be realized with an electric motor drive device using a DC power supply device capable of boosting the DC voltage twice.
  • adding a switching element increases the number of parts that can fail.
  • the DC power supply device 100 described in the first embodiment is used, even if the switching element fails, the failure location is identified without causing malfunction, and the operation of the electric motor 31 is identified as the low-speed rotation operation. Thus, the operation can be continued.
  • the air conditioner of the present embodiment efficiently drives and controls the electric motor 31 using a permanent magnet with a weak magnetic force having an increased number of turns without using a rare earth magnet that is a rare metal. can do. For this reason, also when using the electric motor 31 using the permanent magnet with weak magnetic force which increased the number of turns, energy saving is realizable. Moreover, since the air conditioner of this Embodiment can detect the failure of a switching element during normal operation or before starting, it can continue operation
  • the motor drive device of the second embodiment when the motor drive device of the second embodiment is applied to a device that is always operated for 24 hours, such as a refrigerator, since the operation in a low current state at low speed rotation is long, a ferrite magnet having an increased number of turns, etc. With the electric motor 31 to which is applied, energy saving can be realized at low cost.
  • the DC power supply device can be used for a power supply device for a load that consumes power by DC.
  • it can be used as a power supply device for inverters that require a DC power supply device.
  • inverters that require a DC power supply device.
  • it is inexpensive and energy-saving without using rare earth magnets, which are rare metals.
  • it can constitute a high electric motor drive device, it can be applied to general household appliances such as refrigerators, dehumidifiers, heat pump water heaters, showcases, vacuum cleaners, as well as air conditioners, refrigerators, and washing and drying machines.
  • Application to a ventilation fan, hand dryer, induction heating electromagnetic cooker, etc. is also possible.

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Abstract

　直流電源装置は、電源１に接続された整流器２と、直列接続された第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂで構成される電荷蓄積部と、直列接続された第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂと、電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流阻止で逆流防止素子５ａ，５ｂとで構成される切替部７と、リアクトル３と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの動作を制御する制御部８と、第１のコンデンサ６ａの両端電圧である第１の両端電圧と、第２のコンデンサ６ｂの両端電圧である第２の両端電圧とを検出する直流電圧検出部１０と、を備え、制御部８は、第１の両端電圧と第２の両端電圧の電圧差に基づいて、第１のスイッチング素子４ａ、第２のスイッチング素子４ｂの短絡故障を検出する。

Description

直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫
　本発明は、直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫に関する。
　商用三相電源に接続され、整流された直流電圧を基準値と比較して、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を動作させるまたは停止させることで２００Ｖと４００Ｖとを標準化する技術が示されている（例えば特許文献１）。また、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を同時にオンオフさせる、または、同時にオンさせる期間、一方のみオンする期間、同時にオンする期間、他方のみオン期間を連続させることで、リアクトルにエネルギーを蓄え、昇圧する技術が示されている（例えば特許文献２）。
　また、商用単相電源について、２個の直列接続されたスイッチング素子を交互にスイッチングさせることで全波整流と倍電圧整流を制御し、幅広い出力電圧に制御できる技術が示されている（例えば特許文献３）。
　さらに、多相電源の星型結線の中性点に各相に挿入されたスイッチング素子とリアクタで構成された昇圧チョッパ部が接続され、スイッチング素子が動作することにより高調波が抑制される技術が開示されている（例えば特許文献４）。
　また、倍電圧スイッチをオンオフを制御することで昇圧比を一定に保つ技術が示されている（例えば特許文献５）。
特開２００８－１２５８６号公報 特開２００９－５０１０９号公報 特開２０００－２７８９５５号公報 特開平６－２５３５４０号公報 実開平３－３１８９号公報
　特許文献１～５に記載されている直流電源装置では、電源電圧よりも高い出力電圧を得ることができるが、この出力電圧は全てスイッチング素子による動作により得られる。スイッチング素子は故障すると一般的には短絡破壊となる。したがって、直列接続されたスイッチング素子で構成される直流電源装置の場合、スイッチング素子が一方だけ故障した際には交流電源から短絡電流の流入がないため、短絡電流が検出されず一般的なヒューズによる保護ができないといった課題がある。また、一方のスイッチング素子が故障したことを検出できず、スイッチング動作を継続すると、他方のスイッチング素子がオンとなったタイミングで過電流保護機能が働き、他方のスイッチング素子がオンとなることができず動作が継続できないという課題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、２個の直列接続されたスイッチング素子を用いて全波整流状態と昇圧状態とを制御する直流電源装置において、一方のスイッチング素子の短絡故障を検出することができる直流電源装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源に接続された整流器と、直列接続された第１のコンデンサと第２のコンデンサで構成される電荷蓄積部と、直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流防止素子とで構成される切替部と、リアクトルと、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の動作を制御する制御部と、前記第１のコンデンサの両端電圧である第１の両端電圧と、前記第２のコンデンサの両端電圧である第２の両端電圧とを検出する直流電圧検出部と、を備え、前記整流器と前記切替部はリアクトルを介して接続され、前記制御部は、前記第１の両端電圧と前記第２の両端電圧の電圧差に基づいて、第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のうち一方の短絡故障を検出することを特徴とする。
　本発明の直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫は、２個の直列接続されたスイッチング素子を用いて全波整流状態と昇圧状態とを制御する直流電源装置において、一方のスイッチング素子の短絡故障を検出することができという効果を奏する。
図１は、実施の形態１の直流電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。 図２は、実施の形態１の直流電源装置におけるスイッチング制御状態の一例を示す図である。 図３は、実施の形態１の直流電源装置における各動作モードを示す図である。 図４は、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のいずれか一方が短絡故障した場合のスイッチング動作波形を示す図である。 図５は、実施の形態１のスイッチング素子の故障検出方法の一例を示すフローチャートである。 図６は、故障していない方のスイッチング素子を動作させて、リレーをオフさせる手順の一例を示すフローチャートである。 図７は、実施の形態２の電動機駆動装置の構成例を示す回路ブロック図である。 図８は、実施の形態３の空気調和機の構成例を示す回路ブロック図である。 図９は、直流電源装置の起動前の故障検出手順の一例を示すフローチャートである。
　以下に、本発明にかかる直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる直流電源装置１００の実施の形態１の構成例を示す回路ブロック図である。本実施の形態の直流電源装置１００は、交流を直流に変換する電力変換装置であり、交流電源である電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１１に供給する。負荷１１は、直流で電力消費を行う負荷であれば、どのようなものであってもよい。ここでは、負荷１１として、例えば冷凍サイクルを適用する機器に用いられる圧縮機のモータを駆動するインバータ負荷を想定している。冷凍サイクルを適用する機器としては、例えば、空気調和機、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケースなどがある。負荷１１は、冷凍サイクルを適用する機器の負荷に限らず、掃除機、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などにおける負荷であってもよい。
　直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路（整流器）２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これら第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する切替部７と、切替部７を制御する制御部８と、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出部９、負荷１１へ出力する直流電圧を検出する直流電圧検出部１０とを備えている。第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂは、電荷を蓄積する電荷蓄積部を構成する。なお、図１に示す例では、リアクトル３を整流回路２の出力側に接続した例を示したが、整流回路２の入力側に接続した構成であってもよい。
　整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路である。電源電圧検出部９は、図１に示す例では、交流電源１から供給される三相交流のうちの二相（ここでは、ｒ相、ｓ相とする）の線間電圧を検出する例を示している。
　切替部７は、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とを切り替える第１のスイッチング素子４ａと、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とを切り替える第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。
　第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点２００とが接続され、これらの中点の間に中性線断線部２０（接続制御部）が配置される。第１のコンデンサ６ａは、第１のスイッチング素子４ａのコレクタと接続点２０１で接続され、第１のスイッチング素子４ａのコレクタと接続点２０１との間に、接続点２０１に向けて順方向に第１の逆流防止素子５ａが接続される。第２のコンデンサ６ｂは、第２のスイッチング素子４ｂのエミッタと接続点２０２で接続され、第２のスイッチング素子４ｂのエミッタと接続点２０２との間に、第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に第２の逆流防止素子５ｂが接続される。
　第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの容量は、同一である。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）等の半導体素子が用いられる。
　制御部８は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンとオフを制御する（スイッチング制御する）ことにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。以下、この制御部８による第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について、図１～３を参照して説明する。
　図２は、本実施の形態の直流電源装置１００におけるスイッチング制御状態の一例を示す図である。なお、図２では、図の簡略化のため、各構成要素の符号を省略している。
　図２の状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている（制御部８によりオフとなるよう制御されている）状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。
　図２の状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａがオン制御（制御部８によりオンとなるよう制御されている）され、第２のスイッチング素子４ｂがオフ制御されている状態を示している。この状態では、第２のコンデンサ６ｂのみ充電が行われる。
　図２の状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂがオン制御され、第１のスイッチング素子４ａがオフ制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａのみ充電が行われる。
　図２の状態Ｄは、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂが双方ともオン制御されている短絡状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの双方の充電が行われない。
　本実施の形態では、図２に示す各状態を切り替えることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御しつつ、交流電源１から流れる電流が急峻に大きくなるラッシュ電流を抑制する。
　図３は、本実施の形態の直流電源装置１００における各動作モードを示す図である。図３に示すように、本実施の形態の直流電源装置１００は、動作モードとして、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モード（第１のモード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モード（第２のモード）とを有する。
　昇圧モードとしては、昇圧モードａ、昇圧モードｂ、昇圧モードｃの３種類がある。昇圧モードａでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが、いずれも５０％である。昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが、いずれも５０％未満である。昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃとがある。
　全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とする。したがって、整流回路２により全波整流された電圧が直流電源装置１００の出力電圧となる。
　昇圧モードａでは、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となる。したがって、昇圧モードａでは、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。このように、昇圧モードａは、出力電圧が全波整流モードの略２倍となる倍電圧モードである。
　昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの一方がオンとなる期間と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間とを設けている。昇圧モードｂでは、図２に示す状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｃ→状態Ａの状態遷移が周期的に繰り返され、このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧との中間電圧となる。
　昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの一方がオンとなる期間と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間とを設けている。昇圧モードｃでは、図２に示す状態Ｄ→状態Ｃ→状態Ｄ→状態Ｂの状態遷移が周期的に繰り返される。第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂがともにオンとなる期間（ここでは状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。このときの出力電圧は、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。
　このように、本実施の形態では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御することができる。
　本実施の形態は、切替部７を構成する第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのいずれか一方が短絡故障した場合に直流電源装置の動作を継続させるとともに波及故障を防止することを目的としている。
　第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂのうちいずれか一方が短絡故障した場合、図２に示す状態Ｂまたは状態Ｃのいずれか一方の状態を実現できなくなる。これは、短絡故障していない方のスイッチング素子がオンすると、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンしたことと同義になり、状態Ｄとなるためである。
　図４は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのいずれか一方が短絡故障した場合のスイッチング動作波形を示す図である。図４は、図３の昇圧モードａにおいて第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのいずれか一方が短絡故障した例を示している。図４（ａ）は第１のスイッチング素子４ａが短絡故障した時の動作波形、図４（ｂ）は第２のスイッチング素子４ｂが短絡故障した時の動作波形である。
　図４に示すように、例えば、第１のスイッチング素子４ａが短絡故障した時は本来状態Ｃである期間が状態Ｄとなり、第２のスイッチング素子４ｂが短絡故障した時は本来状態Ｂである期間が状態Ｄとなる。短絡故障していないほうのスイッチング素子のオン時間次第ではあるが、電源１からの入力電流が小さく、スイッチング素子（第１のスイッチング素子４ａ，第２のスイッチング素子４ｂ）の電流保護動作以下であれば、直流電源装置は一方のスイッチング素子が短絡故障した状態で動き続けることになる。
　図４に示すように状態Ｂと状態Ｄ、または状態Ｃと状態Ｄの組合せ動作となる場合、課題となるのは直列接続された第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂのいずれかに生じる電荷不足である。図４に示すように状態Ｂと状態Ｄ、または状態Ｃと状態Ｄの組合せの動作を行っている場合、負荷１１には、これらのコンデンサから電荷が供給される。すなわち、コンデンサとしては放電していることになる。しかし、状態Ｂまたは状態Ｃが無いと、第１のコンデンサ６ａまたは第２のコンデンサ６ｂのいずれか一方への充電ができないということになる。
　したがって、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのいずれか一方が短絡故障した場合、第２のコンデンサ６ｂまたは第１のコンデンサ６ａのいずれか一方への充電が無く、放電のみ実行されることになる。このため、このコンデンサは、時間経過と共に電荷不足による放電不能の状態に陥る。
　そこで、本実施の形態では、直流電圧検出部１０は第１のコンデンサ６ａの両端の電圧と第２のコンデンサ６ｂの両端の電圧との双方を検出する。第１のコンデンサ６ａの両端電圧の検出は、例えばオペアンプなどによる差動増幅器で直接検出する方法であってもよいし、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の両端電圧から第２のコンデンサ６ｂの両端電圧を減算して間接的に検出する方式であってもよい。また、これら以外の他の方式でも構わない。
　第１のコンデンサ６ａの両端電圧と第２のコンデンサ６ｂの両端電圧との電圧差を観測すれば、一方だけ充電がなくなること、言い換えると、電圧差が不平衡となり電位差が大幅に差異を持つ状態となることを検出できる。この電圧不平衡を検出することで、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのいずれか一方が短絡故障したことを検出できる。
　図５は、本実施の形態のスイッチング素子の故障検出方法の一例を示すフローチャートである。直流電圧検出部１０が、第１のコンデンサ６ａの両端電圧を検出し（ステップＳ１）、第２のコンデンサ６ｂの両端電圧を検出する（ステップＳ２）。図５では、ステップＳ１，Ｓ２の順序としているが、ステップＳ１，ステップSＳ２は同時であってもよいし、ステップＳ２，Ｓ１の順であってもよい。制御部８は、直流電圧検出部１０から、第１のコンデンサ６ａの両端電圧と第２のコンデンサ６ｂの両端電圧とを取得し、両者の電圧差を演算する（ステップＳ３）。
　制御部８は、電圧差に基づいて、第１のコンデンサ６ａの両端電圧と第２のコンデンサ６ｂの両端電圧に不平衡があるか否かを判定する（ステップＳ４）。具体的には、例えば、電圧差が一定値以上であるか否かを判定することにより不均衡があるか否かを判定する。不平衡であれば（ステップＳ４　不平衡あり）、第１のコンデンサ６ａの両端電圧が第２のコンデンサ６ｂの両端電圧より高いか否かを判断する（ステップＳ５）。第１のコンデンサ６ａの両端電圧が第２のコンデンサ６ｂの両端電圧より高い場合（ステップＳ５　Ｙｅｓ）、第２のスイッチング素子４ｂの故障と判定する（ステップＳ６）。そして、制御部８は、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの双方のスイッチング動作を停止させ（ステップＳ８）、中性線断線部２０へ断線を指示し、中性線断線部２０が第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの接続点と、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの接続点との接続を断線させる（ステップＳ９）。ステップＳ８では、スイッチング動作の停止の代わりに、故障していないスイッチング素子のみを動作オフの状態とし、さらにステップＳ９の断線を行うことにより、その後は、全波整流モード（図２の状態Ａ）として動作させるようにしてもよい。
　第１のコンデンサ６ａの両端電圧が第２のコンデンサ６ｂの両端電圧より高くない場合（ステップＳ５　Ｎｏ）、第１のスイッチング素子４ａと判断し（ステップＳ７）、ステップＳ８へ進む。また、ステップＳ４で、不平衡が無いと判定した場合（ステップＳ４　不平衡無し）、スイッチング素子は正常であると判断し（ステップＳ１０）、運転を継続する。
　前述の通り、故障していない方のスイッチング素子がオン動作した場合には電源短絡状態（図２の状態Ｄ）となる。このため、短絡電流が大きくなると、図示しないスイッチング素子の電流保護機能が動作する。電源短絡の状態Ｄはスイッチング素子が電流破壊しないレベルであれば許容されるものの、故障していない方のスイッチング素子の保護のために、スイッチング動作を停止する。
　中性線断線部２０としては、例えばリレーなどを用いることができる。一方、リレーは電流が流れている状態でオフする場合、アークが発生し、接点が溶着し、リレーがオフできなくなることもある。そこで、故障していない方のスイッチング素子を動作させて、リレーをオフさせる。スイッチング素子が動作していれば、状態Ｄになるので中性線（第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの接続点と、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの接続点とを接続する接続線）に電流は流れない。従ってアークが発生することなく、リレーをオフすることができる。中性線が断線していれば、状態Ｄにはならないため、故障していないスイッチング素子をオフし続ければ、図２の状態Ａと同義になり、一方のコンデンサのみ充電できないとの不具合のある状態から脱却できる。スイッチング素子を双方ともオフの状態とすることで通常の全波整流と同じ動作をさせることができる。図５に示した処理を実施するタイミングに制約はないが、例えば、定期的に実施してもよいし、モードを変更した場合に実施してもよい。モードにより、スイッチング素子の故障による影響が異なるため、モードによって図６の処理を実施する頻度を変えてもよい。
　図６は、故障していない方のスイッチング素子を動作させて、リレーをオフさせる手順の一例を示すフローチャートである。図６の動作は、図５のステップＳ８、Ｓ９の代わりに実施する。すなわち、図５のａ点が図６のフローチャートのスタート点となり、その後、ステップＳ８、９の代わりに図６の動作を実施する。
　図６に示すように、まず、制御部８は、故障しているスイッチング素子が第１のスイッチング素子４ａであるか否かを判断する（ステップＳ１１）。故障しているスイッチング素子が第１のスイッチング素子４ａであれば（ステップＳ１１　Ｙｅｓ）、第２のスイッチング素子４ｂがオンとなっているタイミングであるか否かを判断する（ステップＳ１２）。第２のスイッチング素子４ｂがオンとなっているタイミングであれば（ステップＳ１２　Ｙｅｓ）、制御部８は、中性線断線部２０に断線を指示し、中性線断線部２０が中性線を断線させる（ステップＳ１４）。そして、制御部８は、スイッチング素子の動作を停止させる（ステップＳ１５）、または全波整流モードで動作させる。
　第２のスイッチング素子４ｂがオンとなっているタイミングでない場合（ステップＳ１２　Ｎｏ）、ステップＳ１２を繰り返しオンとなっているタイミングまで待機する。故障しているスイッチング素子が第１のスイッチング素子４ａでなければ（ステップＳ１１　Ｎｏ）、第１のスイッチング素子４ａがオンとなっているタイミングであるか否かを判断する（ステップＳ１３）。第１のスイッチング素子４ａがオンとなっているタイミングであれば（ステップＳ１３　Ｙｅｓ）、ステップＳ１４へ進む。第１のスイッチング素子４ａがオンとなっているタイミングでない場合（ステップＳ１３　Ｎｏ）、ステップＳ１３を繰り返しオンとなっているタイミングまで待機する。
　図５の手順を用いる場合には、電源短絡状態（状態Ｄ）を生成することなく、早急に保護することができる。一方、図６の手順を用いる場合には、安価なリレーを中性線断線部２０として適用することができる。電源短絡状態（状態Ｄ）での短絡電流がスイッチング素子の保護動作以下の状態であれば、電流が流れていない時に中性線断線部２０によって断線させることで、確実に中性線を断線することができる。これにより、スイッチング素子の故障に関係なく、全波整流（状態Ａ）を維持できるので信頼性の高い保護を実現できる。
　以上のように、本実施の形態では、２つのコンデンサの両端電圧をそれぞれ検出し、両端電圧間の電圧差を検出することで、故障したスイッチング素子を検出することができる。これにより、全波整流状態ではあるが、スイッチング素子の故障後も動作を継続できる信頼性の高い直流電源装置を提供できる。特にスイッチング素子がスイッチング動作する倍電圧モードで常時検出することで拡大被害を未然に防止することが可能となる。また、故障していないスイッチング素子をオンとした状態で中性線断線部２０により中性線を断線させることで、アーク無しで断線できる信頼性の高い保護シーケンス処理を提供できる。
実施の形態２．
　図７は、本発明の実施の形態２の電動機駆動装置の構成例を示す回路ブロック図である。図７では図１に示す回路構成と同様な動作をする構成要素は実施の形態１と同一符号を付し、重複する説明を略する。図７に示す電動機駆動装置は、実施の形態１の直流電源装置１００を備える。図１の負荷１１は、図７のインバータ３０および電動機３１に対応する。インバータ３０は、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂで構成される直列回路の両端に接続される。インバータ３０には直流電圧が入力される。
　本実施の形態の電動機駆動装置は、実施の形態１の直流電源装置１００に加え、電流検出器３２および駆動制御部３３を備える。電流検出器３２（３２ａ，３２ｂ）は、電動機３１に流れる電流を検出する。駆動制御部３３は、電流検出器３２により検出された電流と直流電圧検出部１０により検出される直流電圧とに基づいてインバータ３０を制御する。
　電動機３１は、インバータ３０により駆動制御される。したがって、インバータ３０に入力される直流電圧によって、電動機３１の駆動動作範囲が変化する。特に電動機３１が、回転子に永久磁石を用いた電動機である場合、この直流電流は回転子に使用される永久磁石の磁石特性へも影響を及ぼす。
　永久磁石の材料として、例えば、磁力の強い希土類磁石を用いる永久磁石電動機が適用されている。希土類磁石は磁力が強いために少ない電流でトルクが発生する。このため、希土類磁石は、省エネルギーが求められる機器で用いられる電動機３１に適用される。しかしながら、希土類磁石はレアアースと呼ばれる稀少金属であるため、入手が困難である。希土類磁石を使用せず、希土類磁石より磁力の弱いフェライトなどの磁石を使用した永久磁石電動機では、同じ電流であれば希土類磁石を用いる場合に比べ出力トルクが小さくなる。このため、磁力の弱いフェライトなどの磁石を使用した永久磁石電動機では、磁石磁力の低下分だけ電流を増加させてトルクを補うか、または出力トルクは電流×巻線の巻数に比例するため、巻数を増加して電流を増加させずに出力トルクを補う。電流を増加させると、電動機３１の銅損やインバータ３０での導通損失が増加する。
　損失が増加することを避けるために、電流を増加させずに、巻数を増加させた場合、電動機３１の回転数に応じた誘起電圧が増加する。インバータ３０は誘起電圧よりも高い直流電圧が必要とするので、巻数を増加させる場合、直流電圧を上昇させる必要がある。
　そこで、本実施の形態では、電動機駆動装置において、電動機３１を駆動するインバータ３０に電力を供給する直流電源装置として実施の形態１で述べた直流電源装置１００を使用する。これにより、インバータ３０に、全波整流状態、倍電圧整流状態等の複数種類の直流電圧を供給することができる。このため、電動機３１として希土類磁石を用いずに巻数を増加させた電動機を用いる場合に、電動機３１に適した直流電圧を供給することができる。したがって、希土類磁石を用いない電動機３１の損失を増加させずに電動機３１を駆動することができる。
　また、実施の形態１の直流電源装置１００を用いることにより、電動機３１の動作状態（負荷量）に応じて、電動機３１へ適切な電圧が印加されるため、効率の良い駆動動作が実現できる。具体的には、駆動制御部３３が、電流検出器３２により検出された電流に基づいて電動機３１の動作状態を把握し、動作状態に基づいて制御部８に対して電圧を指示する。制御部は、この指示された電圧となるよう切替部７のモード（全波整流モード、昇圧モードａ、昇圧モードｂ、昇圧モードｃ）を選択し、選択したモードで切替部７を動作させる。
　特に、フェライトなどの磁力が希土類と比較して小さい磁石を用いた電動機３１において、動作状態に応じて適切な電圧が印加されることにより損失の増加を抑え効率の良い駆動動作を実現することができる。従って、直流電源装置１００は、フェライトなどの永久磁石電動機を駆動するインバータ向け直流電源装置として好適である。
　さらに、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴと称されるＭＯＳＦＥＴを、本実施の形態の直流電源装置を構成する素子（第１のスイッチング素子４ａ、第２のスイッチング素子４ｂ、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、整流回路２を構成する整流素子）、インバータ３０のスイッチング素子のうちの１つ以上に用いることで、更なる低損失化を実現でき、高効率な直流電源装置を提供できる。尚、スーパージャンクション構造とは、通常のＭＯＳＦＥＴよりも深いＰ層を持つ構造であり、深いＰ層がｎ層と広く接することで低オン抵抗でありながら高い電圧耐力を有することが知られている。
　また、本実施の形態の直流電源装置を構成する素子、インバータ３０のスイッチング素子のうち１つ以上を、ＧａＮ（窒化ガリウム）やＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で構成しても更なる低損失な直流電源装置を提供できることは言うまでも無い。さらに、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、ＭＯＳＦＥＴの小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。さらにワイドバンドギャップ半導体は従来シリコン（Ｓｉ）半導体より耐圧が高く、高電圧化に優位に作用するため、低損失で電圧の高い直流電源装置もしくはインバータ３０を構成することでワイドバンドギャップ半導体の特性を更に引き出すことができる。
　以上のように、本実施の形態では、実施の形態１の直流電源装置１００を電動機駆動装置へ適用した例を示した。本実施の形態の電動機駆動装置では、電動機３１を駆動制御するインバータ３０へ供給する電圧を電動機３１の構成（永久磁石の種類，巻数等）や動作状態に応じて適切に制御することができる。これにより、フェライトなどの磁力が希土類と比較して小さい磁石を用いた電動機３１を駆動制御する場合にも、損失を抑えて効率のよい駆動動作を実現できる。また、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂのうちの一方が故障した場合に、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
実施の形態３．
　図８は、本発明の実施の形態３の空気調和機の構成例を示す回路ブロック図である。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２で述べた電動機駆動装置を備える。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２の電動機３１を内蔵した圧縮機４１、四方弁４２、室外熱交換器４３、膨張弁４４、室内熱交換器４５が冷媒配管４６を介して取り付けられた冷凍サイクルを有して、セパレート形空気調和機を構成している。
　圧縮機４１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構４７とこれを動作させる電動機３１が設けられ、圧縮機４１から熱交換器４３と４５間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。図８に示した回路ブロックは、空気調和機だけなく、冷蔵庫、冷凍庫等の冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。
　冷凍サイクルにより、冷房や暖房を行う空気調和機では、室内温度が使用者が設定した設定温度まで室温が近づくと安定状態となり、圧縮機４１に搭載された電動機３１を低速で回転させるようインバータ３０が動作する。従って、空気調和機では低速回転が長時間継続されるため、低速運転時の効率改善が省エネルギーに大きく寄与する。このため、電動機３１として、電流が少なくなるよう希土類磁石もしくは巻数を増加させた磁力の弱い永久磁石を用いた電動機を用いると省エネルギーに寄与することになる。
　一方、第１のスイッチング素子４ａまたは第２のスイッチング素子４ｂが故障した場合、電動機３１を動作させなければ、空気調和機が動作しないこととなる。特に、真夏や真冬に故障した場合、熱中症など人体へ与える影響も大きい。他にも、冷蔵庫やショーケースの場合、中に貯蔵している食品が傷むことも予想される。
　本実施の形態では、実施の形態１の通り、第１のスイッチング素子４ａまたは第２のスイッチング素子４ｂが故障した場合に、この故障を検出し、中性線断線部２０により中性線を断線させる。これにより、全波整流だけであれば直流電源装置は動作することができる。これにより電動機３１の起電圧が高くなるような高速回転の動作はできないものの低速回転での動作は継続できる。
　したがって、本実施の形態の空気調和機は、第１のスイッチング素子４ａまたは第２のスイッチング素子４ｂが故障を検出した場合に、警報などにより使用者に通知し、修理されるまでの間、低速回転だけの応急運転を行うことができる。これにより、真夏や真冬に故障しても、応急運転を実現でき、人体へ与える影響を極力排除できる。冷蔵庫やショーケースに適用した場合も、食品が傷むまでの時間を稼ぐことができ、故障による損害を未然に抑制できる。
　本実施の形態の空気調和機において、直流電源装置１００を起動時（すなわちスイッチング素子４ａまたは第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング動作開始前）にスイッチング素子４ａまたは第２のスイッチング素子４ｂの故障を検出することもできる。図９は、直流電源装置１００の起動前の故障検出手順の一例を示すフローチャートである。まず、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂともに短絡故障していた場合、直流電源装置１００が起動されると、電源短絡となり、図示していないブレーカの遮断またはヒューズ溶断により電源１から電流が供給されないよう保護される。
　図９に示すように、中性線断線部２０をオフ（断線）状態にしておき、電源１からの通電を開始する（ステップＳ２１）。その後、制御部８は、第１のスイッチング素子４ａをオンとする（ステップＳ２２）。この状態のときに、電源１からの短絡電流が流れたか否かを判断する（ステップＳ２３）。短絡電流が流れなければ（ステップＳ２３　Ｎｏ）、第１のスイッチング素子４ａは故障していないと判断して、第１のスイッチング素子４ａをオフとし第２のスイッチング素子４ｂをオンとする（ステップＳ２５）。この状態のときに、電源１からの短絡電流が流れたか否かを判断する（ステップＳ２６）。短絡電流が流れなければ（ステップＳ２６　Ｎｏ）、スイッチング素子は両方とも正常であると判断し（ステップＳ２８）、制御部８は通常のスイッチング動作の実施を許可する（ステップＳ２９）。
　ステップＳ２３で、短絡電流が流れれば（ステップＳ２３　Ｙｅｓ）、制御部８は、第２のスイッチング素子４ｂが故障していると判断し（ステップＳ２４）、制御部８は通常のスイッチング動作の実施を禁止する（ステップＳ３０）。または、応急運転（全波整流モード）だけを許可する。ステップＳ２６で、短絡電流が流れれば（ステップＳ２６　Ｙｅｓ）、制御部８は、第１のスイッチング素子４ａが故障していると判断し（ステップＳ２７）、ステップＳ３０へ進む。
　電源１からの短絡電流の検出方法は、図１、７、８では図示していないが、リアクタ３に２次巻線を巻いて、その誘導電圧を検出する方法としてもよいし、切替部７と整流器２との間に電流センサを設けて検出する方法でも良いし、その他の検出方法でもよい。リアクトル３に２次巻線を巻いて、その誘導電圧を検出する場合は、リアクトル３が短絡電流検出部としての機能を有し、切替部７と整流器２との間に電流センサを設けて検出する場合は電流センサが短絡電流検出部となる。なお、両方のスイッチング素子が同時に故障している場合は前述の通り、ヒューズやブレーカなどで保護する。
　直流電圧を２倍に昇圧することが可能な直流電源装置を用いた電動機駆動装置では高効率化が実現できる。一方、スイッチング素子を追加することで故障する可能性のある部品が増加する。しかしながら、実施の形態１で述べた直流電源装置１００を用いれば、仮にスイッチング素子が故障しても、動作不全に陥ることなく、故障箇所を特定し、電動機３１の動作を低速回転動作に特定することで、動作を継続させることができる。
　本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２で述べたように、稀少金属である希土類磁石を用いずとも巻数を増加させた磁力の弱い永久磁石を用いた電動機３１を効率良く駆動制御することができる。このため、巻数を増加させた磁力の弱い永久磁石を用いた電動機３１を用いた場合も、省エネルギーを実現できる。また、本実施の形態の空気調和機はスイッチング素子の故障を通常運転中でも起動前であっても検出できるので、応急運転により動作を継続することができる。
　特に、冷蔵庫のような２４時間常時運転するような機器に第２の実施の形態の電動機駆動装置を適用すると、低速回転における低電流状態での運転が長いため、巻数を増加させたフェライト磁石等を適用した電動機３１により、低コストで省エネルギー化を実現できる。
　以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、直流電源装置を必要とするインバータの電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用することによる省エネの実現のほか、希少金属である希土類磁石を用いることなく安価で省エネルギー性の高い電動機駆動装置を構成できることから、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。
　１　交流電源、２　整流器、３　リアクトル、４ａ　第１のスイッチング素子、４ｂ　第２のスイッチング素子、５ａ　第１の逆流防止素子、５ｂ　第２の逆流防止素子、６ａ　第１のコンデンサ、６ｂ　第２のコンデンサ、７　切替部、８　制御部、９　電源電圧検出部、１０　直流電圧検出部、１１　負荷、２０　中性線断線部、３０　インバータ、３１　電動機、３２　電流検出器、３３　駆動制御部、４１　圧縮機、４２　四方弁、４３　室外熱交換器、４４　膨張弁、４５　室内熱交換器、４６　冷媒配管、４７　圧縮機構、１００　直流電源装置。

Claims (15)

  1. 　交流電源に接続された整流器と、
    　直列接続された第１のコンデンサと第２のコンデンサで構成される電荷蓄積部と、
    　直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流防止素子とで構成される切替部と、
    　リアクトルと、
    　前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の動作を制御する制御部と、
    　前記第１のコンデンサの両端電圧である第１の両端電圧と、前記第２のコンデンサの両端電圧である第２の両端電圧とを検出する直流電圧検出部と、
    　を備え、
    　前記整流器と前記切替部はリアクトルを介して接続され、
    　前記制御部は、前記第１の両端電圧と前記第２の両端電圧の電圧差に基づいて、第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のうち一方の短絡故障を検出することを特徴とする直流電源装置。
  2. 　前記交流電源から流れる短絡電流を検出する短絡電流検出部、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記切替部のスイッチング動作の開始前に、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のうち一方のスイッチング素子をオンとし他方のスイッチング素子をオフとした状態で前記短絡電流が検出されたか否かに基づいて前記他方のスイッチング素子が短絡故障しているか否かを検出することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　交流電源に接続された整流器と、
    　直列接続された第１のコンデンサと第２のコンデンサで構成される電荷蓄積部と、
    　直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記電荷蓄積部からの電荷の逆流を抑制する逆流防止素子とで構成される切替部と、
    　リアクトルと、
    　前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の動作を制御する制御部と、
    　前記交流電源から流れる短絡電流を検出する短絡電流検出部と、
    　を備え、
    　前記整流器と前記切替部はリアクトルを介して接続され、
    　前記制御部は、前記切替部のスイッチング動作の開始前に、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のうち一方のスイッチング素子をオンとし他方のスイッチング素子をオフとした状態で前記短絡電流が検出されたか否かに基づいて前記他方のスイッチング素子が短絡故障しているか否かを検出することを特徴とする直流電源装置。
  4. 　前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の中点である第１の中点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの中点である第２の中点との接続を断線させるか接続するかを切り替える接続制御部、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記短絡故障を検出した場合に、前記接続制御部に前記第１の中点と前記第２の中点と間を断線させるよう指示し、前記切替部の動作を停止させることを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の直流電源装置。
  5. 　前記制御部は、前記短絡故障を検出した場合に、前記接続制御部に前記第１の中点と前記第２の中点と間を断線させるよう指示し、第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のうち前記短絡故障が生じていないスイッチング素子をオフとした状態で動作させることを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の直流電源装置。
  6. 　前記制御部は、前記短絡故障を検出した場合に、前記短絡故障を検出したスイッチング素子がオンとなっているときに、前記接続制御部に前記第１の中点と前記第２の中点と間を断線させるよう指示することを特徴とする請求項４または５に記載の直流電源装置。
  7. 　前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記逆流防止素子および前記整流器を構成する整流素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の直流電源装置。
  8. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項７に記載の直流電源装置。
  9. 　電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    　請求項１から８のいずれか１つに記載の直流電源装置と、
    　前記直流電源装置から供給される直流電流を用いて前記電動機を制御するインバータと、
    　前記電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、
    　前記電流検出部により検出された電流に基づいて前記インバータを制御する駆動制御部と、
    　を備えることを特徴とする電動機駆動装置。
  10. 　前記駆動制御部は、前記電動機の負荷量に基づいて前記インバータへ供給される直流電流の電圧を決定し、決定した前記電圧を前記直流電源装置へ指示し、
    　前記直流電源装置は、前記駆動制御部からの指示に基づいて前記インバータへ供給される直流電流の電圧を制御することを特徴とする請求項９に記載の電動機駆動装置。
  11. 　前記電動機は希土類元素以外で構成される永久磁石を有することを特徴とする請求項９または１０に記載の電動機駆動装置。
  12. 　前記インバータを構成するスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項９から１１のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
  13. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１２に記載の電動機駆動装置。
  14. 　請求項９から１３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置と、
    　前記電動機駆動装置により駆動される電動機を有する圧縮機と、
    　を備えることを特徴とする空気調和機。
  15. 　請求項９から１３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置と、
    　前記電動機駆動装置により駆動される電動機を有する圧縮機と、
    　を備えることを特徴とする冷蔵庫。
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