WO2017145339A1 - 直流電源装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

直流電源装置および冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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WO2017145339A1
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capacitor
prevention element
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和徳 畠山
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三菱電機株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC power supply device and a refrigeration cycle application device including the same.
  • the switching element is operated at least once in synchronization with the half cycle of the power supply, thereby expanding the conduction angle of the input current and improving the power factor.
  • Patent Document 1 There is a technique for reducing the higher harmonic component (for example, Patent Document 1).
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a DC power supply device capable of realizing high efficiency by suppressing conduction loss.
  • a DC power supply device includes a first capacitor and a second capacitor connected in series between output terminals to a load. Further, the DC power supply device includes: a first switching element that switches between charging and non-charging of the first capacitor; a second switching element that switches between charging and non-charging of the second capacitor; A first backflow prevention element for preventing charge charge from flowing back to the first switching element; and a second backflow prevention element for preventing charge charge of the second capacitor from flowing back to the second switching element.
  • the charging unit provided, and the first backflow prevention element is controlled to be turned on at the timing of starting charging of the first capacitor, and the second backflow prevention element is turned on at the timing of starting charging of the second capacitor. And a control unit for controlling.
  • the DC power supply device has an effect of suppressing conduction loss and achieving high efficiency.
  • the figure which shows DC voltage control which the DC power supply device concerning Embodiment 1 performs The figure which shows the operation
  • Diagram showing voltage-current characteristics of MOSFET The figure which shows the voltage current characteristic of SiC MOSFET and SiC SBD
  • FIG. FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • the DC power supply device 100 according to the first embodiment is configured to convert the three-phase AC supplied from the AC power supply 1 into DC and supply it to the load 9.
  • the inverter load etc. which drive the compressor motor used for the refrigeration cycle application apparatus are assumed as the load 9, for example, it cannot be overemphasized that it is not restricted to this.
  • the DC power supply device 100 is connected in series between the rectifier circuit 2 that rectifies the three-phase AC supplied from the AC power supply 1, the reactor 3 connected to the output side of the rectifier circuit 2, and the output terminal to the load 9.
  • the rectifier circuit 2 is configured as a three-phase full-wave rectifier circuit in which six rectifier diodes are connected in a full bridge.
  • FIG. 1 the rectifier circuit 2 is configured as a three-phase full-wave rectifier circuit in which six rectifier diodes are connected in a full bridge.
  • FIG. 2 is a diagram of another configuration example of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • the DC power supply device 100a shown in FIG. 2 is obtained by replacing the rectifier circuit 2 of the DC power supply device 100 with a rectifier circuit 2a.
  • the rectification path 2a is a single-phase full-wave rectification circuit in which four rectification diodes are connected in a full bridge.
  • the example in which the reactor 3 is connected to the output side of the rectifier circuit 2 a is shown, but a configuration in which the reactor is connected to the input side of the rectifier circuit 2 a may be used.
  • the rectifier circuits 2 and 2a are general rectifier circuits, description thereof is omitted.
  • the case where the AC power supply 1 supplies three-phase AC, that is, the DC power supply device 100 shown in FIG. 1 will be described, but the operation of the DC power supply device 100a shown in FIG. 2 is also the same.
  • the charging unit 7 includes a first switching element 4a that switches between charging and non-charging of the first capacitor 6a, and a second switching that switches between charging and non-charging of the second capacitor 6b.
  • the midpoint of the series circuit 4 composed of the first switching element 4a and the second switching element 4b and the midpoint of the series circuit 6 composed of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are connected. Further, the first backflow prevention element 5a is connected in the forward direction from the collector of the first switching element 4a toward the connection point between the first capacitor 6a and the load 9, and the second capacitor 6b and the load 9 are connected to each other. A second backflow prevention element 5b is connected in the forward direction from the connection point toward the emitter of the second switching element 4b.
  • the first capacitor 6a and the second capacitor 6b have the same capacity.
  • semiconductor elements such as a power transistor, a power MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistors) are used. It is done.
  • the first backflow prevention element 5a and the second backflow prevention element 5b are MOSFETs that are switching elements, but it goes without saying that other backflow prevention elements do not have any problem.
  • the control unit 8 individually controls each element of the charging unit 7, that is, the first switching element 4a, the second switching element 4b, the first backflow prevention element 5a, and the second backflow prevention element 5b.
  • the DC voltage supplied to the load 9 is controlled by turning the element on or off.
  • control for turning on the element is referred to as on control
  • control for turning off the element is referred to as off control.
  • switching control of each element of the charging unit 7 by the control unit 8 will be described with reference to FIGS. 1, 3, and 4.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a switching control state in the DC power supply device according to the first embodiment.
  • each element of the charging unit 7, the first capacitor 6 a, and the second capacitor 6 b are shown in the circuit operation column, but the reference numerals of these components are omitted.
  • Each element of the charging unit 7 is controlled by the control unit 8.
  • the first switching element 4a and the second switching element 4b are controlled to be turned off (OFF), and the first backflow prevention element 5a and the second backflow prevention element 5b are turned on. Indicates a controlled state.
  • the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are charged via the first backflow prevention element 5a and the second backflow prevention element 5b.
  • the state B shown in FIG. 3 is a state in which the first switching element 4a and the second backflow prevention element 5b are on-controlled and the second switching element 4b and the first backflow prevention element 5a are off-controlled. Show. In this state B, only charging of the second capacitor 6b is performed.
  • the state C shown in FIG. 3 is a state in which the second switching element 4b and the first backflow prevention element 5a are on-controlled and the first switching element 4a and the second backflow prevention element 5b are off-controlled. Show. In this state C, only charging of the first capacitor 6a is performed.
  • the state D shown in FIG. 3 is a state in which the first switching element 4a and the second switching element 4b are on-controlled and the first backflow preventing element 5a and the second backflow preventing element 5b are off-controlled. Show. In this state D, both the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are not charged.
  • the first switching element 4 a and the first backflow prevention element 5 a are on-controlled and off-controlled in reverse relation to each other.
  • the second switching element 4b and the second backflow prevention element 5b are subjected to on control and off control in an inverse relationship to each other. That is, when the controller 8 turns off the first switching element 4a to charge the first capacitor 6a, the controller 8 turns on the first backflow prevention element 5a and turns on the first switching element 4a. When the charging of the first capacitor 6a is stopped, the first backflow prevention element 5a is controlled to be turned off.
  • control unit 8 controls the second switching element 4b to be turned off and charges the second capacitor 6b
  • control unit 8 controls the second backflow prevention element 5b to be turned on, and controls the second switching element 4b to be turned on.
  • the second backflow prevention element 5b is controlled to be off.
  • the states of the first switching element 4a and the second switching element 4b are determined, the states of the first backflow prevention element 5a and the second switching element 5b are also determined. Therefore, only the state of the first switching element 4a and the state of the second switching element 4b are shown, and the description of the state of the first backflow prevention element 5a and the state of the second backflow prevention element 5b is omitted.
  • the 1st backflow prevention element 5a and the 2nd backflow prevention element 5b have a diode in the switching element comprised.
  • the DC power supply device 100 controls the DC voltage supplied to the load 9 by appropriately switching the states shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating DC voltage control executed by the DC power supply according to the first embodiment.
  • the DC power supply apparatus 100 according to the first embodiment performs one of the four types of DC voltage control operations shown in FIG. 4 and supplies DC power to the load 9.
  • the DC voltage control operation executed by the DC power supply device 100 includes the full-wave rectification operation using the state A described above and the boosting operations a to c combining the states A to D.
  • the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b is less than 50%, and the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b is 50%.
  • the step-up operation b is a voltage doubler mode.
  • the first switching element 4a and the second switching element 4b are always in the off-control state, so that the voltage that is full-wave rectified by the rectifier circuit 2 becomes the output voltage of the DC power supply device 100.
  • a simultaneous off period that is, a state A in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned off is provided.
  • the state transition of state B ⁇ A ⁇ C ⁇ A is periodically repeated.
  • the output voltage of the DC power supply device 100 is a voltage between the output voltage in the full-wave rectification operation and the output voltage in the step-up operation b.
  • the OFF timing of the first switching element 4a and the ON timing of the second switching element 4b are almost simultaneous, and the state B and the state C shown in FIG. 3 are repeated.
  • the output voltage of the DC power supply device 100 is approximately twice the output voltage in the case of the full-wave rectification operation.
  • the short-circuit current flows when the first switching element 4a and the second switching element 4b are simultaneously turned on, it is desirable to provide a dead time of about several ⁇ s.
  • a simultaneous ON period that is, a state D in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned on is provided.
  • the state transitions of the states D ⁇ B ⁇ D ⁇ C are periodically repeated, and energy is stored in the reactor 3 in this simultaneous ON period (period of the state D).
  • the output voltage of the DC power supply device 100 is equal to or higher than the output voltage in the case of the boost operation b.
  • the DC power supply device 100 can control the DC voltage supplied to the load 9 by changing the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b. Is possible.
  • the DC power supply device 100 can perform the boosting operations a to c, it is possible to output a voltage higher than usual.
  • the load 9 is a constant power load
  • the current is halved and the current flowing through the load 9 is reduced. Therefore, according to the DC power supply device 100, the efficiency of the device can be improved. .
  • the charging frequency of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b in each step-up operation of the DC power supply device 100 according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the charging frequency of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b is a period obtained by combining one charging period and a non-charging period of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b, that is, When a period obtained by combining one set of the ON period and the OFF period of one switching element 4a and the second switching element 4b is one period, a switching frequency that is the reciprocal of the one period is indicated.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating operation waveforms of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • the power supply voltage that is, the three-phase AC waveform (Vrs, Vst, Vtr) supplied from the AC power supply 1
  • the waveform of the SW1 drive signal that is the drive signal of the first switching element 4a
  • the waveform of the SW2 drive signal which is the drive signal of the element 4b is described.
  • Tdl1 indicates the on-start phase of the first switching element 4a
  • Tdl2 indicates the on-start phase of the second switching element 4b.
  • the charging frequency of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b is controlled to be 3n times (n is a natural number) the three-phase AC frequency. That is, as shown in FIG. 5, the switching period is set to 1 / 3n times the period T of the three-phase alternating current, and the ON time Ton1 of the first switching element 4a and the ON time Ton2 of the second switching element 4b are alternately turned on. Control. In this way, the distortion that appears in each phase current when switching control is generated in the same phase for each phase, so that the waveform of each phase current is shifted by 120 degrees with respect to the power cycle. It is possible to eliminate the imbalance of each phase current of the three-phase alternating current.
  • the switching frequency is set to a frequency other than n times the frequency of the three-phase alternating current
  • the waveform of each phase current does not have a similar shape, resulting in an unbalance of each phase current.
  • the switching control is performed in synchronization with the frequency of the three-phase alternating current, an unbalance of each phase current of the three-phase alternating current occurs.
  • the switching frequency of the first switching element 4a and the second switching element 4b is a three-phase AC frequency. Control to be 3n times. Thereby, the switching of the first switching element 4a and the second switching element 4b is performed in the same phase of each phase of the three-phase alternating current shifted by 120 degrees with respect to the power supply cycle. Therefore, the boosting operation a in which the first switching element 4a and the second switching element 4b are simultaneously turned off, and the boosting operation c in which the first switching element 4a and the second switching element 4b are simultaneously turned on are generated. In either case, the waveform of each phase current of the three-phase alternating current is similar. Therefore, the unbalance of each phase current does not occur, and the distortion rate of each phase current becomes a minimum value, and the power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed.
  • the amount of noise generated is small and the same. It is possible to reduce the influence on other devices connected to the system.
  • a power supply voltage detection unit such as a sensor for detecting the power supply voltage is provided. It is possible to grasp the frequency of the AC power supply 1 by detecting the zero cross timing. In addition, by performing switching operation at 3m times (m is a natural number) of 300Hz, which is the least common multiple of 50Hz and 60Hz, it is possible to eliminate the imbalance of each phase current without grasping the frequency of the AC power supply 1. In addition, it is not necessary to provide a power supply voltage detection unit, which contributes to cost reduction.
  • FIG. 6 is a diagram showing a voltage-current characteristic of a MOSFET and a voltage-current characteristic of a MOSFET parasitic diode or a diode externally attached to the MOSFET.
  • a diode that is, a parasitic diode of the MOSFET or a diode externally attached to the MOSFET
  • the voltage Vf until the current starts to flow is high, and the loss represented by the product of the current and the voltage becomes large.
  • the loss in the diode as the backflow prevention element cannot be ignored.
  • there is a method using a low Vf diode but when using a low Vf diode, an increase in cost is inevitable.
  • the voltage at which the current starts to flow is lower in the MOSFET than in the diode, and the product of the current and voltage, which is a loss, becomes small particularly in the region where the current is low. Therefore, it is possible to reduce the conduction loss compared to flowing through the diode, and it is possible to contribute to higher efficiency of the DC power supply device.
  • the loss is reduced by passing a current through the diode. Therefore, in a region where the voltage exceeds Vt, the first backflow prevention element 5a and the second backflow prevention element 5b may be controlled to be turned off so as to conduct to the diode.
  • the control unit 8 of the DC power supply device 100 shows the voltage applied to the first backflow prevention element 5a in FIG. 6 for the first backflow prevention element 5a and the second backflow prevention element 5b formed of MOSFETs. If Vt exceeds Vt, the first backflow prevention element 5a may be turned off, and if the voltage applied to the second backflow prevention element 5b exceeds Vt, the second backflow prevention element 5a may be turned off. In this case, after the charging of the first capacitor 6a is started, the control unit 8 controls the first backflow prevention element 5a to be turned off when the voltage applied to the first backflow prevention element 5a satisfies the specified condition.
  • the second backflow prevention element 5b After the charging of the second capacitor 6b is started, when the voltage applied to the second backflow prevention element 5b satisfies a specified condition, the second backflow prevention element 5b is controlled to be off. Note that when the off-control of each backflow prevention element is not performed in a region where the voltage exceeds Vt, a current flows so as to shunt the MOSFET and the diode, and therefore it is not necessary to perform the off-control.
  • the first backflow prevention element 5a and the second backflow prevention element 5b use is made of a super junction structure MOSFET and SiC (silicon carbide) elements that have been attracting attention as highly efficient devices in recent years. it can.
  • MOSFET metal oxide semiconductor
  • SiC silicon carbide
  • the SiC parasitic diode has a deterioration phenomenon due to crystal defects existing in the substrate in which the forward voltage drop increases due to a constant current load, it is desirable that no current flow through the parasitic diode.
  • the rise voltage of the parasitic diode of SiC MOSFET is about 3V, while the rise voltage of SiC SBD (Shotky Barrier Diode) is as low as about 1V. Therefore, as shown in FIG. 7, by connecting the SiC SBD in parallel to the SiC MOSFET, it is possible to pass a current through the SiC SBD instead of the parasitic diode, and it is possible to prevent the deterioration of the parasitic diode. .
  • problems such as cost increase arise.
  • the voltage when the SiC MOSFET is turned on is lower than the rising voltage of the parasitic diode, and the synchronous rectification operation is performed by turning on the SiC MOSFET, the current flows to the SiC MOSFET side instead of the parasitic diode. It is possible to prevent the parasitic diode from deteriorating while avoiding an increase in the resistance.
  • the DC power supply device 100 includes the first capacitor 6a and the second capacitor 6b connected in series between the output terminals to the load 9, and the first capacitor 6a and the second capacitor 6b.
  • the charging unit 7 that selectively charges one or both of the two capacitors 6 b and the control unit 8 that controls the charging unit 7 are provided.
  • the charging unit 7 includes a first switching element 4a that switches between charging and non-charging of the first capacitor 6a, and a second switching element 4b that switches between charging and non-charging of the second capacitor 6b. The charge of the first capacitor 6a is prevented from flowing back to the first switching element 4a, and the charge of the second capacitor 6b is flowed back to the second switching element 4b.
  • the control unit 8 turns on the first backflow prevention element 5a when charging the first capacitor 6a, and turns on the first backflow prevention element 5b when charging the second capacitor 6b. .
  • the conduction loss of the first backflow prevention element 5a and the second backflow prevention element 5b can be reduced. That is, a highly efficient DC power supply device can be realized. Note that the same effect can be obtained in the DC power supply device 100a shown in FIG.
  • Embodiment 2 a refrigeration cycle application device to which the DC power supply device 100 described in the first embodiment is applied will be described.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of the refrigeration cycle application apparatus according to the second embodiment.
  • the refrigeration cycle application apparatus according to the second embodiment for example, an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, a refrigerator, and the like are assumed.
  • the load 9 connected to the DC power supply device 100 (see FIG. 1) described in the first embodiment is a refrigeration air conditioner.
  • the load 9 as the refrigeration air conditioner includes an inverter 30, a compressor 31, a motor 32, and a refrigeration cycle 33.
  • the inverter 30 operates with a DC bus voltage (Vdc) supplied from the DC power supply device 100 and a neutral point voltage Vdc / 2, and drives a motor 32 built in the compressor 31 at a variable speed and a variable voltage. To do.
  • Vdc DC bus voltage
  • Vdc / 2 neutral point voltage
  • the inverter 30 drives the motor 32, the refrigerant in the refrigeration cycle 33 is compressed by the compressor 31 to operate the refrigeration cycle 33, thereby performing a desired operation such as cooling or heating.
  • the refrigeration cycle application device configured as shown in FIG. 8 can enjoy the effects obtained by the DC power supply device 100 described in the first embodiment.
  • the DC power supply apparatus 100 turns on the first switching element 4a with Ton1 shown in FIG. 5 and turns on the second switching element 4b with Ton2 shown in FIG.
  • the voltage Vdc is controlled to a constant value and supplied to the load 9. As a result, stable operation of the load 9 can be realized.
  • the DC power supply device 100 controls the on-start phase Tdl1 of the first switching element 4a and the on-start phase Tdl2 of the second switching element 4b, thereby generating a harmonic generation amount (hereinafter referred to as a harmonic generation amount).
  • a harmonic generation amount (hereinafter referred to as a harmonic generation amount).
  • the amount of generated harmonics needs to be suppressed to a standard value or less, and the DC power supply device 100 includes a reactor 3 for the purpose of suppressing harmonics. Since DC power supply device 100 can reduce the amount of harmonic generation by controlling Tdl1 and Tdl2 described above, the amount of harmonics suppressed by reactor 3 is reduced. Therefore, the reactor 3 can be reduced in size and weight.
  • the standard value of the amount of harmonic generation may vary depending on the country, region, etc. where the refrigeration cycle equipment is used. When the refrigeration cycle equipment is used in Japan, the standard value of the amount of harmonic generation is defined by Japanese Industrial Standards (JIS).
  • the DC power supply device 100 can reduce the input current at the same load by controlling the first switching element 4a and the second switching element 4b so as to have a high power factor. It is possible to improve the power supplied. Accordingly, it is possible to relatively increase the cooling and heating capabilities.
  • the refrigeration cycle application apparatus according to the present embodiment to which the DC power supply device 100 according to the first embodiment is applied can also exhibit the following effects.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a relationship between the motor rotation speed and the DC bus voltage Vdc in the refrigeration cycle application apparatus according to the second embodiment.
  • the refrigerating and air-conditioning apparatus operates to improve the capacity and quickly approach the target temperature.
  • the inverter 30 increases the rotation speed of the motor 32 and increases the amount of refrigerant compressed by the compressor 31, thereby improving the performance.
  • the voltage value necessary for driving the motor 32 increases in proportion to the rotational speed of the motor 32 as shown in FIG.
  • the motor voltage Vm1 (broken line shown in FIG. 9) is obtained.
  • the motor voltage Vm2 FIG. 9 is a characteristic as indicated by the alternate long and short dash line in FIG.
  • the motor 32 When a motor having a high induced voltage is used as the motor 32, the motor can be driven with a small amount of current as the voltage supplied from the inverter 30 increases. Therefore, the loss of the inverter 30 is reduced, and high-efficiency operation is possible.
  • the DC power supply device 100 performs the full-wave rectification operation, since the DC bus voltage Vdc is low, N1 is the upper limit of the maximum rotation speed at which high-efficiency operation can be performed. At higher rotation speeds, operation can be performed by using the flux-weakening control, but the efficiency increases because the current increases.
  • the full-wave rectification operation is performed in the region where the rotational speed is up to N1, and the rotational speed is greater than or equal to N1 as the rotational speed of the motor 32 increases.
  • the DC bus voltage Vdc can be boosted by switching to the step-up operation a in the region below, the step-up operation b (double voltage mode) when the rotational speed is N2, and the step-up operation c when the rotational speed is greater than N2. . Therefore, the motor 32 can be driven with high efficiency and high speed.
  • the inverter 30 operates with a high modulation rate by controlling the DC bus voltage Vdc to be substantially Vm2, and therefore, PWM (Pulse Width Modulation).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a voltage higher than that in the step-up operation b double voltage mode
  • the induced voltage can be increased by increasing the number of turns of the motor 32, and high efficiency can be realized.
  • first switching element 4a and second switching element 4b are set so that bus voltage command value Vdc * (not shown) input to control unit 8 matches DC bus voltage Vdc. Is controlled. Therefore, by changing the bus voltage command value Vdc * according to the rotational speed of the motor 32 and the power of the load, it is possible to operate with the optimum bus voltage Vdc according to the load, and to reduce the loss of the inverter 30. It is possible to plan.
  • the switching frequency of the first switching element 4a and the second switching element 4b is set as follows so that an increase in the switching frequency is minimized and overcurrent is cut off. Operation with maximum efficiency is possible without falling. That is, in the full-wave rectification operation and the step-up operation a, the switching frequency of the first switching element 4a and the second switching element 4b is set to three times the power supply frequency, thereby suppressing an increase in the switching frequency to a minimum. Operation with maximum efficiency can be realized without overcurrent interruption.
  • the switching frequency of the first switching element 4a and the second switching element 4b is set to a frequency (for example, 900 Hz) that is three times the least common multiple of the power supply frequencies 50 Hz and 60 Hz. It is possible to realize the operation with the maximum efficiency without falling into the overcurrent interruption while minimizing the increase of the switching frequency.
  • various power supply voltages such as 200 V and 400 V exist as the power supply voltage of the AC power supply 1 that is the power supply of the DC power supply apparatus 100. For this reason, when the motor 32 is designed in accordance with the power supply situation for each destination, the motor specifications become multiple types, and the evaluation load and development load of the motor 32 increase.
  • the boost operation b double voltage mode
  • the three-phase AC 1 When the power supply voltage of 400V is 400V, the full-wave rectification operation is executed, so that the DC bus voltage Vdc becomes the same value when the power supply voltage of the three-phase AC is 200V and when the power supply voltage of the three-phase AC is 400V. Become. Therefore, it is possible to realize a refrigeration cycle application device in a destination where three-phase AC power supply voltages are different by using a motor having the same specification.
  • the inverter 30 can be operated at a constant voltage.
  • the switching frequency is switched in a region where the operations are shifted to each other. In that case, it is possible to prevent the operation from becoming unstable by providing hysteresis or changing the frequency linearly (for example, increasing linearly from 150 Hz to 900 Hz).
  • the first switching element 4a and the second switching element 4b are alternately turned on at 3n times the frequency of the three-phase AC in the boosting operations a to c.
  • the waveform of each phase current of the three-phase alternating current becomes similar, no imbalance occurs in each phase current, and the distortion rate of each phase current becomes a minimum value, improving the power factor and increasing the harmonics. Wave current can be suppressed.
  • the DC power supply apparatus described in the first embodiment is configured by using the DC power supply apparatus 100 described in the first embodiment.
  • the effect obtained by 100 can be enjoyed.
  • the refrigeration cycle application apparatus provided with the DC power supply device 100 when the AC power supply 1 is a three-phase AC power supply has been described
  • the refrigeration cycle application provided with the DC power supply device 100a when the AC power supply 1 is a single-phase AC power supply is described. The same effect can be enjoyed with the device.
  • the motor can be driven at high efficiency and high speed by switching to full-wave rectification operation, boost operation a, boost operation b (double voltage mode), and boost operation c according to the increase in the rotation speed of the motor. It becomes possible.
  • each step-up operation when supplying a three-phase AC power source, in each step-up operation, by switching the first switching element 4a and the second switching element 4b at a switching frequency 3n times the frequency of the three-phase AC, The waveform of each phase current of the three-phase alternating current is similar, and there is no imbalance between the phase currents. As a result, the distortion rate of each phase current becomes a minimum value, improving power factor and suppressing harmonic current. It becomes possible.
  • a Si-based semiconductor made of silicon Si: silicon
  • a wide band gap (WBG) semiconductor made of silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond may be used.
  • the switching element and the backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have a high voltage resistance and a high allowable current density. Therefore, it is possible to reduce the size of the switching element and the backflow prevention element. By using the downsized switching element and the backflow prevention element, it is possible to reduce the size of the DC power supply device configured using these elements. .
  • the switching element and the backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have high heat resistance. Therefore, the heat sink fins of the heat sink can be reduced in size and the water cooling part can be cooled in the air, so that the DC power supply device can be further reduced in size.
  • the switching element and the backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have low power loss. Therefore, it is possible to increase the efficiency of the switching element and the backflow prevention element, and thus it is possible to increase the efficiency of the DC power supply device.
  • both the switching element and the backflow prevention element are formed of a WBG semiconductor
  • any one of the elements may be formed of a WBG semiconductor, and the above-described effects can be obtained.
  • a power transistor for example, a power MOSFET, and an IGBT are given as examples of the switching element.
  • a super junction structure MOSFET an insulated gate semiconductor device, which is known as a highly efficient switching element, The same effect can be obtained by using a bipolar transistor or the like.
  • control unit 8 of the DC power supply devices 100 and 100a can be constituted by a discrete system of a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), and a microcomputer (microcomputer). You may comprise by electric circuit elements, such as a circuit.
  • CPU Central Processing Unit
  • DSP Digital Signal Processor
  • microcomputer microcomputer
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

Abstract

　直流電源装置（１００）は、負荷（９）への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ（６ａ）および第２のコンデンサ（６ｂ）と、第１のコンデンサ（６ａ）の充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子（４ａ）、第２のコンデンサ（６ｂ）の充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子（４ｂ）、第１のコンデンサ（６ａ）の充電電荷が第１のスイッチング素子（４ａ）へ逆流するのを防止する第１の逆流防止素子（５ａ）、および第２のコンデンサ（６ｂ）の充電電荷が第２のスイッチング素子（４ｂ）へ逆流するのを防止する第２の逆流防止素子（５ｂ）を備えた充電部（７）と、第１のコンデンサ（６ａ）の充電を開始するタイミングで第１の逆流防止素子（５ａ）をオン状態に制御し、第２のコンデンサ（６ｂ）の充電を開始するタイミングで第２の逆流防止素子（５ｂ）をオン状態に制御する制御部（８）と、を備える。

Description

直流電源装置および冷凍サイクル適用機器
　本発明は、直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、単相電源に接続される電源装置において、スイッチング素子を電源半周期に同期して１回以上スイッチング素子を動作させることで、入力電流の導通角を広げて力率を改善させ、入力電流の高調波成分を低減させる技術がある（例えば、特許文献１）。
特開２０００－２７８９５５号公報
　特許文献１に記載された電源装置では、高い電圧出力が不要な軽負荷運転において、２つのスイッチング素子を動作させない動作を行った場合に、２つの逆流防止整流素子に電流が流れ、導通損失が発生する。特に、空気調和機のような低出力運転の時間比率が高い機器においては、逆流防止整流素子で発生する導通損失の影響が無視できないという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、導通損失を抑制して高効率化を実現可能な直流電源装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる直流電源装置は、負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを備える。また、直流電源装置は、第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子、第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子、第１のコンデンサの充電電荷が第１のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第１の逆流防止素子、および第２のコンデンサの充電電荷が第２のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第２の逆流防止素子を備えた充電部と、第１のコンデンサの充電を開始するタイミングで第１の逆流防止素子をオン状態に制御し、第２のコンデンサの充電を開始するタイミングで第２の逆流防止素子をオン状態に制御する制御部と、を備える。
　本発明にかかる直流電源装置は、導通損失を抑制して高効率化を実現できる、という効果を奏する。
実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図 実施の形態１にかかる直流電源装置の他の構成例を示す図 実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図 実施の形態１にかかる直流電源装置が実行する直流電圧制御を示す図 実施の形態１にかかる直流電源装置の動作波形を示す図 ＭＯＳＦＥＴの電圧電流特性を示す図 ＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴおよびＳｉＣ　ＳＢＤの電圧電流特性を示す図 実施の形態２にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図 実施の形態２にかかる冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流母線電圧との関係を示す図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００は、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷９に供給する構成としている。また、本実施の形態では、負荷９として、例えば冷凍サイクル適用機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷等を想定しているが、これに限るものではないことは言うまでもない。
　直流電源装置１００は、交流電源１から供給される三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷９への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これら第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部７と、充電部７を制御する制御部８とを備えている。なお、図１に示す例では、整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路として構成される。また、図１に示す例では、リアクトル３を整流回路２の出力側に接続した例を示したが、整流回路２の入力側の各相にリアクトルを接続した構成であってもよい。交流電源１から単相交流が供給される場合、直流電源装置の構成は図２に示したものとなる。図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置の他の構成例を示す図である。図２に示した直流電源装置１００ａは、直流電源装置１００の整流回路２を整流回路２ａに置き換えたものである。整流経路２ａは、４つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された単相全波整流回路である。図２に示す例では、リアクトル３を整流回路２ａの出力側に接続した例を示したが、整流回路２ａの入力側にリアクトルを接続した構成であってもよい。
　なお、整流回路２および２ａは一般的な整流回路であるため、説明は省略する。本実施の形態では、交流電源１が三相交流を供給する場合、すなわち、図１に示した直流電源装置１００について説明するが、図２に示した直流電源装置１００ａの動作も同様である。
　直流電源装置１００において、充電部７は、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子４ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷が第１のスイッチング素子４ａへの逆流するのを防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷が第２のスイッチング素子４ｂへ逆流するのを防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。
　第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路４の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路６の中点とが接続されている。また、第１のスイッチング素子４ａのコレクタから第１のコンデンサ６ａと負荷９との接続点に向けて順方向に第１の逆流防止素子５ａが接続され、第２のコンデンサ６ｂと負荷９との接続点から第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に第２の逆流防止素子５ｂが接続されている。
　第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂには、それぞれ同容量のものが用いられる。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）等の半導体素子が用いられる。また、第１の逆流防止素子５ａと第２の逆流防止素子５ｂはスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴが用いられるが、その他の逆流防止素子でも何ら問題ないことは言うまでもない。
　制御部８は、充電部７の各素子、すなわち、第１のスイッチング素子４ａ、第２のスイッチング素子４ｂ、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂを個別に制御して各素子をオン状態またはオフ状態とすることにより、負荷９に供給する直流電圧を制御する。以降の説明では、素子をオン状態とするための制御をオン制御、素子をオフ状態とするための制御をオフ制御と称する。以下、この制御部８による充電部７の各素子のスイッチング制御について、図１、図３および図４を参照して説明する。
　図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。なお、図３に示す例では、回路動作の欄に充電部７の各素子、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを示しているが、これら各構成要素の符号は省略している。充電部７の各素子は制御部８により制御される。
　図３に示した状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂがオフ（ＯＦＦ）制御され、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂがオン（ＯＮ）制御されている状態を示している。この状態Ａでは、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂを介して第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。
　図３に示した状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２の逆流防止素子５ｂがオン制御され、第２のスイッチング素子４ｂおよび第１の逆流防止素子５ａがオフ制御されている状態を示している。この状態Ｂでは、第２のコンデンサ６ｂの充電のみが行われる。
　図３に示した状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂおよび第１の逆流防止素子５ａがオン制御され、第１のスイッチング素子４ａおよび第２の逆流防止素子５ｂがオフ制御されている状態を示している。この状態Ｃでは、第１のコンデンサ６ａの充電のみが行われる。
　図３に示した状態Ｄは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂがオン制御され、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂがオフ制御されている状態を示している。この状態Ｄでは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの双方の充電が行われない。
　図３に示したように、直流電源装置１００において、第１のスイッチング素子４ａおよび第１の逆流防止素子５ａは互いに逆の関係でオン制御およびオフ制御が行われる。同様に、第２のスイッチング素子４ｂおよび第２の逆流防止素子５ｂは互いに逆の関係でオン制御およびオフ制御が行われる。すなわち、制御部８は、第１のスイッチング素子４ａをオフ制御して第１のコンデンサ６ａを充電する際には第１の逆流防止素子５ａをオン制御し、第１のスイッチング素子４ａをオン制御して第１のコンデンサ６ａの充電を停止する際には第１の逆流防止素子５ａをオフ制御する。また、制御部８は、第２のスイッチング素子４ｂをオフ制御して第２のコンデンサ６ｂを充電する際には第２の逆流防止素子５ｂをオン制御し、第２のスイッチング素子４ｂをオン制御して第２のコンデンサ６ｂの充電を停止する際には第２の逆流防止素子５ｂをオフ制御する。
　このように、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの状態が決まれば第１の逆流防止素子５ａおよび第２のスイッチング素子５ｂの状態も決まるため、以下の説明では、簡略化のため、第１のスイッチング素子４ａの状態および第２のスイッチング素子４ｂの状態のみを示し、第１の逆流防止素子５ａの状態および第２の逆流防止素子５ｂの状態については記載を省略する。なお、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂは構成されるスイッチング素子内にダイオードを有している。そのため、上記の状態Ａ～Ｃにおいて、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂをオン制御としていたものをオフ制御としてもダイオードに電流が流れるため動作として問題ないが、オン制御することにより特有の効果が得られる。第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂをオン制御する構成としたことにより得られる効果については後述する。
　本実施の形態にかかる直流電源装置１００は、図３に示す各状態を適宜切り替えることにより、負荷９に供給する直流電圧を制御する。
　図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置が実行する直流電圧制御を示す図である。実施の形態１にかかる直流電源装置１００は、図４に示した４種類の直流電圧制御動作の中の１つを実行して直流電力を負荷９に供給する。直流電源装置１００が実行する直流電圧制御動作としては、上述した状態Ａを用いた全波整流動作と、状態Ａ～Ｄを組み合わせた昇圧動作ａ～ｃとがある。
　昇圧動作としては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧動作ａと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧動作ｂと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧動作ｃとがある。昇圧動作ｂは倍電圧モードである。
　全波整流動作では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とすることにより、整流回路２により全波整流された電圧が直流電源装置１００の出力電圧となる。
　昇圧動作ａでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間すなわち状態Ａを設けている。昇圧動作ａでは、状態Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの状態遷移が周期的に繰り返される。昇圧動作ａの場合、直流電源装置１００の出力電圧は、全波整流動作の場合の出力電圧と、昇圧動作ｂの場合の出力電圧との間の電圧となる。
　倍電圧モードである昇圧動作ｂでは、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図３に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。昇圧動作ｂの場合、直流電源装置１００の出力電圧は、全波整流動作の場合の出力電圧の略２倍となる。なお、実際には、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂとが同時にオン制御されると短絡電流が流れるため、数μｓ程度のデッドタイムを設けることが望ましい。
　昇圧動作ｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間すなわち状態Ｄを設けている。昇圧動作ｃでは、状態Ｄ→Ｂ→Ｄ→Ｃの状態遷移が周期的に繰り返され、この同時オン期間（状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。昇圧動作ｃの場合、直流電源装置１００の出力電圧は、昇圧動作ｂの場合の出力電圧以上の電圧となる。
　このように、本実施の形態にかかる直流電源装置１００は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷９に供給する直流電圧を制御することが可能である。
　本実施の形態にかかる直流電源装置１００は昇圧動作ａ～ｃが可能であるため、通常よりも高い電圧を出力することが可能となる。負荷９が定電力負荷の場合、電圧が倍になると、電流は半分となり、負荷９に流れる電流が低減されるため、直流電源装置１００によれば、機器の効率化を図ることが可能となる。
　つぎに、本実施の形態にかかる直流電源装置１００の各昇圧動作における第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数について、図１を参照して説明する。ここで、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数とは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間、つまり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの１組のオン期間とオフ期間とを組み合わせた期間を１周期とするとき、この１周期の逆数であるスイッチング周波数を示すものとする。なお、以下の説明では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを主体とする表現においては「充電周波数」を用いて説明し、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを主体とする表現においては「スイッチング周波数」を用いて説明する。
　図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置の動作波形を示す図である。図５では、電源電圧すなわち交流電源１から供給される三相交流の波形（Ｖrs，Ｖst，Ｖtr）と、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号であるＳＷ１駆動信号の波形と、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号であるＳＷ２駆動信号の波形とを記載している。Ｔｄｌ１は第１のスイッチング素子４ａのオン開始位相を示し、Ｔｄｌ２は第２のスイッチング素子４ｂのオン開始位相を示す。
　本実施の形態にかかる直流電源装置１００では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように制御している。つまり、図５に示すようにスイッチング周期を三相交流の周期Ｔの１／３ｎ倍とし、第１のスイッチング素子４ａのオン時間Ｔｏｎ１、および第２のスイッチング素子４ｂのオン時間Ｔｏｎ２として交互にオン制御する。このようにすれば、スイッチング制御を行った際に各相電流に現れる歪みが各相毎に等しい位相で発生するため、各相電流の波形を電源周期に対して１２０度ずつずれた相似形とすることができ、三相交流の各相電流の不平衡を解消することができる。
　これに対し、スイッチング周波数を三相交流の周波数のｎ倍以外の周波数とした場合には、各相電流の波形が相似形とならず、各相電流の不平衡が生じることとなる。また、三相交流の周波数に同期してスイッチング制御を行う場合においても同様に、三相交流の各相電流の不平衡が生じる。
　つまり、三相交流の周波数の３ｎ倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われず、各相毎に異なる位相でスイッチングが行われた場合には、各相電流の不平衡が生じることとなり、延いては、各相電流の歪み率が大きくなり、力率の悪化や高調波電流の増加を招くこととなる。
　本実施の形態では、上述したように、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数、すなわち第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御する。これにより、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われる。そのため、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ期間が生じる昇圧動作ａ、および、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン期間が生じる昇圧動作ｃのいずれにおいても、三相交流の各相電流の波形が相似形となる。従って、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
　また、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御するようにすれば、ノイズの発生量も少なく、同一の系統に接続された他の機器に与える影響を少なくすることが可能となる。
　また、電源周波数は５０Ｈｚおよび６０Ｈｚが広く用いられており、設置場所に応じて使い分ける必要がある場合には、電源電圧を検出するセンサ等の電源電圧検出部（図示せず）を設け、電源電圧のゼロクロスタイミングを検出することで、交流電源１の周波数を把握することが可能である。また、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚの３ｍ倍（ｍは自然数）でスイッチング動作を行うことにより、交流電源１の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能であり、電源電圧検出部を設ける必要がなくなるため低コスト化にも寄与する。
　なお、図２に示す構成、すなわち単相電源から供給される単相交流を直流に変換する直流電源装置１００ａの場合には、電源周波数に同期させて交流波形の１周期中にスイッチング動作を行うことで電流の歪みを抑制することが可能である。また、電源周波数は５０Ｈｚおよび６０Ｈｚが広く用いられており、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚでスイッチング動作を行うことにより、交流電源１の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能である。
　次に、図３に示した状態Ａ～Ｃにおいて第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂをオン制御することにより得られる効果について説明する。
　図６は、ＭＯＳＦＥＴの電圧電流特性と、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードまたはＭＯＳＦＥＴに外付けされるダイオードの電圧電流特性とを示す図である。ダイオード、すなわちＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードまたはＭＯＳＦＥＴに外付けされるダイオードを逆流防止素子として利用する場合、電流が流れ始めるまでの電圧Ｖｆが高く、電流と電圧の積で表される損失が大きくなる。特に、図３に示した状態Ａにおいては２つの逆流防止素子に電流が流れるため、逆流防止素子としてのダイオードにおける損失が無視できない。これを改善するために低いＶｆのダイオードを用いる方法もあるが、低いＶｆのダイオードを用いる場合にはコストアップが避けられない。
　しかし、ＭＯＳＦＥＴはダイオードに比べて電流が流れ始める電圧が低く、特に電流が低い領域においては損失である電流と電圧の積が小さくなる。そのため、ダイオードに流すよりも導通損失を低減することが可能であり、直流電源装置の高効率化に寄与することができる。ただし、図６に示したように電圧がＶｔを超える領域においてはダイオードに電流を流す方が損失は小さくなる。そのため、電圧がＶｔを超える領域においては第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂをオフ制御することでダイオードに導通させる制御としてもよい。すなわち、直流電源装置１００の制御部８は、ＭＯＳＦＥＴにより形成された第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂについて、第１の逆流防止素子５ａへの印加電圧が図６に示したＶｔを超えると第１の逆流防止素子５ａをオフ制御し、第２の逆流防止素子５ｂへの印加電圧がＶｔを超えると第２の逆流防止素子５ａをオフ制御してもよい。この場合、制御部８は、第１のコンデンサ６ａの充電が開始された後、第１の逆流防止素子５ａへの印加電圧が規定条件を満たすと第１の逆流防止素子５ａをオフ制御し、第２のコンデンサ６ｂの充電が開始された後、第２の逆流防止素子５ｂへの印加電圧が規定条件を満たすと第２の逆流防止素子５ｂをオフ制御することになる。なお、電圧がＶｔを超える領域において各逆流防止素子のオフ制御を行わない場合はＭＯＳＦＥＴとダイオードを分流するよう電流が流れるため、あえてオフ制御を行わなくてもよい。
　ここで、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂとして、近年高効率なデバイスとして注目されているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴおよびＳｉＣ（炭化珪素）で構成される素子を用いることができる。ただし、ＳｉＣの寄生ダイオードは定電流負荷により順方向電圧降下が大きくなる基板に存在する結晶欠陥に起因した劣化現象があるため、寄生ダイオードに電流を流さないことが望まれる。
　ＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの立ち上がり電圧が約３Ｖであるのに対して、ＳｉＣ　ＳＢＤ（Ｓｈｏｔｔｋｙ　Ｂａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｏｄｅ）の立ち上がり電圧は約１Ｖと低い。そのため、図７に示すように、ＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴに対してＳｉＣ　ＳＢＤを並列に接続することにより、寄生ダイオードではなくＳｉＣ　ＳＢＤに電流を流すことができ、寄生ダイオードの劣化を防止することが可能である。しかし、ＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴに対してＳｉＣ　ＳＢＤを並列に接続した構成とした場合にはコスト増加などの課題が生じる。
　そこで、寄生ダイオードの立ち上がり電圧に比べてＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴのオン時の電圧を低い構成とし、ＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴをオンさせて同期整流動作を行うことにより、寄生ダイオードではなくＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴ側に電流が流れるため、コストが増加するのを回避しつつ寄生ダイオードの劣化を防止することができる。
　以上のように、本実施の形態にかかる直流電源装置１００は、負荷９への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これら第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部７と、充電部７を制御する制御部８とを備えている。また、充電部７は、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子４ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷が第１のスイッチング素子４ａへ逆流するのを防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷が第２のスイッチング素子４ｂへ逆流するのを防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。そして、制御部８は、第１のコンデンサ６ａを充電する場合に第１の逆流防止素子５ａをオン制御し、第２のコンデンサ６ｂを充電する場合に第１の逆流防止素子５ｂをオン制御する。直流電源装置１００によれば、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂの導通損失を低減することができる。すなわち、高効率な直流電源装置を実現することができる。なお、図２に示した直流電源装置１００ａにおいても同様の効果を得ることができる。
実施の形態２．
　本実施の形態では、実施の形態１に記載した直流電源装置１００を適用した冷凍サイクル適用機器について説明する。
　ここでは、実施の形態２にかかる冷凍サイクル適用機器のより具体的な構成について、図８を参照して説明する。
　図８は、実施の形態２にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。実施の形態２にかかる冷凍サイクル適用機器としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等を想定している。図８に示す例では、実施の形態１において説明した直流電源装置１００（図１参照）に接続される負荷９を冷凍空調装置としている。冷凍空調装置としての負荷９は、インバータ３０、圧縮機３１、モータ３２および冷凍サイクル３３を含んで構成されている。
　インバータ３０は、直流電源装置１００から供給される直流母線電圧（Ｖｄｃとする）と中性点の電圧Ｖｄｃ／２により動作し、圧縮機３１に内蔵されるモータ３２を可変速度、可変電圧で駆動する。インバータ３０がモータ３２を駆動することにより圧縮機３１にて冷凍サイクル３３内の冷媒を圧縮して冷凍サイクル３３を動作させることで、冷房または暖房などの所望の動作を行う。
　図８に示すように構成された冷凍サイクル適用機器では、上述した実施の形態１において説明した直流電源装置１００により得られる効果を享受することができる。
　つまり、直流電源装置１００は、第１のスイッチング素子４ａを図５に示されたＴｏｎ１でオン制御し、第２のスイッチング素子４ｂを図５に示されたＴｏｎ２でオン制御することで、直流母線電圧Ｖｄｃを一定値に制御して負荷９に供給する。この結果、負荷９の安定動作を実現できる。
　また、直流電源装置１００は、第１のスイッチング素子４ａのオン開始位相Ｔｄｌ１と、第２のスイッチング素子４ｂのオン開始位相Ｔｄｌ２を制御することで高調波の発生量（以下、高調波発生量と称する）を低減させることが可能である。ここで、高調波発生量は規格値以下に抑える必要があり、直流電源装置１００は、高調波を抑制する目的でリアクトル３を備えている。直流電源装置１００は、上記のＴｄｌ１およびＴｄｌ２を制御することにより高調波発生量を低減させることが可能であるため、リアクトル３で抑制する高調波の量が低減される。よって、リアクトル３の小型軽量化を実現できる。なお、高調波発生量の規格値は、冷凍サイクル機器が使用される国、地域などに応じて異なる場合がある。冷凍サイクル機器が日本で使用される場合、高調波発生量の規格値は日本工業規格（ＪＩＳ：Ｊａｐａｎｅｓｅ　Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ　Ｓｔａｎｄａｒｄｓ）で規定されている。
　また、直流電源装置１００は、高力率となるように第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを制御することで同一負荷時の入力電流を低減させることができ、さらに負荷９に供給する電力を向上することが可能となる。従って、冷房および暖房の能力を相対的に大きくすることが可能となる。
　また、実施の形態１にかかる直流電源装置１００を適用した本実施の形態にかかる冷凍サイクル適用機器は、以下に示す効果を奏することもできる。
　図９は、実施の形態２にかかる冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係を示す図である。
　一般に、冷凍空調装置は、目標温度との差が大きい場合には能力を向上させて、迅速に目標温度に近づけるよう動作する。このとき、インバータ３０は、モータ３２の回転数を増加させて、圧縮機３１で圧縮する冷媒量を増加させることで能力を向上させる。モータ３２の駆動に必要な電圧値は、図９に示すようにモータ３２の回転数に比例して増加する。モータ３２として誘起電圧が低いモータを用いた場合にはモータ電圧Ｖｍ１（図９中に示す破線）のような特性となり、モータ３２として誘起電圧が高いモータを用いた場合にはモータ電圧Ｖｍ２（図９中に示す一点鎖線）のような特性となる。モータ３２として誘起電圧が高いモータを用いた場合には、インバータ３０から供給する電圧が増加する分、少ない電流でモータを駆動することが可能である。そのため、インバータ３０の損失が小さくなり、高効率な運転が可能となる。しかし、直流電源装置１００が全波整流動作を実行する場合、直流母線電圧Ｖｄｃが低いため、高効率な運転が可能な最大回転数はＮ１が上限値となる。それ以上の回転数では弱め磁束制御を用いることで運転が可能であるが、電流が増加するため効率は悪化することとなる。
　実施の形態１において説明した直流電源装置１００を備えた冷凍サイクル適用機器では、モータ３２の回転数の上昇に応じて、回転数がＮ１までの領域では全波整流動作、回転数がＮ１以上Ｎ２未満の領域では昇圧動作ａ、回転数がＮ２では昇圧動作ｂ（倍電圧モード）、回転数がＮ２よりも大きい領域では昇圧動作ｃへと切り替えることで、直流母線電圧Ｖｄｃを昇圧することができる。そのため、モータ３２を高効率かつ高速で駆動させることが可能となる。また、モータ３２の回転数がＮ１よりも大きい領域では、直流母線電圧Ｖｄｃが略Ｖｍ２となるように制御することにより、インバータ３０は変調率が高い状態で動作するため、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によるスイッチングパルス数が減少する。従って、インバータ３０のスイッチング損失およびモータ３２の高周波鉄損を低減することができ、高効率化を実現できる。また、昇圧動作ｃで動作する場合、昇圧動作ｂ（倍電圧モード）よりもさらに高い電圧を出力可能であるため、モータ３２の高巻数化による誘起電圧の増加が図れ、高効率化を実現できる。
　また、直流電源装置１００では、制御部８に入力される母線電圧指令値Ｖｄｃ＊（図示せず）と直流母線電圧Ｖｄｃとが一致するよう、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが制御される。そのため、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊をモータ３２の回転数および負荷の電力に応じて変更することにより、負荷に合わせた最適な母線電圧Ｖｄｃにて動作させることが可能となり、インバータ３０の損失低減を図ることが可能である。
　交流電源１が三相電源の場合、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数を以下のようにすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が可能となる。すなわち、全波整流動作および昇圧動作ａでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数を電源周波数の３倍とすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が実現できる。また、昇圧動作ｂおよび昇圧動作ｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数を電源周波数５０Ｈｚと６０Ｈｚの最小公倍数の３倍の周波数（例えば９００Ｈｚ等）とすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が実現できる。
　また、近年、ネオジウム（Ｎｄ）やディスプロシウム（Ｄｙ）などの高価かつ安定供給が困難な希土類磁石を使用したモータから、希土類磁石を用いないモータへの移行検討が進んでいるが、効率低下および減磁耐力の低下が課題となっている。実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、上述したように効率低下を昇圧による高巻数化で補うことが可能であり、また、減磁耐力の低下については、昇圧による弱め磁束制御の抑制を図ることが可能となる。そのため、安定供給が可能かつ安価なモータをモータ３２として使用することが可能となる。
　また、直流電源装置１００の電源である交流電源１の電源電圧としては、２００Ｖ、４００Ｖなど様々な電源電圧が存在する。そのため、仕向地毎の電源事情に併せてモータ３２を設計するとモータ仕様が複数種類となり、モータ３２の評価負荷および開発負荷が増大する。実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、例えば、交流電源１から供給される三相交流の電源電圧が２００Ｖの場合には昇圧動作ｂ（倍電圧モード）を実行し、三相交流１の電源電圧が４００Ｖの場合には全波整流動作を実行することで、直流母線電圧Ｖｄｃが、三相交流の電源電圧が２００Ｖの場合と三相交流の電源電圧が４００Ｖの場合とで同値となる。よって、同一仕様のモータを使用して、三相交流の電源電圧が異なる仕向地の冷凍サイクル適用機器を実現することが可能となる。さらに、三相交流の電源電圧が４００Ｖの場合において、全波整流動作を実行した場合、電源電圧が変動すると直流母線電圧Ｖｄｃが変動する。例えば、全波整流動作を実行すると直流母線電圧Ｖｄｃが想定値よりも低くなる場合、昇圧動作ａを実行するようにして直流母線電圧Ｖｄｃを昇圧することにより、電源電圧の変動による影響を低減することが可能となり、インバータ３０を一定電圧で動作させることが可能となる。昇圧動作ｂと昇圧動作ａとの間で動作を切り替えてスイッチング周波数を変化させると、相互に移行する領域でスイッチング周波数が切り替わるため、動作が不安定になる虞がある。その場合、ヒステリシスを設けたり、周波数をリニアに変化させる（例えば１５０Ｈｚから９００Ｈｚにリニアに増加させる）ことにより、動作が不安定になるのを防止できる。
　さらに、交流電源１が三相交流電源である場合には、昇圧動作ａ～ｃにおいて、三相交流の周波数の３ｎ倍で、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善および高調波電流の抑制が可能となる。
　以上説明したように、実施の形態２の冷凍サイクル適用機器によれば、上述した実施の形態１に記載の直流電源装置１００を用いて構成することにより、実施の形態１において説明した直流電源装置１００により得られる効果を享受することができる。なお、交流電源１が三相交流電源の場合の直流電源装置１００を備えた冷凍サイクル適用機器について説明したが、交流電源１が単相交流電源の場合の直流電源装置１００ａを備えた冷凍サイクル適用機器でも同様の効果を享受することができる。
　また、モータの回転数の上昇に応じて、全波整流動作、昇圧動作ａ、昇圧動作ｂ（倍電圧モード）、昇圧動作ｃへと切り替えることで、モータを高効率且つ高速で駆動させることが可能となる。
　また、モータの高巻数化による誘起電圧が増加し、高効率化が図れるので、安定供給が可能かつ安価なモータを使用することが可能となる。
　また、モータ仕様を変更することなく異なる電源電圧に対応することが可能であるので、モータの評価負荷および開発負荷を軽減することができる。
　また、三相交流電源を供給する場合には、各昇圧動作において、三相交流の周波数の３ｎ倍のスイッチング周波数で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをスイッチング制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
　なお、上述した実施の形態において、コンデンサの充電部７を構成するスイッチング素子および逆流防止素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよい。
　このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子および逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子および逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置の小型化が可能となる。
　また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置の一層の小型化が可能になる。
　さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子および逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置の高効率化が可能になる。
　なお、スイッチング素子および逆流防止素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がＷＢＧ半導体によって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。
　また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを例として挙げたが、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタ等を用いても同様の効果を得ることが可能である。
　また、直流電源装置１００および１００ａの制御部８は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路、デジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２，２ａ　整流回路、３　リアクトル、４ａ　第１のスイッチング素子、４ｂ　第２のスイッチング素子、５ａ　第１の逆流防止素子、５ｂ　第２の逆流防止素子、６ａ　第１のコンデンサ、６ｂ　第２のコンデンサ、７　充電部、８　制御部、９　負荷、３０　インバータ、３１　圧縮機、３２　モータ、３３　冷凍サイクル、１００，１００ａ　直流電源装置。

Claims (7)

  1. 　交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
    　前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
    　前記第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子、前記第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子、前記第１のコンデンサの充電電荷が第１のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第１の逆流防止素子、および前記第２のコンデンサの充電電荷が第２のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第２の逆流防止素子を備えた充電部と、
    　前記第１のコンデンサの充電を開始するタイミングで前記第１の逆流防止素子をオン状態に制御し、前記第２のコンデンサの充電を開始するタイミングで前記第２の逆流防止素子をオン状態に制御する制御部と、
    　を備えることを特徴とする直流電源装置。
  2. 　前記制御部は、
    　前記第１のスイッチング素子の状態と前記第１の逆流防止素子の状態とが互いに逆になり、かつ前記第２のスイッチング素子の状態と前記第２の逆流防止素子の状態とが互いに逆となるように、前記第１のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子、前記第２のスイッチング素子および前記第２の逆流防止素子を制御する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記制御部は、
    　前記第１のコンデンサの充電を開始後、前記第１の逆流防止素子への印加電圧が規定条件を満たすと前記第１の逆流防止素子をオフ状態に制御し、前記第２のコンデンサの充電を開始後、前記第２の逆流防止素子への印加電圧が規定条件を満たすと前記第２の逆流防止素子をオフ状態に制御する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  4. 　前記第１の逆流防止素子および前記第２の逆流防止素子がＭＯＳＦＥＴで形成されていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載の直流電源装置。
  5. 　前記第１の逆流防止素子および前記第２の逆流防止素子がＭＯＳＦＥＴおよび前記ＭＯＳＦＥＴと逆並列に接続されたダイオードで形成されていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載の直流電源装置。
  6. 　前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子、および前記第２の逆流防止素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載の直流電源装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか一つに記載の直流電源装置を備えることを特徴とする冷凍サイクル適用機器。
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