JP2015204642A - 直流電源装置および電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の変動を抑制しながら広い範囲で出力電圧を制御することが可能な直流電源装置および電動機駆動装置を得る。【解決手段】直流電源装置は、交流電源１から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部９と、整流部９から出力される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ５と、を備え、整流部９は、交流電源１のピーク電圧の１倍から３倍の直流電圧を生成するように開閉制御される開閉部（８ａ,８ｂ）と、整流素子（３ａ〜３ｄ）と、コンデンサ（４ａ〜４ｄ）とで構成される。【選択図】図２

Description

本発明は、直流電源装置および電動機駆動装置に関するものである。

交流電源から供給される交流電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する直流電源装置に関する技術は、従来、盛んに研究開発が行われており、例えば下記特許文献１には、交流電源から供給される電源電圧のピーク値の略３倍の直流電圧を負荷に供給可能とする技術が開示されている。

下記特許文献１に記載された直流電源装置は、単相交流電源に対して倍の電圧を得ることができるチャージポンプ回路を２段並列に持たせており、それぞれの出力を逆流阻止ダイオードを用いて合成することにより、電源電圧のピーク値の略３倍の直流電圧を出力することができるように構成されている。

また、下記特許文献１に記載された直流電源装置は、電源短絡手段と整流方式を切替える開閉部とを有し、電源短絡手段のオン期間を制御することで出力電圧の制御およびコンデンサへの突入電流ピーク値の抑制を可能とすると共に、開閉部で３つの整流方式（全波整流、倍電圧整流、三倍電圧整流）を切替えて電源電圧ピークの１倍から３倍の電圧を出力可能としている。

国際公開第２０１３／０６１４６９号

しかしながら、上記特許文献１に記載された直流電源装置は、開閉部で整流方式を切替えると共に電源短絡手段で出力電圧を制御することによって、電源電圧ピークの１倍から３倍の電圧を出力しているため、整流方式を切替える際、出力電圧が急変動するという問題がある。また、上記特許文献１に記載された直流電源装置によれば、各整流方式の出力電圧の中間電圧以上にて電圧を制御する場合、電源短絡手段によるオン期間の拡大によって短絡電流ピークが大きくなるため、部品電流容量の増加によるコストアップ、回路の大型化という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電圧の変動を抑制しながら広い範囲で出力電圧を制御することが可能な直流電源装置および電動機駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、前記整流部から出力される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、前記整流部は、前記交流電源のピーク電圧の１倍から３倍の直流電圧を生成するように開閉制御される開閉部と、整流素子と、コンデンサとで構成されることを特徴とする。

この発明によれば、出力電圧の変動を抑制しながら広い範囲で出力電圧を制御することができる、という効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置の構成例を示す図である。 図２は、図１に示される整流部の構成例を示す図である。 図３は、整流部内の２つの開閉部が何れもオン状態のときに流れる電流の経路を示す第１の図である。 図４は、整流部内の２つの開閉部が何れもオン状態のときに流れる電流の経路を示す第２の図である。 図５は、整流部内の２つの開閉部が何れもオン状態のときにおける電流波形を示す図である。 図６は、整流部内の２つの開閉部を開閉動作させたときにおける第１の電流波形を示す図である。 図７は、整流部内の２つの開閉部を開閉動作させたときにおける第２の電流波形を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置の構成を変形した例を示す図である。

以下に、本発明に係る直流電源装置および電動機駆動装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置１００の構成例を示す図である。図２は、図１に示される整流部９の構成例を示す図である。直流電源装置１００は、主たる構成として、制御部１３と、一端が交流電源１の一方の出力端に接続され他端が整流部９に接続されたリアクタ２と、交流電源１から出力される交流電圧の位相を検出する位相検出器１１と、交流電源１から供給される交流電圧を整流して直流電圧に変換して直流負荷７へ供給する整流部９と、整流部９の出力電圧を検出する電圧検出器１２と、整流部９から出力される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ５とを有して構成されている。直流負荷７は、平滑コンデンサ５と並列接続されている。なお、図１のＥは交流電源１から出力される電圧を示し、Ｉ_inは交流電源１から流れる電流を示す。

整流部９は２つの整流部（整流部９ａおよび整流部９ｂ）に区分されている。整流部９ｂ（一方の倍電圧整流部）は、交流を直流に整流する整流ダイオード３ｃ，３ｄと、電源半波毎に充放電する倍電圧コンデンサ４ｃ，４ｄと、平滑コンデンサ５からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード６ｃ，６ｄとにより構成されている。また、整流部９ｂは、交流電源１の一方の出力端に一端が接続されたリアクタ２の他端と、倍電圧コンデンサ４ｃと倍電圧コンデンサ４ｄとの接続点との間に配置される開閉部８ｂを有する。

整流部９ａ（他方の倍電圧整流部）は、交流を直流に整流する整流ダイオード３ａ，３ｂと、電源半波毎（半周期）に充放電する倍電圧コンデンサ４ａ，４ｂと、平滑コンデンサ５からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード６ａ，６ｂとにより構成されている。また整流部９ａは、交流電源１の他方の出力端と、倍電圧コンデンサ４ａと倍電圧コンデンサ４ｂとの接続点との間に配置される開閉部８ａを有する。開閉部８ａおよび開閉部８ｂは例えば半導体素子からなる双方向スイッチで構成される。

制御部１３は、位相検出器１１で検出された位相検出値と電圧検出器１２で検出された電圧検出値とに基づいて開閉部８ａおよび開閉部８ｂの開閉制御を行う。

なお、図２に示される開閉部８ａおよび開閉部８ｂは、例えばダイオードブリッジおよびスイッチング素子により構成することが可能であるが、開閉部８ａおよび開閉部８ｂの構成により本発明が限定されるものではない。

次に図３から図６を参照して直流電源装置１００の動作を説明する。図３は、整流部９内の２つの開閉部８ａ，８ｂが何れもオン状態のときに流れる電流の経路を示す第１の図である。図４は、整流部９内の２つの開閉部８ａ，８ｂが何れもオン状態のときに流れる電流の経路を示す第２の図である。図５は、整流部９内の２つの開閉部８ａ，８ｂが何れもオン状態のときにおける電流波形を示す図である。図５（ｂ）には、図３（ａ）と図４（ａ）に示される経路で流れる電源電流Ｉ_in（Ｉ１，Ｉ３）の波形が示され、図５（ｃ）には、図３（ｂ）と図４（ｂ）に示される経路で流れる電源電流Ｉ_in（Ｉ２，Ｉ４）の波形が示されている。図５（ｄ）の矢印は交流電源１の電圧ゼロクロスのタイミングを示している。また図６は、整流部９内の２つの開閉部８ａ，８ｂを開閉動作させたときにおける第１の電流波形を示す図である。図６（ａ）には、交流電源１の電源電圧Ｅの波形が示され、図６（ｂ）には、開閉部８ａおよび開閉部８ｂが開閉制御されたときに流れる電源電流Ｉ_inの波形を示す。図６（ｃ）には制御部１３から整流部９へ出力されるスイッチング信号１３ａの波形が示され、図示例のスイッチング信号１３ａは、電源半周期に開閉部８ａおよび開閉部８ｂを５回スイッチングさせるときのものであり、開閉部８ａおよび開閉部８ｂのオン期間（矢印でＯＮと表記）は変化することなく一定であり、また開閉部８ａおよび開閉部８ｂのオフ期間（矢印でＯＦＦと表記）の周期も一定である。図６（ｄ）は、ＳＩＮ関数状に変化させていないときの開閉部８ａおよび開閉部８ｂのオン期間を表す。

図１の例では、図中の矢印で示した方向を電源電圧Ｅの正極性とし、この方向に電源電流Ｉ_inが流れるものとする。ここでは、まず開閉部８ａおよび開閉部８ｂがオン状態のときの動作を説明する。なお倍電圧コンデンサ４ｂ，４ｃには各々電荷が蓄積されており、各コンデンサの両端電圧Ｖｂ，Ｖｃが電源電圧Ｅのピーク値と略等しい値となっているものとする。

図５の時刻ｔ０のタイミング（電圧ゼロクロスのタイミング）から徐々に電源電圧Ｅが上昇した場合、図３（ａ）のように電流Ｉ１は、交流電源１→リアクタ２→開閉部８ｂ→倍電圧コンデンサ４ｃ→逆流阻止ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ５→逆流阻止ダイオード６ｂ→倍電圧コンデンサ４ｂ→開閉部８ａ→交流電源１という経路で流れる。この結果、平滑コンデンサ５の両端電圧Ｖｏは、電源電圧Ｅと、倍電圧コンデンサ４ｃの両端電圧Ｖｃと、倍電圧コンデンサ４ｂの両端電圧Ｖｂとを加算した値（Ｖｏ＝Ｅ＋Ｖｃ＋Ｖｂ）となる。

電源電圧Ｅが更に上昇した場合、図５の時刻ｔ１のタイミングで図３（ｂ）のように２つの経路で電源電流Ｉ_inが流れる。すなわち、電流Ｉ２は、交流電源１→リアクタ２→整流ダイオード３ａ→倍電圧コンデンサ４ａ→開閉部８ａ→交流電源１という経路と、交流電源１→リアクタ２→開閉部８ｂ→倍電圧コンデンサ４ｄ→整流ダイオード３ｄ→交流電源１という経路で流れ始める。

図３（ａ），（ｂ）のように電流Ｉ１,Ｉ２が流れることにより、電源電流Ｉ_inは、電流Ｉ１と電流Ｉ２とを加算した値（Ｉ_in＝Ｉ１＋Ｉ２）となる。この結果、倍電圧コンデンサ４ａ，４ｄに電荷が蓄積され、各両端電圧Ｖａ，Ｖｄが電源電圧Ｅのピーク値と略等しい値となる。

続いて、図５の時刻ｔ２のタイミングで交流電源１の電源電圧Ｅが負極性に転じると、図４（ａ）のように電流Ｉ３は、交流電源１→開閉部８ａ→倍電圧コンデンサ４ａ→逆流阻止ダイオード６ａ→平滑コンデンサ５→逆流阻止ダイオード６ｄ→倍電圧コンデンサ４ｄ→開閉部８ｂ→リアクタ２→交流電源１という経路で流れる。この結果、平滑コンデンサ５の両端電圧Ｖｏは、電源電圧Ｅと、倍電圧コンデンサ４ａの両端電圧Ｖａと、倍電圧コンデンサ４ｄの両端電圧Ｖｄとを加算した値（Ｖｏ＝Ｅ＋Ｖａ＋Ｖｄ）となる。

さらに、図５の時刻ｔ３のタイミングでは図４（ｂ）のように２つの経路で電源電流Ｉ_inが流れる。すなわち、電流Ｉ４は、交流電源１→整流ダイオード３ｃ→倍電圧コンデンサ４ｃ→開閉部８ｂ→リアクタ２→交流電源１という経路と、交流電源１→開閉部８ａ→倍電圧コンデンサ４ｂ→整流ダイオード３ｂ→リアクタ２→交流電源１という経路で流れ始める。

図４（ａ），（ｂ）のように電流Ｉ３,Ｉ４が流れることにより、電源電流Ｉ_inは、電流Ｉ３と電流Ｉ４とを加算した値（Ｉ_in＝Ｉ３＋Ｉ４）となる。この結果、倍電圧コンデンサ４ｂ，４ｃに電荷が蓄積されて各両端電圧Ｖｂ，Ｖｃが電源電圧Ｅのピーク値と略等しい値となる。

上記の動作を繰り返すことにより、平滑コンデンサ５は、電源電圧Ｅのピーク値と略等しい値まで充電された倍電圧コンデンサ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの各々の両端電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄと、交流電源１の電源電圧Ｅとを加算した電圧で充電される。この一連の動作により、電源電圧Ｅのピーク値の２倍から３倍の直流電圧を生成することができる。

次に、開閉部８ａおよび開閉部８ｂがオフ状態のときの動作を説明する。開閉部８ａおよび開閉部８ｂがオフの場合、電源が正極性のとき、電源電流Ｉ_inは、交流電源１→リアクタ２→整流ダイオード３ａ→逆流阻止ダイオード６ａ→平滑コンデンサ５→逆流阻止ダイオード６ｄ→整流ダイオード３ｄ→交流電源１の経路で流れる。また、電源が負極性のとき、電源電流Ｉ_inは、交流電源１→整流ダイオード３ｃ→逆流阻止ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ５→逆流阻止ダイオード６ｂ→整流ダイオード３ｂ→リアクタ２→交流電源１の経路で電流が流れる。この一連の動作により全波整流回路として動作し、電源電圧Ｅのピーク値以下の直流電圧を生成することができる。

以上のように開閉部８ａおよび開閉部８ｂの開閉動作をさせることにより、上記の整流動作が電源半周期中に１回以上切替えられ、電源電圧Ｅのピーク値の略１倍から３倍の直流電圧が生成される。この開閉動作は制御部１３により制御される。具体的には、制御部１３は、位相検出器１１からの位相検出値に基づいて、直流負荷７への出力電圧が所望値となるような開閉部８ａおよび開閉部８ｂのオン期間（図６（ｃ）参照）を算出する。また、制御部１３は、電源電圧Ｅの電圧ゼロクロスを基準として、この基準点から一定時間が経過したタイミングで、開閉部８ａおよび開閉部８ｂを同時にオン制御し、上記の算出したオン期間の経過後に、開閉部８ａおよび開閉部８ｂを同時にオフ制御する。

図６の例では、例えば電源電圧Ｅを１００Ｖ、電源電圧Ｅの周期をＴｃ、電源電圧Ｅの半周期をＴｃ／２、周期Ｔｃを１０で除した周期をＴｃ／１０、電源周波数５０Ｈｚに対する母線電圧指令値を３００Ｖとして、周期Ｔｃ／２中に開閉部８ａおよび開閉部８ｂのオン動作とオフ動作が各々５回行われている。オン期間とオフ期間との比率により、オン期間は周期Ｔｃ／１０よりも低い値となるが、オン期間とオフ期間が共に変化しないため、図６（ｄ）に示されるように一定の値となる。このように開閉部８ａおよび開閉部８ｂを開閉動作させることによって整流動作が切替わり、平滑コンデンサ５に印加される直流電圧の平均値が目標値（母線電圧指令値）と一致するように制御されている。

これにより、平滑コンデンサ５に充電される電圧の値を所定値に抑制することができる。そのため、耐圧が小さく低コストな素子を平滑コンデンサ５として用いることができ、直流電源装置１００の小型化と低コスト化を図ることができる。

また、平滑コンデンサ５に印加される直流電圧を連続的に制御することが可能であり、出力電圧の自由度が高く安定性が高い直流電源装置１００を得ることができる。

また、平滑コンデンサ５の容量を直流負荷７に対して適切に選定することで、前述した従来技術のように短絡手段で平滑コンデンサ５の直流電圧を制御する場合に比べて、電流ピークを抑制することが可能となる。そのため、部品寿命の低下を抑制し、部品容量の増加を抑制し、電源インピーダンスによる電圧歪みを抑制することができる。

電源力率を改善するための開閉部８ａおよび開閉部８ｂの制御方法について説明する。

図７は、整流部９内の２つの開閉部８ａ，８ｂを開閉動作させたときにおける第２の電流波形を示す図である。図６（ｃ）に示されるオン期間は電源半周期中で一定であるが、図７（ｃ）のように電源半周期中でオン期間を変化させることにより、電源電流Ｉ_inの通流期間を拡張して電源力率を改善することができる。図７（ｄ）は、電源半周期においてＳＩＮ関数状に変化させたときのオン期間を表す。

図２で説明した通り、開閉部８ａおよび開閉部８ｂがオンのとき、電源電圧Ｅのピーク付近では電源電流Ｉ_inが大きく流れており、電源電圧Ｅの０Ｖ付近では電源電流Ｉ_inが略流れていない。したがって、電源電圧Ｅのピーク付近では、開閉部８ａおよび開閉部８ｂをオフにする期間を持たせることによって、平滑コンデンサ５への充電タイミングを制限し、電源電流Ｉ_inの通流期間を拡張することが出来るため、電源力率の改善が可能である。

図７の動作波形例は、電源電圧１００Ｖ、電源電圧Ｅの周期をＴｃ、電源電圧Ｅの半周期をＴｃ／２、周期Ｔｃを１０で除した周期をＴｃ／１０、電源周波数５０Ｈｚに対する母線電圧指令値を３００Ｖとして、周期Ｔｃ／２中に開閉部８ａおよび開閉部８ｂのオン動作が３回行われ、オフ動作が２回行われている。図７（ｃ）に示されるＴｃ／１０は、図６（ｃ）に示されるＴｃ／１０と同じ期間である。開閉部８ａおよび開閉部８ｂが交流電源１の電源電圧周波数以上の周波数で開閉制御されている。さらに電源電圧Ｅのピーク付近では、電源電圧Ｅのピーク付近以外の領域に比べてオフ期間の比率が増加するように制御されている。従って電源電圧Ｅのピーク付近以外の領域ではオン期間が周期Ｔｃ／１０と略等しい値であるが、電源電圧Ｅのピークに近づくにつれてオフ期間が延びることによって相対的にオン期間が周期Ｔｃ／１０よりも短くなる（図７（ｄ））。このように、電源電圧Ｅのピーク付近におけるオン期間は、電源電圧Ｅのピーク付近以外の領域におけるオン期間よりも短くなるように、電源半周期においてＳＩＮ関数状に変化させている。そのため電源電流Ｉ_inの通流期間が拡張され、電源力率が改善される。

なお、本実施の形態では開閉部８ａおよび開閉部８ｂを同時に開閉させた例を説明したが、開閉部８ａおよび開閉部８ｂを各々異なるタイミングでスイッチングさせるように制御しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。また、本実施の形態では開閉部８ａおよび開閉部８ｂのスイッチング回数は図示例に限定されるものではなく、異なる回数であってもよい。また、本実施の形態では開閉部８ａおよび開閉部８ｂのオン期間をＳＩＮ関数状に変化させているが、オン期間の制御方法についてはこれに限定されるものではない。

図８は、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置１００の構成を変形した例を示す図である。図示例の直流電源装置１００では、交流電源１を短絡して力率を改善する目的で短絡部１０が用いられており、短絡部１０は制御部１３によって制御され、例えば制御部１３は、交流電源１の電圧ゼロクロスを基準にして、この基準点から所定時間が経過した後に短絡部１０を制御することで交流電源１と整流部９との間の経路を短絡させる。短絡部１０がオンの期間では、整流部９への出力端が短絡され、整流部９には電流が流れない。すなわち図３、４に示した何れの経路にも電流が流れない。短絡部１０がオンからオフに変化すると、リアクタ２に貯えられたエネルギーによって突入電流のピーク値が抑制され、ピーク電流が抑制されることで、電流容量が小さく低損失なダイオードを逆流阻止ダイオード６ａ〜６ｄとして利用でき、直流電源装置１００の回路を安価で低損失に構成できる。なお、スイッチング回数、リアクタ２のインダクタンス値、負荷等を考慮してスイッチングを制御することで、高調波電流の抑制も可能であることは言うまでもない。

なお、本実施の形態に係る逆流阻止ダイオード６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄとしては、逆回復時間が小さいＦＲＤ（ファストリカバリダイオード）等を用いることが好ましい。また整流ダイオード３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄや開閉部８ａ，８ｂとしては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよい。

このようなＷＢＧ半導体によって形成された半導体素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、半導体素子の小型化が可能であり、これら小型化された半導体素子を用いることにより、整流器モジュールの小型化が可能となり、延いては、これらの整流器モジュールを用いて構成した直流電源装置１００の小型化と軽量化を図ることができる。

また、このようなＷＢＧ半導体によって形成された半導体素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置１００の一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成された半導体素子は、電力損失が低い。そのため、半導体素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置１００の高効率化が可能になる。

なお、各半導体素子がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、これら各半導体素子のうちの少なくとも１つがＷＢＧ半導体よって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。

また本実施の形態に係る直流電源装置１００を、直流電源装置１００から出力された直流電圧を交流電圧に変換して電動機（図示せず）を駆動する駆動部を備えた電動機駆動装置（図示せず）に適用することにより、電動機が希土類磁石を用いていない永久磁石電動機の場合であっても、一般的な全波整流や倍電圧整流よりも高い直流電圧を供給することが出来るため、希土類磁石を用いた電動機と同等の性能が得られるよう巻数を増加させた電動機を駆動することが出来る。

また、電動機が、直流電圧が高い状態でも損失が変化しない永久磁石電動機（特に、高い電圧を必要としない軽トルク運転状態と高い電圧を必要とする高回転運転状態で印加電圧に関わらず損失が変化しない永久磁石電動機）の場合、開閉部８ａおよび開閉部８ｂをオン状態として、交流電源１の電圧ピーク値の３倍の直流電圧で常時駆動する構成とした方が、電動機駆動装置全体としての損失は少なくなる。特に、フェライトなど、磁力が希土類元素と比較して小さい磁石を用いた永久磁石電動機ではこの傾向が強い。従って、直流電源装置１００は、希土類元素以外の永久磁石を用いて構成されている永久磁石電動機を駆動するインバータ向けの電源装置として好適であると言える。

また電動機駆動装置の駆動部をワイドバンドギャップ半導体を用いて構成することにより、駆動部の更なる小型化と軽量化を図ることができる。

以上に説明したように、本実施の形態に係る直流電源装置１００は、交流電源１から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部９と、整流部９から出力される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ５と、を備え、整流部９は、交流電源１のピーク電圧の１倍から３倍の直流電圧を生成するように開閉制御される開閉部（８ａ,８ｂ）と、整流素子（３ａ〜３ｄ）と、コンデンサ（４ａ〜４ｄ）とで構成される。この構成により、出力電圧の変動を抑制しながら広い範囲で出力電圧を制御することができると共に、直流電源装置１００の小型軽量化、および低コスト化を図ることができる。

なお、実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、更なる別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは無論である。

以上のように、本発明は、直流電源装置に適用可能であり、特に、出力電圧の変動を抑制しながら広い範囲で出力電圧を制御することができる発明として有用である。

１ 交流電源、２ リアクタ、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ 整流ダイオード、４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ 倍電圧コンデンサ、５ 平滑コンデンサ、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ 逆流阻止ダイオード、７ 直流負荷、８ａ,８ｂ 開閉部、９ 整流部、９ａ 整流部（他方の倍電圧整流部）、９ｂ 整流部（一方の倍電圧整流部）、１０ 短絡部、１１ 位相検出器、１２ 電圧検出器、１３ 制御部、１００ 直流電源装置。

Claims (9)

1. 交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、
   前記整流部から出力される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   を備え、
   前記整流部は、前記交流電源のピーク電圧の１倍から３倍の直流電圧を生成するように開閉制御される開閉部と、整流素子と、コンデンサとで構成されることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記整流部は、２つの倍電圧整流部に区分され、
   一方の前記倍電圧整流部の前記開閉部は、前記交流電源の一方の出力端に一端が接続されたリアクタの他端と、この倍電圧整流部を構成する２つのコンデンサの接続点との間に配置され、
   他方の前記倍電圧整流部の前記開閉部は、前記交流電源の他方の出力端と、この倍電圧整流部を構成する２つのコンデンサの接続点との間に配置されることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記開閉部は、前記交流電源の電源電圧の位相に応じて、閉期間と開期間との比率が変化するように制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
4. 前記開閉部は、前記交流電源の電源電圧周波数以上の周波数で開閉制御されることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の直流電源装置。
5. 前記開閉部は、半導体素子からなる双方向スイッチであることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の直流電源装置。
6. 前記開閉部は、前記リアクタを介して交流電源を短絡する短絡部を有することを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の直流電源装置。
7. 請求項１から６の何れか１項に記載の直流電源装置と、
   この直流電源装置から出力された直流電圧を交流電圧に変換して電動機を駆動する駆動部と、
   を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。
8. 前記駆動部は、希土類磁石以外の永久磁石を用いて構成された前記電動機を駆動することを特徴とする請求項７に記載の電動機駆動装置。
9. 前記直流電源装置および前記駆動部は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されていることを特徴とする請求項７または８に記載の電動機駆動装置。

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