JP2000262058A - 電源電圧制御装置 - Google Patents
電源電圧制御装置Info
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- JP2000262058A JP2000262058A JP11060793A JP6079399A JP2000262058A JP 2000262058 A JP2000262058 A JP 2000262058A JP 11060793 A JP11060793 A JP 11060793A JP 6079399 A JP6079399 A JP 6079399A JP 2000262058 A JP2000262058 A JP 2000262058A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータ装置を用いずに誘導電動機の可変
電圧制御を行う。 【解決手段】 三相電源の各相に順方向に接続された第
１のＩＧＢＴ11〜13と、これらのＩＧＢＴそれぞれに逆
方向に並列に接続された並列ダイオード11d〜13dと、各
ＩＧＢＴの出力側において、各相とそれに対する他の１
つの相との間に挿入され、かつ直列に接続された第２の
ＩＧＢＴ14〜16及び第２のダイオード17〜19と、第２の
ＩＧＢＴに対して第２のダイオードと共にその一端が接
続され、その他端が他の残りの１つの相に接続された第
３のダイオード20〜22と、第１のＩＧＢＴそれぞれをＰ
ＷＭ制御すると共に、第２のＩＧＢＴそれぞれを自相の
ＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ制御回路23を備えてい
る。そして、各相の第１のＩＧＢＴ11〜13をＰＷＭ制御
することにより負荷に供給する電圧を可変制御する。
電圧制御を行う。 【解決手段】 三相電源の各相に順方向に接続された第
１のＩＧＢＴ11〜13と、これらのＩＧＢＴそれぞれに逆
方向に並列に接続された並列ダイオード11d〜13dと、各
ＩＧＢＴの出力側において、各相とそれに対する他の１
つの相との間に挿入され、かつ直列に接続された第２の
ＩＧＢＴ14〜16及び第２のダイオード17〜19と、第２の
ＩＧＢＴに対して第２のダイオードと共にその一端が接
続され、その他端が他の残りの１つの相に接続された第
３のダイオード20〜22と、第１のＩＧＢＴそれぞれをＰ
ＷＭ制御すると共に、第２のＩＧＢＴそれぞれを自相の
ＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ制御回路23を備えてい
る。そして、各相の第１のＩＧＢＴ11〜13をＰＷＭ制御
することにより負荷に供給する電圧を可変制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、車両の補助電源に
用いる電源電圧制御装置に関する。
用いる電源電圧制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来一般に、車両用空調機により室内温
度を一定に制御する方法は、インバータ装置と誘導電動
機との組み合わせで、コンプレッサの回転数をインバー
タ装置のＶ／Ｆ制御、すなわち、電動機に供給する周波
数を可変制御する方法と、誘導電動機に供給する電圧、
周波数を商用電源そのまま与え、この供給時間をある比
率で与える稼働率を制御する方法が知られている。
度を一定に制御する方法は、インバータ装置と誘導電動
機との組み合わせで、コンプレッサの回転数をインバー
タ装置のＶ／Ｆ制御、すなわち、電動機に供給する周波
数を可変制御する方法と、誘導電動機に供給する電圧、
周波数を商用電源そのまま与え、この供給時間をある比
率で与える稼働率を制御する方法が知られている。
【０００３】前者のインバータ装置のＶ／Ｆ制御による
可変速制御方式は、図８及び図９に示してある。すなわ
ち、三相電源を保護用ブレーカ１を介してインバータ装
置２に供給し、他方、誘導電動機３に対する空調制御装
置４からの速度指令５をインバータ装置２に与え、イン
バータ装置２の出力周波数が速度指令５に相当する値に
なるよう制御する。同時に、Ｖ／Ｆ一定の制御から、出
力周波数Ｆに対してＶ／Ｆが一定となる出力電圧Ｖがイ
ンバータ装置２から出力される。これにより、図９に示
すＳ−Ｔカーブに基づく出力トルクを得ることができ
る。
可変速制御方式は、図８及び図９に示してある。すなわ
ち、三相電源を保護用ブレーカ１を介してインバータ装
置２に供給し、他方、誘導電動機３に対する空調制御装
置４からの速度指令５をインバータ装置２に与え、イン
バータ装置２の出力周波数が速度指令５に相当する値に
なるよう制御する。同時に、Ｖ／Ｆ一定の制御から、出
力周波数Ｆに対してＶ／Ｆが一定となる出力電圧Ｖがイ
ンバータ装置２から出力される。これにより、図９に示
すＳ−Ｔカーブに基づく出力トルクを得ることができ
る。
【０００４】このＶ／Ｆ一定の制御方式は、それにイン
バータ装置を用いる必要があるが、インバータ装置が高
価であることと、誘導電動機がインバータ駆動用となる
ことから特殊仕様の電動機となり、さらに高価になる問
題点がある。
バータ装置を用いる必要があるが、インバータ装置が高
価であることと、誘導電動機がインバータ駆動用となる
ことから特殊仕様の電動機となり、さらに高価になる問
題点がある。
【０００５】後者の電源の供給時間の断続比率を制御す
る稼働率制御方式は、図１０及び図１１に示してある。
三相電源を保護用ブレーカ１を介して接触器６に与え
る。接触器６は空調制御装置７から接点出力８を受け、
この接点８によって駆動される。接触器６が動作する
と、誘導電動機３に商用電源が与えられ、商用電源電圧
・周波数に相当する回転数で誘導電動機が回転する。こ
の場合のタイミングチャートは図１１に示してある。い
ま周期ｔ０に対して、時間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４を設
定し、これらの時間各々は等しくして、かつ、それらの
全体の長さをｔ０とすると、各ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４
は周期ｔ０に対して１／４周期となる。すなわち、ｔ１
時間は周期ｔ０に対して２５％の運転時間、（ｔ１＋ｔ
２）は５０％の運転時間、（ｔ１＋ｔ２＋ｔ３）は７５
％の運転時間、そして（ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）は１
００％の運転時間となる。この各時間に相当する時間、
接点８を動作させれば、それぞれの％に応じた稼働率で
誘導電動機３を運転することができる。すなわち、誘導
電動機３の稼働率を４種類に制御することができること
になる。
る稼働率制御方式は、図１０及び図１１に示してある。
三相電源を保護用ブレーカ１を介して接触器６に与え
る。接触器６は空調制御装置７から接点出力８を受け、
この接点８によって駆動される。接触器６が動作する
と、誘導電動機３に商用電源が与えられ、商用電源電圧
・周波数に相当する回転数で誘導電動機が回転する。こ
の場合のタイミングチャートは図１１に示してある。い
ま周期ｔ０に対して、時間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４を設
定し、これらの時間各々は等しくして、かつ、それらの
全体の長さをｔ０とすると、各ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４
は周期ｔ０に対して１／４周期となる。すなわち、ｔ１
時間は周期ｔ０に対して２５％の運転時間、（ｔ１＋ｔ
２）は５０％の運転時間、（ｔ１＋ｔ２＋ｔ３）は７５
％の運転時間、そして（ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）は１
００％の運転時間となる。この各時間に相当する時間、
接点８を動作させれば、それぞれの％に応じた稼働率で
誘導電動機３を運転することができる。すなわち、誘導
電動機３の稼働率を４種類に制御することができること
になる。
【０００６】この後者の稼働率制御方式は、安価に構成
できる利点があるが、反面、接触器６が常にオン／オフ
制御することになり、接点の摩耗による定期的な点検や
電動機の起動電流により、接点が溶着することがある問
題点がある。
できる利点があるが、反面、接触器６が常にオン／オフ
制御することになり、接点の摩耗による定期的な点検や
電動機の起動電流により、接点が溶着することがある問
題点がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、誘導
電動機の回転数を可変制御する方法として、インバータ
装置を用いる場合には装置構成が高価になる問題点があ
った。また、稼働率制御を行う場合には接触器の動作が
頻繁で接点摩耗、溶着が発生し、メンテナンスを頻繁に
必要とする問題点があった。
電動機の回転数を可変制御する方法として、インバータ
装置を用いる場合には装置構成が高価になる問題点があ
った。また、稼働率制御を行う場合には接触器の動作が
頻繁で接点摩耗、溶着が発生し、メンテナンスを頻繁に
必要とする問題点があった。
【０００８】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたもので、誘導電動機を可変速制御するための、
コスト的に比較的に安価にして、メンテナンス性にも優
れている電源電圧制御装置を提供することを目的とす
る。
なされたもので、誘導電動機を可変速制御するための、
コスト的に比較的に安価にして、メンテナンス性にも優
れている電源電圧制御装置を提供することを目的とす
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明の電源電
圧制御装置は、三相電源の各相に順方向に接続された第
１の自己消弧形半導体素子と、前記第１の自己消弧形半
導体素子のそれぞれに逆方向に並列に接続された第１の
ダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子それぞ
れの出力側において、各相とそれに対する他の１つの相
との間に挿入され、かつ直列に接続された第２の自己消
弧形半導体素子及び第２のダイオードと、前記第２の自
己消弧形半導体素子に対して前記第２のダイオードと共
にその一端が接続され、その他端が他の残りの１つの相
に接続された第３のダイオードと、前記第１の自己消弧
形半導体素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２の自己
消弧形半導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰ
ＷＭ制御回路とを備えたものである。
圧制御装置は、三相電源の各相に順方向に接続された第
１の自己消弧形半導体素子と、前記第１の自己消弧形半
導体素子のそれぞれに逆方向に並列に接続された第１の
ダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子それぞ
れの出力側において、各相とそれに対する他の１つの相
との間に挿入され、かつ直列に接続された第２の自己消
弧形半導体素子及び第２のダイオードと、前記第２の自
己消弧形半導体素子に対して前記第２のダイオードと共
にその一端が接続され、その他端が他の残りの１つの相
に接続された第３のダイオードと、前記第１の自己消弧
形半導体素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２の自己
消弧形半導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰ
ＷＭ制御回路とを備えたものである。
【００１０】請求項１の発明の電源電圧制御装置では、
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
【００１１】請求項２の発明の電源電圧制御装置は、単
相電源の各相に順方向に接続された第１の自己消弧形半
導体素子と、前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第１のダイオードと、前
記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第２
のダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子をＰ
ＷＭ制御すると共に、前記第２の自己消弧形半導体素子
を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ制御回路とを
備えたものである。
相電源の各相に順方向に接続された第１の自己消弧形半
導体素子と、前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第１のダイオードと、前
記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第２
のダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子をＰ
ＷＭ制御すると共に、前記第２の自己消弧形半導体素子
を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ制御回路とを
備えたものである。
【００１２】請求項２の発明の電源電圧制御装置では、
２相それぞれの第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制
御することにより負荷に供給する電圧を可変制御するこ
とができ、負荷の空調機コンプレッサがコンデンサモー
タであるとき、高価なインバータ装置やインバータ用の
高価な誘導電動機を採用せずとも、それを速度制御する
ことによって空調機の温度制御が行える。
２相それぞれの第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制
御することにより負荷に供給する電圧を可変制御するこ
とができ、負荷の空調機コンプレッサがコンデンサモー
タであるとき、高価なインバータ装置やインバータ用の
高価な誘導電動機を採用せずとも、それを速度制御する
ことによって空調機の温度制御が行える。
【００１３】請求項３の発明の電源電圧制御装置は、請
求項１又は２において、前記第１の自己消弧形半導体素
子に高速スイッチング素子、前記第２の自己消弧形半導
体素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイ
ッチング素子を用いることにより、小形にして、安価に
構成できる。
求項１又は２において、前記第１の自己消弧形半導体素
子に高速スイッチング素子、前記第２の自己消弧形半導
体素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイ
ッチング素子を用いることにより、小形にして、安価に
構成できる。
【００１４】請求項４の発明の電源電圧制御装置は、単
相電源の各相に順方向に接続された第１の自己消弧形半
導体素子と、前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第１のダイオードと、前
記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第２
のダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路に接続された絶縁トラン
スと、前記絶縁トランスの二次側の出力電圧の検出手段
と、前記絶縁トランスの二次側出力電圧の基準を設定す
る電圧基準と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する
前記絶縁トランスの出力電圧が一致するように前記第１
の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御すると共に、前記
第２の自己消弧形半導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオ
ンさせるＰＷＭ制御回路とを備えたものである。
相電源の各相に順方向に接続された第１の自己消弧形半
導体素子と、前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第１のダイオードと、前
記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第２
のダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路に接続された絶縁トラン
スと、前記絶縁トランスの二次側の出力電圧の検出手段
と、前記絶縁トランスの二次側出力電圧の基準を設定す
る電圧基準と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する
前記絶縁トランスの出力電圧が一致するように前記第１
の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御すると共に、前記
第２の自己消弧形半導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオ
ンさせるＰＷＭ制御回路とを備えたものである。
【００１５】請求項４の発明の電源電圧制御装置では、
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路に
よってＰＷＭ制御することによって絶縁トランスの二次
電圧を一定に制御することができる。
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路に
よってＰＷＭ制御することによって絶縁トランスの二次
電圧を一定に制御することができる。
【００１６】請求項５の発明の電源電圧制御装置は、単
相電源の各相に順方向に接続された第１の自己消弧形半
導体素子と、前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第１のダイオードと、前
記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第２
のダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧の検出手段
と、前記平滑回路の出力電圧の基準を設定する電圧基準
と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記平滑回
路の出力電圧が一致するように前記第１の自己消弧形半
導体素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２の自己消弧
形半導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ
制御回路とを備えたものである。
相電源の各相に順方向に接続された第１の自己消弧形半
導体素子と、前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第１のダイオードと、前
記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第２
のダイオードと、前記第１の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧の検出手段
と、前記平滑回路の出力電圧の基準を設定する電圧基準
と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記平滑回
路の出力電圧が一致するように前記第１の自己消弧形半
導体素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２の自己消弧
形半導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ
制御回路とを備えたものである。
【００１７】請求項５の発明の電源電圧制御装置では、
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路に
よってＰＷＭ制御することによって非絶縁形の交流定電
圧電源を構成することができる。
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路に
よってＰＷＭ制御することによって非絶縁形の交流定電
圧電源を構成することができる。
【００１８】請求項６の発明の電源電圧制御装置は、請
求項４又は５において、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制
御回路によってＰＷＭ制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
求項４又は５において、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制
御回路によってＰＷＭ制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
【００１９】請求項７の発明の電源電圧制御装置は、請
求項４〜６において、前記第１の自己消弧形半導体素子
に高速スイッチング素子、前記第２の自己消弧形半導体
素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッ
チング素子を用いたものであり、小形にして安価に構成
できる。
求項４〜６において、前記第１の自己消弧形半導体素子
に高速スイッチング素子、前記第２の自己消弧形半導体
素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッ
チング素子を用いたものであり、小形にして安価に構成
できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態
の三相電源に対する電源電圧制御装置の回路構成を示し
ている。図１に示した第１の実施の形態の電源電圧制御
装置では、高速スイッチングが可能なＩＧＢＴ（Insula
ted Gate Bipolar Transistor）で成る第１の自己消弧
形半導体素子１１〜１３が三相電源の各相に保護用ブレ
ーカ１を介して順方向に接続されている。この第１の自
己消弧形半導体素子１１〜１３それぞれに逆方向に並列
にダイオード１１ｄ〜１３ｄそれぞれが接続されてい
る。
基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態
の三相電源に対する電源電圧制御装置の回路構成を示し
ている。図１に示した第１の実施の形態の電源電圧制御
装置では、高速スイッチングが可能なＩＧＢＴ（Insula
ted Gate Bipolar Transistor）で成る第１の自己消弧
形半導体素子１１〜１３が三相電源の各相に保護用ブレ
ーカ１を介して順方向に接続されている。この第１の自
己消弧形半導体素子１１〜１３それぞれに逆方向に並列
にダイオード１１ｄ〜１３ｄそれぞれが接続されてい
る。
【００２１】第１の自己消弧形半導体素子１１〜１３そ
れぞれの出力側には、Ｕ相とＶ相との間に２個のＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１４，１５が互い
に逆向きに挿入され、またＶ相とＷ相との間にもＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１６が挿入されて
いる。そして、第２の自己消弧形半導体素子１４にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード１７，１８それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はＶ相、Ｗ相
それぞれに接続されている。また他の第２の自己消弧形
半導体素子１５にもそのコレクタ側に高速ダイオード１
９，２０それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はＵ相、Ｗ相それぞれに接続されている。さら
に、もう１つの第２の自己消弧形半導体素子１６のコレ
クタ側にも高速ダイオード２１，２２それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はＵ相、Ｖ相それ
ぞれに接続されている。
れぞれの出力側には、Ｕ相とＶ相との間に２個のＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１４，１５が互い
に逆向きに挿入され、またＶ相とＷ相との間にもＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１６が挿入されて
いる。そして、第２の自己消弧形半導体素子１４にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード１７，１８それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はＶ相、Ｗ相
それぞれに接続されている。また他の第２の自己消弧形
半導体素子１５にもそのコレクタ側に高速ダイオード１
９，２０それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はＵ相、Ｗ相それぞれに接続されている。さら
に、もう１つの第２の自己消弧形半導体素子１６のコレ
クタ側にも高速ダイオード２１，２２それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はＵ相、Ｖ相それ
ぞれに接続されている。
【００２２】第１の自己消弧形半導体素子１１〜１３の
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力はまた、誘導電動機３に接続さ
れ、三相交流電力を供給するようにしてある。
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力はまた、誘導電動機３に接続さ
れ、三相交流電力を供給するようにしてある。
【００２３】これらの第１の自己消弧形半導体素子１１
〜１３のＰＷＭ制御、そして第２の自己消弧形半導体素
子１４〜１７のスイッチング制御は空調機制御装置２３
によって行われる。
〜１３のＰＷＭ制御、そして第２の自己消弧形半導体素
子１４〜１７のスイッチング制御は空調機制御装置２３
によって行われる。
【００２４】次に、上記の構成の第１の実施の形態の電
源電圧制御装置の動作を説明する。図２にタイミングチ
ャートを示してある。三相電圧Ｕ，Ｖ，Ｗに対して位相
０〜２πまでを考える。Ｕ相につながる第１の自己消弧
形半導体素子であるＩＧＢＴ１１のゲート信号として、
０〜２π／３のタイミングの間一律のＰＷＭ信号PWMuを
与え、Ｖ相につながるＩＧＢＴ１２のゲート信号とし
て、２π／３〜４π／３の間同じく一律のＰＷＭ信号PW
Mvを与え、Ｗ相につながるＩＧＢＴ１３のゲート信号と
して、４π／３〜２πの間同じく一律のＰＷＭ信号PWMw
を与える。
源電圧制御装置の動作を説明する。図２にタイミングチ
ャートを示してある。三相電圧Ｕ，Ｖ，Ｗに対して位相
０〜２πまでを考える。Ｕ相につながる第１の自己消弧
形半導体素子であるＩＧＢＴ１１のゲート信号として、
０〜２π／３のタイミングの間一律のＰＷＭ信号PWMuを
与え、Ｖ相につながるＩＧＢＴ１２のゲート信号とし
て、２π／３〜４π／３の間同じく一律のＰＷＭ信号PW
Mvを与え、Ｗ相につながるＩＧＢＴ１３のゲート信号と
して、４π／３〜２πの間同じく一律のＰＷＭ信号PWMw
を与える。
【００２５】また第１の自己消弧形半導体素子であるＩ
ＧＢＴ１４には０〜２π／３の間ゲートオン信号GTu、
ＩＧＢＴ１５には２π／３〜４π／３の間ゲートオン信
号GTv、ＩＧＢＴ１６には４π／３〜２πの間ゲートオ
ン信号GTwを与える。
ＧＢＴ１４には０〜２π／３の間ゲートオン信号GTu、
ＩＧＢＴ１５には２π／３〜４π／３の間ゲートオン信
号GTv、ＩＧＢＴ１６には４π／３〜２πの間ゲートオ
ン信号GTwを与える。
【００２６】０〜２π／３の間の電流はＵ相電圧が正方
向に印加されることから、ＩＧＢＴ１１にＰＷＭ信号PW
Muを与えると、ＩＧＢＴのオンタイミングではＩＧＢＴ
１１から電動機３、ＩＧＢＴ１２，１３それぞれの並列
ダイオード１２ｄ，１３ｄを介してＶ相、Ｗ相に電流が
流れる。そしてＩＧＢＴ１１がオフすると、電動機電流
は、Ｕ相に接続されている第２の自己消弧形半導体素子
であるＩＧＢＴ１４が０〜２π／３の間オン状態にある
ので、Ｕ相−Ｖ相の電動機電流はダイオード１７−ＩＧ
ＢＴ１４を経て電動機相間で環流する。また、Ｕ相−Ｗ
相の電動機電流はダイオード１８−ＩＧＢＴ１４を経て
電動機相間で環流する。
向に印加されることから、ＩＧＢＴ１１にＰＷＭ信号PW
Muを与えると、ＩＧＢＴのオンタイミングではＩＧＢＴ
１１から電動機３、ＩＧＢＴ１２，１３それぞれの並列
ダイオード１２ｄ，１３ｄを介してＶ相、Ｗ相に電流が
流れる。そしてＩＧＢＴ１１がオフすると、電動機電流
は、Ｕ相に接続されている第２の自己消弧形半導体素子
であるＩＧＢＴ１４が０〜２π／３の間オン状態にある
ので、Ｕ相−Ｖ相の電動機電流はダイオード１７−ＩＧ
ＢＴ１４を経て電動機相間で環流する。また、Ｕ相−Ｗ
相の電動機電流はダイオード１８−ＩＧＢＴ１４を経て
電動機相間で環流する。
【００２７】再びＩＧＢＴ１１がオン状態になれば、再
び上述したＩＧＢＴ１１−電動機３−ダイオード１２
ｄ，１３ｄを介してＶ相、Ｗ相に電流が流れる。
び上述したＩＧＢＴ１１−電動機３−ダイオード１２
ｄ，１３ｄを介してＶ相、Ｗ相に電流が流れる。
【００２８】同様の動作原理により、Ｖ相、Ｗ相に対し
ても各々２π／３〜４π／３の間、４π／３〜２πの位
相タイミングの間同様に動作する。
ても各々２π／３〜４π／３の間、４π／３〜２πの位
相タイミングの間同様に動作する。
【００２９】この結果、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の供給電源電圧
は同率のＰＷＭが一律にかかることにより、図３に示す
ように、Ｕｏ，Ｖｏ，Ｗｏの電圧は、Ｋ・Ｕ・sinωｔ
＝Ｕｏ；Ｋ・Ｖ・sinωｔ＝Ｖｏ；Ｋ・Ｗ・sinωｔ＝Ｗ
ｏとなり、例えば、Ｋ＝０．５（５０％デューティＰＷ
Ｍ）とすれば、電動機３への電圧は（Ｕ／２）sinω
ｔ；（Ｖ／２）sinωｔ；（Ｗ／２）sinωｔ、すなわ
ち、電源電圧Ｕ，Ｖ，Ｗの１／２の電圧が供給されるこ
とになる。
は同率のＰＷＭが一律にかかることにより、図３に示す
ように、Ｕｏ，Ｖｏ，Ｗｏの電圧は、Ｋ・Ｕ・sinωｔ
＝Ｕｏ；Ｋ・Ｖ・sinωｔ＝Ｖｏ；Ｋ・Ｗ・sinωｔ＝Ｗ
ｏとなり、例えば、Ｋ＝０．５（５０％デューティＰＷ
Ｍ）とすれば、電動機３への電圧は（Ｕ／２）sinω
ｔ；（Ｖ／２）sinωｔ；（Ｗ／２）sinωｔ、すなわ
ち、電源電圧Ｕ，Ｖ，Ｗの１／２の電圧が供給されるこ
とになる。
【００３０】したがって、ＰＷＭのデューティを変更す
ることにより電動機電圧が任意に変更できることにな
る。
ることにより電動機電圧が任意に変更できることにな
る。
【００３１】一方、誘導電動機３に与える周波数は商用
周波数にして電圧を変化させると、図４に示すようにＳ
−Ｔカーブが変化することにより電動機速度を変えるこ
とができる。
周波数にして電圧を変化させると、図４に示すようにＳ
−Ｔカーブが変化することにより電動機速度を変えるこ
とができる。
【００３２】これにより、誘導電動機３が空調機のコン
プレッサの電動機にすれば、空調制御装置２３から各第
１の自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１１〜１３に
前述したＰＷＭ信号PWMu，PWMv，PWMwを電源波形Ｕ，
Ｖ，Ｗを検出して同期して与えることにより、電動機速
度を可変制御し、車室内温度を調整することができる。
プレッサの電動機にすれば、空調制御装置２３から各第
１の自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１１〜１３に
前述したＰＷＭ信号PWMu，PWMv，PWMwを電源波形Ｕ，
Ｖ，Ｗを検出して同期して与えることにより、電動機速
度を可変制御し、車室内温度を調整することができる。
【００３３】このようにして第１の実施の形態の電源電
圧制御装置では、高価なインバータ装置を用いることな
く三相電源を所望の電圧の三相交流に変換して出力する
ことができ、回路構成の小形化とコストの低廉化が図
れ、また負荷としての誘導電動機にもインバータ用の特
殊仕様のものを採用せずとも済み、この点でのコストの
低減も図ることができる。
圧制御装置では、高価なインバータ装置を用いることな
く三相電源を所望の電圧の三相交流に変換して出力する
ことができ、回路構成の小形化とコストの低廉化が図
れ、また負荷としての誘導電動機にもインバータ用の特
殊仕様のものを採用せずとも済み、この点でのコストの
低減も図ることができる。
【００３４】次に、本発明の第２の実施の形態を図５に
基づいて説明する。図５に示した回路は、単相電源を可
変電圧制御して出力して負荷に供給するものである。こ
の第２の実施の形態では、図１に示した三相電源に対す
る三相交流の出力電圧の可変制御を行う電源電圧制御装
置に対して、Ｗ相をなくした回路構成である。なお、図
１に示した回路要素と共通するものには同一の符号を付
して示してある。
基づいて説明する。図５に示した回路は、単相電源を可
変電圧制御して出力して負荷に供給するものである。こ
の第２の実施の形態では、図１に示した三相電源に対す
る三相交流の出力電圧の可変制御を行う電源電圧制御装
置に対して、Ｗ相をなくした回路構成である。なお、図
１に示した回路要素と共通するものには同一の符号を付
して示してある。
【００３５】第２の実施の形態の電源電圧制御装置で
は、第１の自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１１の
ＰＷＭオン供給期間、また第２の自己消弧形半導体素子
をなすＩＧＢＴ１４のオン供給期間は、Ｕ相の正電圧期
間である１８０°、またＶ相のＩＧＢＴ１２のＰＷＭオ
ン供給期間及びＩＧＢＴ１５のオン供給期間はＵ相の負
電圧期間である１８０°の間である。
は、第１の自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１１の
ＰＷＭオン供給期間、また第２の自己消弧形半導体素子
をなすＩＧＢＴ１４のオン供給期間は、Ｕ相の正電圧期
間である１８０°、またＶ相のＩＧＢＴ１２のＰＷＭオ
ン供給期間及びＩＧＢＴ１５のオン供給期間はＵ相の負
電圧期間である１８０°の間である。
【００３６】この結果、出力Ｕｏ，ＶｏはＰＷＭのデュ
ーティに比例した電圧に変えられることになり、負荷と
してコンデンサモータを接続すれば、電圧制御による回
転数制御が行える。
ーティに比例した電圧に変えられることになり、負荷と
してコンデンサモータを接続すれば、電圧制御による回
転数制御が行える。
【００３７】なお、上記の両実施の形態では第２の自己
消弧形半導体素子には、第１の自己消弧形半導体素子と
同じ高速スイッチング動作が可能なＩＧＢＴを採用した
が、この第２の自己消弧形半導体素子はＰＷＭ動作する
ものではなく、単純なオン／オフ動作のみであるので、
安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体素子
としてＧＴＲ（Gate Turn-off Transistor）を採用する
ことができ、これによっていっそうの小形化とコスト低
減を図ることができる。
消弧形半導体素子には、第１の自己消弧形半導体素子と
同じ高速スイッチング動作が可能なＩＧＢＴを採用した
が、この第２の自己消弧形半導体素子はＰＷＭ動作する
ものではなく、単純なオン／オフ動作のみであるので、
安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体素子
としてＧＴＲ（Gate Turn-off Transistor）を採用する
ことができ、これによっていっそうの小形化とコスト低
減を図ることができる。
【００３８】また、上記の各実施の形態では電動機を負
荷としたが、本装置の負荷は電動機に限らず、商用周波
数で供給する電圧を変えることにより制御の変わる機
器、例えば、交流のヒータに対する電源装置としても有
効に利用することができる。
荷としたが、本装置の負荷は電動機に限らず、商用周波
数で供給する電圧を変えることにより制御の変わる機
器、例えば、交流のヒータに対する電源装置としても有
効に利用することができる。
【００３９】さらに、照明装置の電源装置として利用す
れば、その出力電圧を可変制御することによって照明灯
の明るさを制御することができる。
れば、その出力電圧を可変制御することによって照明灯
の明るさを制御することができる。
【００４０】次に、本発明の第３の実施の形態の電源電
圧制御装置を図６に基づいて説明する。第３の実施の形
態の電源電圧制御装置は、単相のＵ相、Ｖ相それぞれに
順方向に接続された第１の自己消弧形半導体素子をなす
ＩＧＢＴ１１，１２と、これらに対して逆方向に並列に
接続された第１のダイオード１１ｄ，１２ｄと、第１の
自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１１，１２それぞ
れの出力側において、Ｕ，Ｖ各相とそれに対する他の相
Ｖ，Ｕとの間に挿入され、かつ直列に接続された第２の
自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１４，１５及び第
２のダイオード１７，１９と、ＩＧＢＴ１１の出力側に
接続された平滑リアクトル３１及びコンデンサ３２から
成る平滑回路と、この平滑回路の出力側に一次側が接続
された商用絶縁トランス３３を備えている。
圧制御装置を図６に基づいて説明する。第３の実施の形
態の電源電圧制御装置は、単相のＵ相、Ｖ相それぞれに
順方向に接続された第１の自己消弧形半導体素子をなす
ＩＧＢＴ１１，１２と、これらに対して逆方向に並列に
接続された第１のダイオード１１ｄ，１２ｄと、第１の
自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１１，１２それぞ
れの出力側において、Ｕ，Ｖ各相とそれに対する他の相
Ｖ，Ｕとの間に挿入され、かつ直列に接続された第２の
自己消弧形半導体素子をなすＩＧＢＴ１４，１５及び第
２のダイオード１７，１９と、ＩＧＢＴ１１の出力側に
接続された平滑リアクトル３１及びコンデンサ３２から
成る平滑回路と、この平滑回路の出力側に一次側が接続
された商用絶縁トランス３３を備えている。
【００４１】電源電圧制御装置はさらに、絶縁トランス
３３の二次側の出力電圧を検出するための二次電圧検出
用トランス３４と、この二次電圧検出用トランス３４の
検出出力を整流する整流器３５と、絶縁トランス３３の
二次側の出力電圧の基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器３５の出力電圧を減算する加
算器３６と、加算器３６の出力に対してＰＩ演算を実行
するＰＩ制御部３７と、このＰＩ制御部３７の出力に基
づいてＩＧＢＴ１１，１２、そしてＩＧＢＴ１４，１５
をゲート制御するＰＷＭ制御回路３８を備えている。
３３の二次側の出力電圧を検出するための二次電圧検出
用トランス３４と、この二次電圧検出用トランス３４の
検出出力を整流する整流器３５と、絶縁トランス３３の
二次側の出力電圧の基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器３５の出力電圧を減算する加
算器３６と、加算器３６の出力に対してＰＩ演算を実行
するＰＩ制御部３７と、このＰＩ制御部３７の出力に基
づいてＩＧＢＴ１１，１２、そしてＩＧＢＴ１４，１５
をゲート制御するＰＷＭ制御回路３８を備えている。
【００４２】次に、上記の構成の電源電圧制御装置の動
作を説明する。ＰＷＭ制御回路３８による第１の自己消
弧形半導体素子であるＩＧＢＴ１１，１２のＰＷＭ制御
と、第２の自己消弧形半導体素子であるＩＧＢＴ１４，
１５のオン／オフ制御は図５に示した第２の実施の形態
と同様である。
作を説明する。ＰＷＭ制御回路３８による第１の自己消
弧形半導体素子であるＩＧＢＴ１１，１２のＰＷＭ制御
と、第２の自己消弧形半導体素子であるＩＧＢＴ１４，
１５のオン／オフ制御は図５に示した第２の実施の形態
と同様である。
【００４３】そして、ＩＧＢＴ１１，１２からの各相の
ＰＷＭ出力波形は平滑リアクトル３１とコンデンサ３２
で成る平滑回路によって平滑化して正弦波状に整形す
る。この出力は商用絶縁トランス３３によって所望の電
圧に変圧してその二次側から出力して負荷に供給する。
ＰＷＭ出力波形は平滑リアクトル３１とコンデンサ３２
で成る平滑回路によって平滑化して正弦波状に整形す
る。この出力は商用絶縁トランス３３によって所望の電
圧に変圧してその二次側から出力して負荷に供給する。
【００４４】絶縁トランス３３の二次側の出力電圧は二
次電圧検出用トランス３４によって検出し、整流器３５
によって整流して二次電圧に対応した直流電圧Ｖを得、
加算器３６にフィードバックする。
次電圧検出用トランス３４によって検出し、整流器３５
によって整流して二次電圧に対応した直流電圧Ｖを得、
加算器３６にフィードバックする。
【００４５】一方、所要の商用絶縁トランス３３の出力
設定電圧Vref*を加算器３６に入力し、この加算器３６
において実電圧Ｖと比較し、その差信号（Vref*−Ｖ）
に対してＰＩ制御部３７で比例積分演算し、その結果を
ＰＷＭ制御回路３８に出力する。
設定電圧Vref*を加算器３６に入力し、この加算器３６
において実電圧Ｖと比較し、その差信号（Vref*−Ｖ）
に対してＰＩ制御部３７で比例積分演算し、その結果を
ＰＷＭ制御回路３８に出力する。
【００４６】ＰＷＭ制御回路３８は第２の実施の形態と
同様にして、ＩＧＢＴ１１，１２のＰＷＭ制御、そして
ＩＧＢＴ１４，１５のオン／オフ制御を行う。
同様にして、ＩＧＢＴ１１，１２のＰＷＭ制御、そして
ＩＧＢＴ１４，１５のオン／オフ制御を行う。
【００４７】これにより、商用絶縁トランス３３の出力
電圧Ｖが電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるよ
うにＰＷＭ制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を
変化させることによって商用電源電圧から所望の出力電
圧の交流を取り出すことができる。
電圧Ｖが電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるよ
うにＰＷＭ制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を
変化させることによって商用電源電圧から所望の出力電
圧の交流を取り出すことができる。
【００４８】したがって、この第３の実施の形態によれ
ば、高価なインバータ装置を用いることなく単相電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
ば、高価なインバータ装置を用いることなく単相電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
【００４９】なお、この第３の実施の形態において、商
用絶縁トランス３３を省略することにより、非絶縁型の
単相定電圧電源装置が実現できる。
用絶縁トランス３３を省略することにより、非絶縁型の
単相定電圧電源装置が実現できる。
【００５０】また、上記の実施の形態では単相電源の回
路構成を示したが、これは図５に示した第２の実施の形
態に対する図１に示した第１の実施の形態と同様に、三
相電源に対しても適用することができる。図７はそのよ
うな三相電源に適用した第４の実施の形態の回路構成を
示している。
路構成を示したが、これは図５に示した第２の実施の形
態に対する図１に示した第１の実施の形態と同様に、三
相電源に対しても適用することができる。図７はそのよ
うな三相電源に適用した第４の実施の形態の回路構成を
示している。
【００５１】図７において、高速スイッチングが可能な
ＩＧＢＴで成る第１の自己消弧形半導体素子１１〜１３
が三相電源の各相に保護用ブレーカ１を介して順方向に
接続されている。この第１の自己消弧形半導体素子１１
〜１３それぞれに逆方向に並列にダイオード１１ｄ〜１
３ｄそれぞれが接続されている。
ＩＧＢＴで成る第１の自己消弧形半導体素子１１〜１３
が三相電源の各相に保護用ブレーカ１を介して順方向に
接続されている。この第１の自己消弧形半導体素子１１
〜１３それぞれに逆方向に並列にダイオード１１ｄ〜１
３ｄそれぞれが接続されている。
【００５２】第１の自己消弧形半導体素子１１〜１３そ
れぞれの出力側には、Ｕ相とＶ相との間に２個のＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１４，１５が互い
に逆向きに挿入され、またＶ相とＷ相との間にもＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１６が挿入されて
いる。そして、第２の自己消弧形半導体素子１４にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード１７，１８それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はＶ相、Ｗ相
それぞれに接続されている。また他の第２の自己消弧形
半導体素子１５にもそのコレクタ側に高速ダイオード１
９，２０それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はＵ相、Ｗ相それぞれに接続されている。さら
に、もう１つの第２の自己消弧形半導体素子１６のコレ
クタ側にも高速ダイオード２１，２２それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はＵ相、Ｖ相それ
ぞれに接続されている。
れぞれの出力側には、Ｕ相とＶ相との間に２個のＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１４，１５が互い
に逆向きに挿入され、またＶ相とＷ相との間にもＩＧＢ
Ｔで成る第２の自己消弧形半導体素子１６が挿入されて
いる。そして、第２の自己消弧形半導体素子１４にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード１７，１８それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はＶ相、Ｗ相
それぞれに接続されている。また他の第２の自己消弧形
半導体素子１５にもそのコレクタ側に高速ダイオード１
９，２０それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はＵ相、Ｗ相それぞれに接続されている。さら
に、もう１つの第２の自己消弧形半導体素子１６のコレ
クタ側にも高速ダイオード２１，２２それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はＵ相、Ｖ相それ
ぞれに接続されている。
【００５３】第１の自己消弧形半導体素子１１〜１３そ
れぞれの出力側には平滑リアクトル４１，４２，４３が
接続され、またＵ，Ｖ，Ｗ各相とそれに対する他の相と
の間それぞれに平滑コンデンサ４４，４５，４６それぞ
れが接続されている。これら平滑リアクトル４１と平滑
コンデンサ４４とでＵ相の平滑回路を構成し、同様にリ
アクトル４２とコンデンサ４５とでＶ相、リアクトル４
３とコンデンサ４６とでＷ相の平滑回路を構成してい
る。
れぞれの出力側には平滑リアクトル４１，４２，４３が
接続され、またＵ，Ｖ，Ｗ各相とそれに対する他の相と
の間それぞれに平滑コンデンサ４４，４５，４６それぞ
れが接続されている。これら平滑リアクトル４１と平滑
コンデンサ４４とでＵ相の平滑回路を構成し、同様にリ
アクトル４２とコンデンサ４５とでＶ相、リアクトル４
３とコンデンサ４６とでＷ相の平滑回路を構成してい
る。
【００５４】これらの平滑回路の出力側には、三相変圧
器４７の一次側が接続されている。この三相変圧器４７
の二次巻線出力には電圧検出用三相変圧器４８が接続さ
れ、この電圧検出用三相変圧器４８の三相交流出力を整
流するための全波整流器３５と、前述の三相変圧器４７
の二次側出力の電圧基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器３５の出力電圧を減算する加
算器３６と、加算器３６の出力に対してＰＩ演算を実行
するＰＩ制御部３７と、このＰＩ制御部３７の出力に基
づいてＩＧＢＴ１１〜１３、そしてＩＧＢＴ１４〜１６
をゲート制御するＰＷＭ制御回路４９を備えている。
器４７の一次側が接続されている。この三相変圧器４７
の二次巻線出力には電圧検出用三相変圧器４８が接続さ
れ、この電圧検出用三相変圧器４８の三相交流出力を整
流するための全波整流器３５と、前述の三相変圧器４７
の二次側出力の電圧基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器３５の出力電圧を減算する加
算器３６と、加算器３６の出力に対してＰＩ演算を実行
するＰＩ制御部３７と、このＰＩ制御部３７の出力に基
づいてＩＧＢＴ１１〜１３、そしてＩＧＢＴ１４〜１６
をゲート制御するＰＷＭ制御回路４９を備えている。
【００５５】次に、上記の構成の第４の実施の形態の電
源電圧制御装置の動作を説明する。ＰＷＭ制御回路４７
による第１の自己消弧形半導体素子であるＩＧＢＴ１１
〜１３のＰＷＭ制御と、第２の自己消弧形半導体素子で
あるＩＧＢＴ１４〜１６のオン／オフ制御は図２に示し
た第１の実施の形態と同様である。
源電圧制御装置の動作を説明する。ＰＷＭ制御回路４７
による第１の自己消弧形半導体素子であるＩＧＢＴ１１
〜１３のＰＷＭ制御と、第２の自己消弧形半導体素子で
あるＩＧＢＴ１４〜１６のオン／オフ制御は図２に示し
た第１の実施の形態と同様である。
【００５６】そして、ＩＧＢＴ１１〜１３からの各相の
ＰＷＭ出力波形は平滑リアクトル４１〜４３とコンデン
サ４４〜４６で成る各相の平滑回路によって平滑化して
正弦波状に整形する。この出力は三相変圧器４７によっ
て所望の電圧に変圧してその二次側から出力して負荷に
供給する。
ＰＷＭ出力波形は平滑リアクトル４１〜４３とコンデン
サ４４〜４６で成る各相の平滑回路によって平滑化して
正弦波状に整形する。この出力は三相変圧器４７によっ
て所望の電圧に変圧してその二次側から出力して負荷に
供給する。
【００５７】三相変圧器４７の二次側の出力電圧は二次
電圧検出用トランス４８によって検出し、整流器３５に
よって整流して二次電圧に対応した直流電圧Ｖを得、加
算器３６にフィードバックする。
電圧検出用トランス４８によって検出し、整流器３５に
よって整流して二次電圧に対応した直流電圧Ｖを得、加
算器３６にフィードバックする。
【００５８】一方、所要の商用絶縁トランス３３の出力
設定電圧Vref*を加算器３６に入力し、この加算器３６
において実電圧Ｖと比較し、その差信号（Vref*−Ｖ）
に対してＰＩ制御部３７で比例積分演算し、その結果を
ＰＷＭ制御回路４７に出力する。
設定電圧Vref*を加算器３６に入力し、この加算器３６
において実電圧Ｖと比較し、その差信号（Vref*−Ｖ）
に対してＰＩ制御部３７で比例積分演算し、その結果を
ＰＷＭ制御回路４７に出力する。
【００５９】ＰＷＭ制御回路４９は第１の実施の形態と
同様にして、ＩＧＢＴ１１〜１３のＰＷＭ制御、そして
ＩＧＢＴ１４〜１６のオン／オフ制御を行う。
同様にして、ＩＧＢＴ１１〜１３のＰＷＭ制御、そして
ＩＧＢＴ１４〜１６のオン／オフ制御を行う。
【００６０】これにより、三相変圧器４７の出力電圧Ｖ
が電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるようにＰ
ＷＭ制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を変化さ
せることによって商用電源電圧から所望の出力電圧の交
流を取り出すことができる。
が電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるようにＰ
ＷＭ制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を変化さ
せることによって商用電源電圧から所望の出力電圧の交
流を取り出すことができる。
【００６１】したがって、第４の実施の形態によれば、
高価なインバータ装置を用いることなく三相商用電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
高価なインバータ装置を用いることなく三相商用電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
【００６２】なお、上記の第３及び第４の実施の形態に
おいて第２の自己消弧形半導体素子にＩＧＢＴを用いた
が、これは、単純なオン／オフ動作を行うだけであるの
で、安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体
素子としてＧＴＲ（Gate Turn-off Transistor）を採用
することができ、これによっていっそうの小形化とコス
ト低減を図ることができる。
おいて第２の自己消弧形半導体素子にＩＧＢＴを用いた
が、これは、単純なオン／オフ動作を行うだけであるの
で、安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体
素子としてＧＴＲ（Gate Turn-off Transistor）を採用
することができ、これによっていっそうの小形化とコス
ト低減を図ることができる。
【００６３】
【発明の効果】以上のように請求項１の発明によれば、
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
【００６４】請求項２の発明によれば、２相それぞれの
第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御することによ
り負荷に供給する電圧を可変制御することができ、負荷
が空調機コンプレッサのコンデンサモータであるとき、
高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導電動
機を採用せずとも、それを速度制御することによって空
調機の温度制御が行える。
第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御することによ
り負荷に供給する電圧を可変制御することができ、負荷
が空調機コンプレッサのコンデンサモータであるとき、
高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導電動
機を採用せずとも、それを速度制御することによって空
調機の温度制御が行える。
【００６５】請求項３の発明によれば、請求項１又は２
の発明の効果に加えて、第１の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子、第２の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子
を用いることにより、小形にして、安価に構成できる。
の発明の効果に加えて、第１の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子、第２の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子
を用いることにより、小形にして、安価に構成できる。
【００６６】請求項４の発明によれば、各相の第１の自
己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路によってＰＷＭ制
御することによって絶縁トランスの二次電圧を一定に制
御することができる。
己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路によってＰＷＭ制
御することによって絶縁トランスの二次電圧を一定に制
御することができる。
【００６７】請求項５の発明によれば、各相の第１の自
己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路によってＰＷＭ制
御することによって非絶縁形の交流定電圧電源を構成す
ることができる。
己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御回路によってＰＷＭ制
御することによって非絶縁形の交流定電圧電源を構成す
ることができる。
【００６８】請求項６の発明によれば、請求項４又は５
の発明の効果に加えて、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制
御回路によってＰＷＭ制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
の発明の効果に加えて、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制
御回路によってＰＷＭ制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
【００６９】請求項７の発明によれば、請求項４〜６の
発明の効果に加えて、第１の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子、第２の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子を
用いたものであり、小形にして安価に構成できる。
発明の効果に加えて、第１の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子、第２の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子を
用いたものであり、小形にして安価に構成できる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路ブロック図。
【図２】上記の実施の形態における空調制御装置による
ＰＷＭ制御のタイミングチャート。
ＰＷＭ制御のタイミングチャート。
【図３】上記の実施の形態における出力電圧波形を示す
波形図。
波形図。
【図４】上記の実施の形態による誘導電動機制御に用い
るＳ−Ｔカーブの説明図。
るＳ−Ｔカーブの説明図。
【図５】本発明の第２の実施の形態の回路ブロック図。
【図６】本発明の第３の実施の形態の回路ブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態の回路ブロック図。
【図８】従来例の回路ブロック図。
【図９】上記の従来例による誘導電動機制御に用いるＳ
−Ｔカーブの説明図。
−Ｔカーブの説明図。
【図１０】他の従来例の回路ブロック図。
【図１１】上記の従来例における空調機制御装置による
スイッチング制御のタイミングチャート。
スイッチング制御のタイミングチャート。
１ 保護用ブレーカ ３ 誘導電動機 １１〜１３ 第１の自己消弧形半導体素子（ＩＧＢＴ） １１ｄ〜１３ｄ 並列ダイオード １４〜１６ 第２の自己消弧形半導体素子（ＩＧＢＴ） １７〜２２ ダイオード ２３ 空調制御装置 ２３′ ＰＷＭ制御回路 ３１ リアクトル ３２ コンデンサ ３３ 絶縁トランス ３４ 二次電圧検出用トランス ３５ 整流器 ３６ 加算器 ３７ ＰＩ制御部 ３８ ＰＷＭ制御回路 ４１〜４３ リアクトル ４４〜４６ コンデンサ ４７ 三相変圧器 ４８ 電圧検出用トランス ４９ ＰＷＭ制御回路
Claims (7)
- 【請求項１】 三相電源の各相に順方向に接続された第
１の自己消弧形半導体素子と、 前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第１のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の１つの相との間に挿入さ
れ、かつ直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子
及び第２のダイオードと、 前記第２の自己消弧形半導体素子に対して前記第２のダ
イオードと共にその一端が接続され、その他端が他の残
りの１つの相に接続された第３のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御すると共
に、前記第２の自己消弧形半導体素子を自相のＰＷＭ制
御中はオンさせるＰＷＭ制御回路とを備えて成る電源電
圧制御装置。 - 【請求項２】 単相電源の各相に順方向に接続された第
１の自己消弧形半導体素子と、 前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第１のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、か
つ直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第
２のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子をＰＷＭ制御すると共
に、前記第２の自己消弧形半導体素子を自相のＰＷＭ制
御中はオンさせるＰＷＭ制御回路とを備えて成る電源電
圧制御装置。 - 【請求項３】 前記第１の自己消弧形半導体素子は高速
スイッチング素子、前記第２の自己消弧形半導体素子は
前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング
素子を用いたことを特徴とする請求項１又は２に記載の
電源電圧制御装置。 - 【請求項４】 単相電源の各相に順方向に接続された第
１の自己消弧形半導体素子と、 前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第１のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、か
つ直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第
２のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子の出力側に接続され
た、平滑リアクトル及びコンデンサから成る平滑回路
と、 前記平滑回路に接続された絶縁トランスと、 前記絶縁トランスの二次側の出力電圧の検出手段と、 前記絶縁トランスの二次側出力電圧の基準を設定する電
圧基準と、 前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記絶縁トラン
スの出力電圧が一致するように前記第１の自己消弧形半
導体素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２の自己消弧
形半導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ
制御回路とを備えて成る電源電圧制御装置。 - 【請求項５】 単相電源の各相に順方向に接続された第
１の自己消弧形半導体素子と、 前記第１の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第１のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、か
つ直列に接続された第２の自己消弧形半導体素子及び第
２のダイオードと、 前記第１の自己消弧形半導体素子の出力側に接続され
た、平滑リアクトル及びコンデンサから成る平滑回路
と、 前記平滑回路の出力電圧の検出手段と、 前記平滑回路の出力電圧の基準を設定する電圧基準と、 前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記平滑回路の
出力電圧が一致するように前記第１の自己消弧形半導体
素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２の自己消弧形半
導体素子を自相のＰＷＭ制御中はオンさせるＰＷＭ制御
回路とを備えて成る電源電圧制御装置。 - 【請求項６】 三相電源に適用したことを特徴とする請
求項４又は５に記載の電源電圧制御装置。 - 【請求項７】 前記第１の自己消弧形半導体素子は高速
スイッチング素子、前記第２の自己消弧形半導体素子は
前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング
素子を用いたことを特徴とする請求項４〜６のいずれか
に記載の電源電圧制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11060793A JP2000262058A (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電源電圧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11060793A JP2000262058A (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電源電圧制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000262058A true JP2000262058A (ja) | 2000-09-22 |
Family
ID=13152552
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11060793A Pending JP2000262058A (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電源電圧制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000262058A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2192455A1 (es) * | 2001-06-29 | 2003-10-01 | Asesoria De Tecn Energeticas S | Sistema de regulacion de energia electrica de alta eficiencia y calidad de onda. |
-
1999
- 1999-03-08 JP JP11060793A patent/JP2000262058A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2192455A1 (es) * | 2001-06-29 | 2003-10-01 | Asesoria De Tecn Energeticas S | Sistema de regulacion de energia electrica de alta eficiencia y calidad de onda. |
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