JP2000262058A - 電源電圧制御装置 - Google Patents
電源電圧制御装置Info
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- JP2000262058A JP2000262058A JP11060793A JP6079399A JP2000262058A JP 2000262058 A JP2000262058 A JP 2000262058A JP 11060793 A JP11060793 A JP 11060793A JP 6079399 A JP6079399 A JP 6079399A JP 2000262058 A JP2000262058 A JP 2000262058A
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- extinguishing
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータ装置を用いずに誘導電動機の可変
電圧制御を行う。 【解決手段】 三相電源の各相に順方向に接続された第
1のIGBT11〜13と、これらのIGBTそれぞれに逆
方向に並列に接続された並列ダイオード11d〜13dと、各
IGBTの出力側において、各相とそれに対する他の1
つの相との間に挿入され、かつ直列に接続された第2の
IGBT14〜16及び第2のダイオード17〜19と、第2の
IGBTに対して第2のダイオードと共にその一端が接
続され、その他端が他の残りの1つの相に接続された第
3のダイオード20〜22と、第1のIGBTそれぞれをP
WM制御すると共に、第2のIGBTそれぞれを自相の
PWM制御中はオンさせるPWM制御回路23を備えてい
る。そして、各相の第1のIGBT11〜13をPWM制御
することにより負荷に供給する電圧を可変制御する。
電圧制御を行う。 【解決手段】 三相電源の各相に順方向に接続された第
1のIGBT11〜13と、これらのIGBTそれぞれに逆
方向に並列に接続された並列ダイオード11d〜13dと、各
IGBTの出力側において、各相とそれに対する他の1
つの相との間に挿入され、かつ直列に接続された第2の
IGBT14〜16及び第2のダイオード17〜19と、第2の
IGBTに対して第2のダイオードと共にその一端が接
続され、その他端が他の残りの1つの相に接続された第
3のダイオード20〜22と、第1のIGBTそれぞれをP
WM制御すると共に、第2のIGBTそれぞれを自相の
PWM制御中はオンさせるPWM制御回路23を備えてい
る。そして、各相の第1のIGBT11〜13をPWM制御
することにより負荷に供給する電圧を可変制御する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、車両の補助電源に
用いる電源電圧制御装置に関する。
用いる電源電圧制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来一般に、車両用空調機により室内温
度を一定に制御する方法は、インバータ装置と誘導電動
機との組み合わせで、コンプレッサの回転数をインバー
タ装置のV/F制御、すなわち、電動機に供給する周波
数を可変制御する方法と、誘導電動機に供給する電圧、
周波数を商用電源そのまま与え、この供給時間をある比
率で与える稼働率を制御する方法が知られている。
度を一定に制御する方法は、インバータ装置と誘導電動
機との組み合わせで、コンプレッサの回転数をインバー
タ装置のV/F制御、すなわち、電動機に供給する周波
数を可変制御する方法と、誘導電動機に供給する電圧、
周波数を商用電源そのまま与え、この供給時間をある比
率で与える稼働率を制御する方法が知られている。
【0003】前者のインバータ装置のV/F制御による
可変速制御方式は、図8及び図9に示してある。すなわ
ち、三相電源を保護用ブレーカ1を介してインバータ装
置2に供給し、他方、誘導電動機3に対する空調制御装
置4からの速度指令5をインバータ装置2に与え、イン
バータ装置2の出力周波数が速度指令5に相当する値に
なるよう制御する。同時に、V/F一定の制御から、出
力周波数Fに対してV/Fが一定となる出力電圧Vがイ
ンバータ装置2から出力される。これにより、図9に示
すS−Tカーブに基づく出力トルクを得ることができ
る。
可変速制御方式は、図8及び図9に示してある。すなわ
ち、三相電源を保護用ブレーカ1を介してインバータ装
置2に供給し、他方、誘導電動機3に対する空調制御装
置4からの速度指令5をインバータ装置2に与え、イン
バータ装置2の出力周波数が速度指令5に相当する値に
なるよう制御する。同時に、V/F一定の制御から、出
力周波数Fに対してV/Fが一定となる出力電圧Vがイ
ンバータ装置2から出力される。これにより、図9に示
すS−Tカーブに基づく出力トルクを得ることができ
る。
【0004】このV/F一定の制御方式は、それにイン
バータ装置を用いる必要があるが、インバータ装置が高
価であることと、誘導電動機がインバータ駆動用となる
ことから特殊仕様の電動機となり、さらに高価になる問
題点がある。
バータ装置を用いる必要があるが、インバータ装置が高
価であることと、誘導電動機がインバータ駆動用となる
ことから特殊仕様の電動機となり、さらに高価になる問
題点がある。
【0005】後者の電源の供給時間の断続比率を制御す
る稼働率制御方式は、図10及び図11に示してある。
三相電源を保護用ブレーカ1を介して接触器6に与え
る。接触器6は空調制御装置7から接点出力8を受け、
この接点8によって駆動される。接触器6が動作する
と、誘導電動機3に商用電源が与えられ、商用電源電圧
・周波数に相当する回転数で誘導電動機が回転する。こ
の場合のタイミングチャートは図11に示してある。い
ま周期t0に対して、時間t1,t2,t3,t4を設
定し、これらの時間各々は等しくして、かつ、それらの
全体の長さをt0とすると、各t1,t2,t3,t4
は周期t0に対して1/4周期となる。すなわち、t1
時間は周期t0に対して25%の運転時間、(t1+t
2)は50%の運転時間、(t1+t2+t3)は75
%の運転時間、そして(t1+t2+t3+t4)は1
00%の運転時間となる。この各時間に相当する時間、
接点8を動作させれば、それぞれの%に応じた稼働率で
誘導電動機3を運転することができる。すなわち、誘導
電動機3の稼働率を4種類に制御することができること
になる。
る稼働率制御方式は、図10及び図11に示してある。
三相電源を保護用ブレーカ1を介して接触器6に与え
る。接触器6は空調制御装置7から接点出力8を受け、
この接点8によって駆動される。接触器6が動作する
と、誘導電動機3に商用電源が与えられ、商用電源電圧
・周波数に相当する回転数で誘導電動機が回転する。こ
の場合のタイミングチャートは図11に示してある。い
ま周期t0に対して、時間t1,t2,t3,t4を設
定し、これらの時間各々は等しくして、かつ、それらの
全体の長さをt0とすると、各t1,t2,t3,t4
は周期t0に対して1/4周期となる。すなわち、t1
時間は周期t0に対して25%の運転時間、(t1+t
2)は50%の運転時間、(t1+t2+t3)は75
%の運転時間、そして(t1+t2+t3+t4)は1
00%の運転時間となる。この各時間に相当する時間、
接点8を動作させれば、それぞれの%に応じた稼働率で
誘導電動機3を運転することができる。すなわち、誘導
電動機3の稼働率を4種類に制御することができること
になる。
【0006】この後者の稼働率制御方式は、安価に構成
できる利点があるが、反面、接触器6が常にオン/オフ
制御することになり、接点の摩耗による定期的な点検や
電動機の起動電流により、接点が溶着することがある問
題点がある。
できる利点があるが、反面、接触器6が常にオン/オフ
制御することになり、接点の摩耗による定期的な点検や
電動機の起動電流により、接点が溶着することがある問
題点がある。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、誘導
電動機の回転数を可変制御する方法として、インバータ
装置を用いる場合には装置構成が高価になる問題点があ
った。また、稼働率制御を行う場合には接触器の動作が
頻繁で接点摩耗、溶着が発生し、メンテナンスを頻繁に
必要とする問題点があった。
電動機の回転数を可変制御する方法として、インバータ
装置を用いる場合には装置構成が高価になる問題点があ
った。また、稼働率制御を行う場合には接触器の動作が
頻繁で接点摩耗、溶着が発生し、メンテナンスを頻繁に
必要とする問題点があった。
【0008】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたもので、誘導電動機を可変速制御するための、
コスト的に比較的に安価にして、メンテナンス性にも優
れている電源電圧制御装置を提供することを目的とす
る。
なされたもので、誘導電動機を可変速制御するための、
コスト的に比較的に安価にして、メンテナンス性にも優
れている電源電圧制御装置を提供することを目的とす
る。
【0009】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明の電源電
圧制御装置は、三相電源の各相に順方向に接続された第
1の自己消弧形半導体素子と、前記第1の自己消弧形半
導体素子のそれぞれに逆方向に並列に接続された第1の
ダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子それぞ
れの出力側において、各相とそれに対する他の1つの相
との間に挿入され、かつ直列に接続された第2の自己消
弧形半導体素子及び第2のダイオードと、前記第2の自
己消弧形半導体素子に対して前記第2のダイオードと共
にその一端が接続され、その他端が他の残りの1つの相
に接続された第3のダイオードと、前記第1の自己消弧
形半導体素子をPWM制御すると共に、前記第2の自己
消弧形半導体素子を自相のPWM制御中はオンさせるP
WM制御回路とを備えたものである。
圧制御装置は、三相電源の各相に順方向に接続された第
1の自己消弧形半導体素子と、前記第1の自己消弧形半
導体素子のそれぞれに逆方向に並列に接続された第1の
ダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子それぞ
れの出力側において、各相とそれに対する他の1つの相
との間に挿入され、かつ直列に接続された第2の自己消
弧形半導体素子及び第2のダイオードと、前記第2の自
己消弧形半導体素子に対して前記第2のダイオードと共
にその一端が接続され、その他端が他の残りの1つの相
に接続された第3のダイオードと、前記第1の自己消弧
形半導体素子をPWM制御すると共に、前記第2の自己
消弧形半導体素子を自相のPWM制御中はオンさせるP
WM制御回路とを備えたものである。
【0010】請求項1の発明の電源電圧制御装置では、
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
【0011】請求項2の発明の電源電圧制御装置は、単
相電源の各相に順方向に接続された第1の自己消弧形半
導体素子と、前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第1のダイオードと、前
記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第2
のダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子をP
WM制御すると共に、前記第2の自己消弧形半導体素子
を自相のPWM制御中はオンさせるPWM制御回路とを
備えたものである。
相電源の各相に順方向に接続された第1の自己消弧形半
導体素子と、前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第1のダイオードと、前
記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第2
のダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子をP
WM制御すると共に、前記第2の自己消弧形半導体素子
を自相のPWM制御中はオンさせるPWM制御回路とを
備えたものである。
【0012】請求項2の発明の電源電圧制御装置では、
2相それぞれの第1の自己消弧形半導体素子をPWM制
御することにより負荷に供給する電圧を可変制御するこ
とができ、負荷の空調機コンプレッサがコンデンサモー
タであるとき、高価なインバータ装置やインバータ用の
高価な誘導電動機を採用せずとも、それを速度制御する
ことによって空調機の温度制御が行える。
2相それぞれの第1の自己消弧形半導体素子をPWM制
御することにより負荷に供給する電圧を可変制御するこ
とができ、負荷の空調機コンプレッサがコンデンサモー
タであるとき、高価なインバータ装置やインバータ用の
高価な誘導電動機を採用せずとも、それを速度制御する
ことによって空調機の温度制御が行える。
【0013】請求項3の発明の電源電圧制御装置は、請
求項1又は2において、前記第1の自己消弧形半導体素
子に高速スイッチング素子、前記第2の自己消弧形半導
体素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイ
ッチング素子を用いることにより、小形にして、安価に
構成できる。
求項1又は2において、前記第1の自己消弧形半導体素
子に高速スイッチング素子、前記第2の自己消弧形半導
体素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイ
ッチング素子を用いることにより、小形にして、安価に
構成できる。
【0014】請求項4の発明の電源電圧制御装置は、単
相電源の各相に順方向に接続された第1の自己消弧形半
導体素子と、前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第1のダイオードと、前
記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第2
のダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路に接続された絶縁トラン
スと、前記絶縁トランスの二次側の出力電圧の検出手段
と、前記絶縁トランスの二次側出力電圧の基準を設定す
る電圧基準と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する
前記絶縁トランスの出力電圧が一致するように前記第1
の自己消弧形半導体素子をPWM制御すると共に、前記
第2の自己消弧形半導体素子を自相のPWM制御中はオ
ンさせるPWM制御回路とを備えたものである。
相電源の各相に順方向に接続された第1の自己消弧形半
導体素子と、前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第1のダイオードと、前
記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第2
のダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路に接続された絶縁トラン
スと、前記絶縁トランスの二次側の出力電圧の検出手段
と、前記絶縁トランスの二次側出力電圧の基準を設定す
る電圧基準と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する
前記絶縁トランスの出力電圧が一致するように前記第1
の自己消弧形半導体素子をPWM制御すると共に、前記
第2の自己消弧形半導体素子を自相のPWM制御中はオ
ンさせるPWM制御回路とを備えたものである。
【0015】請求項4の発明の電源電圧制御装置では、
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御回路に
よってPWM制御することによって絶縁トランスの二次
電圧を一定に制御することができる。
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御回路に
よってPWM制御することによって絶縁トランスの二次
電圧を一定に制御することができる。
【0016】請求項5の発明の電源電圧制御装置は、単
相電源の各相に順方向に接続された第1の自己消弧形半
導体素子と、前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第1のダイオードと、前
記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第2
のダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧の検出手段
と、前記平滑回路の出力電圧の基準を設定する電圧基準
と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記平滑回
路の出力電圧が一致するように前記第1の自己消弧形半
導体素子をPWM制御すると共に、前記第2の自己消弧
形半導体素子を自相のPWM制御中はオンさせるPWM
制御回路とを備えたものである。
相電源の各相に順方向に接続された第1の自己消弧形半
導体素子と、前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞ
れに逆方向に並列に接続された第1のダイオードと、前
記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側におい
て、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、かつ
直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第2
のダイオードと、前記第1の自己消弧形半導体素子の出
力側に接続された、平滑リアクトル及びコンデンサから
成る平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧の検出手段
と、前記平滑回路の出力電圧の基準を設定する電圧基準
と、前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記平滑回
路の出力電圧が一致するように前記第1の自己消弧形半
導体素子をPWM制御すると共に、前記第2の自己消弧
形半導体素子を自相のPWM制御中はオンさせるPWM
制御回路とを備えたものである。
【0017】請求項5の発明の電源電圧制御装置では、
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御回路に
よってPWM制御することによって非絶縁形の交流定電
圧電源を構成することができる。
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御回路に
よってPWM制御することによって非絶縁形の交流定電
圧電源を構成することができる。
【0018】請求項6の発明の電源電圧制御装置は、請
求項4又は5において、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制
御回路によってPWM制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
求項4又は5において、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制
御回路によってPWM制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
【0019】請求項7の発明の電源電圧制御装置は、請
求項4〜6において、前記第1の自己消弧形半導体素子
に高速スイッチング素子、前記第2の自己消弧形半導体
素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッ
チング素子を用いたものであり、小形にして安価に構成
できる。
求項4〜6において、前記第1の自己消弧形半導体素子
に高速スイッチング素子、前記第2の自己消弧形半導体
素子に前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッ
チング素子を用いたものであり、小形にして安価に構成
できる。
【0020】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて詳説する。図1は、本発明の第1の実施の形態
の三相電源に対する電源電圧制御装置の回路構成を示し
ている。図1に示した第1の実施の形態の電源電圧制御
装置では、高速スイッチングが可能なIGBT(Insula
ted Gate Bipolar Transistor)で成る第1の自己消弧
形半導体素子11〜13が三相電源の各相に保護用ブレ
ーカ1を介して順方向に接続されている。この第1の自
己消弧形半導体素子11〜13それぞれに逆方向に並列
にダイオード11d〜13dそれぞれが接続されてい
る。
基づいて詳説する。図1は、本発明の第1の実施の形態
の三相電源に対する電源電圧制御装置の回路構成を示し
ている。図1に示した第1の実施の形態の電源電圧制御
装置では、高速スイッチングが可能なIGBT(Insula
ted Gate Bipolar Transistor)で成る第1の自己消弧
形半導体素子11〜13が三相電源の各相に保護用ブレ
ーカ1を介して順方向に接続されている。この第1の自
己消弧形半導体素子11〜13それぞれに逆方向に並列
にダイオード11d〜13dそれぞれが接続されてい
る。
【0021】第1の自己消弧形半導体素子11〜13そ
れぞれの出力側には、U相とV相との間に2個のIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子14,15が互い
に逆向きに挿入され、またV相とW相との間にもIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子16が挿入されて
いる。そして、第2の自己消弧形半導体素子14にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード17,18それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はV相、W相
それぞれに接続されている。また他の第2の自己消弧形
半導体素子15にもそのコレクタ側に高速ダイオード1
9,20それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はU相、W相それぞれに接続されている。さら
に、もう1つの第2の自己消弧形半導体素子16のコレ
クタ側にも高速ダイオード21,22それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はU相、V相それ
ぞれに接続されている。
れぞれの出力側には、U相とV相との間に2個のIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子14,15が互い
に逆向きに挿入され、またV相とW相との間にもIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子16が挿入されて
いる。そして、第2の自己消弧形半導体素子14にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード17,18それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はV相、W相
それぞれに接続されている。また他の第2の自己消弧形
半導体素子15にもそのコレクタ側に高速ダイオード1
9,20それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はU相、W相それぞれに接続されている。さら
に、もう1つの第2の自己消弧形半導体素子16のコレ
クタ側にも高速ダイオード21,22それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はU相、V相それ
ぞれに接続されている。
【0022】第1の自己消弧形半導体素子11〜13の
U,V,W各相の出力はまた、誘導電動機3に接続さ
れ、三相交流電力を供給するようにしてある。
U,V,W各相の出力はまた、誘導電動機3に接続さ
れ、三相交流電力を供給するようにしてある。
【0023】これらの第1の自己消弧形半導体素子11
〜13のPWM制御、そして第2の自己消弧形半導体素
子14〜17のスイッチング制御は空調機制御装置23
によって行われる。
〜13のPWM制御、そして第2の自己消弧形半導体素
子14〜17のスイッチング制御は空調機制御装置23
によって行われる。
【0024】次に、上記の構成の第1の実施の形態の電
源電圧制御装置の動作を説明する。図2にタイミングチ
ャートを示してある。三相電圧U,V,Wに対して位相
0〜2πまでを考える。U相につながる第1の自己消弧
形半導体素子であるIGBT11のゲート信号として、
0〜2π/3のタイミングの間一律のPWM信号PWMuを
与え、V相につながるIGBT12のゲート信号とし
て、2π/3〜4π/3の間同じく一律のPWM信号PW
Mvを与え、W相につながるIGBT13のゲート信号と
して、4π/3〜2πの間同じく一律のPWM信号PWMw
を与える。
源電圧制御装置の動作を説明する。図2にタイミングチ
ャートを示してある。三相電圧U,V,Wに対して位相
0〜2πまでを考える。U相につながる第1の自己消弧
形半導体素子であるIGBT11のゲート信号として、
0〜2π/3のタイミングの間一律のPWM信号PWMuを
与え、V相につながるIGBT12のゲート信号とし
て、2π/3〜4π/3の間同じく一律のPWM信号PW
Mvを与え、W相につながるIGBT13のゲート信号と
して、4π/3〜2πの間同じく一律のPWM信号PWMw
を与える。
【0025】また第1の自己消弧形半導体素子であるI
GBT14には0〜2π/3の間ゲートオン信号GTu、
IGBT15には2π/3〜4π/3の間ゲートオン信
号GTv、IGBT16には4π/3〜2πの間ゲートオ
ン信号GTwを与える。
GBT14には0〜2π/3の間ゲートオン信号GTu、
IGBT15には2π/3〜4π/3の間ゲートオン信
号GTv、IGBT16には4π/3〜2πの間ゲートオ
ン信号GTwを与える。
【0026】0〜2π/3の間の電流はU相電圧が正方
向に印加されることから、IGBT11にPWM信号PW
Muを与えると、IGBTのオンタイミングではIGBT
11から電動機3、IGBT12,13それぞれの並列
ダイオード12d,13dを介してV相、W相に電流が
流れる。そしてIGBT11がオフすると、電動機電流
は、U相に接続されている第2の自己消弧形半導体素子
であるIGBT14が0〜2π/3の間オン状態にある
ので、U相−V相の電動機電流はダイオード17−IG
BT14を経て電動機相間で環流する。また、U相−W
相の電動機電流はダイオード18−IGBT14を経て
電動機相間で環流する。
向に印加されることから、IGBT11にPWM信号PW
Muを与えると、IGBTのオンタイミングではIGBT
11から電動機3、IGBT12,13それぞれの並列
ダイオード12d,13dを介してV相、W相に電流が
流れる。そしてIGBT11がオフすると、電動機電流
は、U相に接続されている第2の自己消弧形半導体素子
であるIGBT14が0〜2π/3の間オン状態にある
ので、U相−V相の電動機電流はダイオード17−IG
BT14を経て電動機相間で環流する。また、U相−W
相の電動機電流はダイオード18−IGBT14を経て
電動機相間で環流する。
【0027】再びIGBT11がオン状態になれば、再
び上述したIGBT11−電動機3−ダイオード12
d,13dを介してV相、W相に電流が流れる。
び上述したIGBT11−電動機3−ダイオード12
d,13dを介してV相、W相に電流が流れる。
【0028】同様の動作原理により、V相、W相に対し
ても各々2π/3〜4π/3の間、4π/3〜2πの位
相タイミングの間同様に動作する。
ても各々2π/3〜4π/3の間、4π/3〜2πの位
相タイミングの間同様に動作する。
【0029】この結果、U,V,W各相の供給電源電圧
は同率のPWMが一律にかかることにより、図3に示す
ように、Uo,Vo,Woの電圧は、K・U・sinωt
=Uo;K・V・sinωt=Vo;K・W・sinωt=W
oとなり、例えば、K=0.5(50%デューティPW
M)とすれば、電動機3への電圧は(U/2)sinω
t;(V/2)sinωt;(W/2)sinωt、すなわ
ち、電源電圧U,V,Wの1/2の電圧が供給されるこ
とになる。
は同率のPWMが一律にかかることにより、図3に示す
ように、Uo,Vo,Woの電圧は、K・U・sinωt
=Uo;K・V・sinωt=Vo;K・W・sinωt=W
oとなり、例えば、K=0.5(50%デューティPW
M)とすれば、電動機3への電圧は(U/2)sinω
t;(V/2)sinωt;(W/2)sinωt、すなわ
ち、電源電圧U,V,Wの1/2の電圧が供給されるこ
とになる。
【0030】したがって、PWMのデューティを変更す
ることにより電動機電圧が任意に変更できることにな
る。
ることにより電動機電圧が任意に変更できることにな
る。
【0031】一方、誘導電動機3に与える周波数は商用
周波数にして電圧を変化させると、図4に示すようにS
−Tカーブが変化することにより電動機速度を変えるこ
とができる。
周波数にして電圧を変化させると、図4に示すようにS
−Tカーブが変化することにより電動機速度を変えるこ
とができる。
【0032】これにより、誘導電動機3が空調機のコン
プレッサの電動機にすれば、空調制御装置23から各第
1の自己消弧形半導体素子をなすIGBT11〜13に
前述したPWM信号PWMu,PWMv,PWMwを電源波形U,
V,Wを検出して同期して与えることにより、電動機速
度を可変制御し、車室内温度を調整することができる。
プレッサの電動機にすれば、空調制御装置23から各第
1の自己消弧形半導体素子をなすIGBT11〜13に
前述したPWM信号PWMu,PWMv,PWMwを電源波形U,
V,Wを検出して同期して与えることにより、電動機速
度を可変制御し、車室内温度を調整することができる。
【0033】このようにして第1の実施の形態の電源電
圧制御装置では、高価なインバータ装置を用いることな
く三相電源を所望の電圧の三相交流に変換して出力する
ことができ、回路構成の小形化とコストの低廉化が図
れ、また負荷としての誘導電動機にもインバータ用の特
殊仕様のものを採用せずとも済み、この点でのコストの
低減も図ることができる。
圧制御装置では、高価なインバータ装置を用いることな
く三相電源を所望の電圧の三相交流に変換して出力する
ことができ、回路構成の小形化とコストの低廉化が図
れ、また負荷としての誘導電動機にもインバータ用の特
殊仕様のものを採用せずとも済み、この点でのコストの
低減も図ることができる。
【0034】次に、本発明の第2の実施の形態を図5に
基づいて説明する。図5に示した回路は、単相電源を可
変電圧制御して出力して負荷に供給するものである。こ
の第2の実施の形態では、図1に示した三相電源に対す
る三相交流の出力電圧の可変制御を行う電源電圧制御装
置に対して、W相をなくした回路構成である。なお、図
1に示した回路要素と共通するものには同一の符号を付
して示してある。
基づいて説明する。図5に示した回路は、単相電源を可
変電圧制御して出力して負荷に供給するものである。こ
の第2の実施の形態では、図1に示した三相電源に対す
る三相交流の出力電圧の可変制御を行う電源電圧制御装
置に対して、W相をなくした回路構成である。なお、図
1に示した回路要素と共通するものには同一の符号を付
して示してある。
【0035】第2の実施の形態の電源電圧制御装置で
は、第1の自己消弧形半導体素子をなすIGBT11の
PWMオン供給期間、また第2の自己消弧形半導体素子
をなすIGBT14のオン供給期間は、U相の正電圧期
間である180°、またV相のIGBT12のPWMオ
ン供給期間及びIGBT15のオン供給期間はU相の負
電圧期間である180°の間である。
は、第1の自己消弧形半導体素子をなすIGBT11の
PWMオン供給期間、また第2の自己消弧形半導体素子
をなすIGBT14のオン供給期間は、U相の正電圧期
間である180°、またV相のIGBT12のPWMオ
ン供給期間及びIGBT15のオン供給期間はU相の負
電圧期間である180°の間である。
【0036】この結果、出力Uo,VoはPWMのデュ
ーティに比例した電圧に変えられることになり、負荷と
してコンデンサモータを接続すれば、電圧制御による回
転数制御が行える。
ーティに比例した電圧に変えられることになり、負荷と
してコンデンサモータを接続すれば、電圧制御による回
転数制御が行える。
【0037】なお、上記の両実施の形態では第2の自己
消弧形半導体素子には、第1の自己消弧形半導体素子と
同じ高速スイッチング動作が可能なIGBTを採用した
が、この第2の自己消弧形半導体素子はPWM動作する
ものではなく、単純なオン/オフ動作のみであるので、
安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体素子
としてGTR(Gate Turn-off Transistor)を採用する
ことができ、これによっていっそうの小形化とコスト低
減を図ることができる。
消弧形半導体素子には、第1の自己消弧形半導体素子と
同じ高速スイッチング動作が可能なIGBTを採用した
が、この第2の自己消弧形半導体素子はPWM動作する
ものではなく、単純なオン/オフ動作のみであるので、
安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体素子
としてGTR(Gate Turn-off Transistor)を採用する
ことができ、これによっていっそうの小形化とコスト低
減を図ることができる。
【0038】また、上記の各実施の形態では電動機を負
荷としたが、本装置の負荷は電動機に限らず、商用周波
数で供給する電圧を変えることにより制御の変わる機
器、例えば、交流のヒータに対する電源装置としても有
効に利用することができる。
荷としたが、本装置の負荷は電動機に限らず、商用周波
数で供給する電圧を変えることにより制御の変わる機
器、例えば、交流のヒータに対する電源装置としても有
効に利用することができる。
【0039】さらに、照明装置の電源装置として利用す
れば、その出力電圧を可変制御することによって照明灯
の明るさを制御することができる。
れば、その出力電圧を可変制御することによって照明灯
の明るさを制御することができる。
【0040】次に、本発明の第3の実施の形態の電源電
圧制御装置を図6に基づいて説明する。第3の実施の形
態の電源電圧制御装置は、単相のU相、V相それぞれに
順方向に接続された第1の自己消弧形半導体素子をなす
IGBT11,12と、これらに対して逆方向に並列に
接続された第1のダイオード11d,12dと、第1の
自己消弧形半導体素子をなすIGBT11,12それぞ
れの出力側において、U,V各相とそれに対する他の相
V,Uとの間に挿入され、かつ直列に接続された第2の
自己消弧形半導体素子をなすIGBT14,15及び第
2のダイオード17,19と、IGBT11の出力側に
接続された平滑リアクトル31及びコンデンサ32から
成る平滑回路と、この平滑回路の出力側に一次側が接続
された商用絶縁トランス33を備えている。
圧制御装置を図6に基づいて説明する。第3の実施の形
態の電源電圧制御装置は、単相のU相、V相それぞれに
順方向に接続された第1の自己消弧形半導体素子をなす
IGBT11,12と、これらに対して逆方向に並列に
接続された第1のダイオード11d,12dと、第1の
自己消弧形半導体素子をなすIGBT11,12それぞ
れの出力側において、U,V各相とそれに対する他の相
V,Uとの間に挿入され、かつ直列に接続された第2の
自己消弧形半導体素子をなすIGBT14,15及び第
2のダイオード17,19と、IGBT11の出力側に
接続された平滑リアクトル31及びコンデンサ32から
成る平滑回路と、この平滑回路の出力側に一次側が接続
された商用絶縁トランス33を備えている。
【0041】電源電圧制御装置はさらに、絶縁トランス
33の二次側の出力電圧を検出するための二次電圧検出
用トランス34と、この二次電圧検出用トランス34の
検出出力を整流する整流器35と、絶縁トランス33の
二次側の出力電圧の基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器35の出力電圧を減算する加
算器36と、加算器36の出力に対してPI演算を実行
するPI制御部37と、このPI制御部37の出力に基
づいてIGBT11,12、そしてIGBT14,15
をゲート制御するPWM制御回路38を備えている。
33の二次側の出力電圧を検出するための二次電圧検出
用トランス34と、この二次電圧検出用トランス34の
検出出力を整流する整流器35と、絶縁トランス33の
二次側の出力電圧の基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器35の出力電圧を減算する加
算器36と、加算器36の出力に対してPI演算を実行
するPI制御部37と、このPI制御部37の出力に基
づいてIGBT11,12、そしてIGBT14,15
をゲート制御するPWM制御回路38を備えている。
【0042】次に、上記の構成の電源電圧制御装置の動
作を説明する。PWM制御回路38による第1の自己消
弧形半導体素子であるIGBT11,12のPWM制御
と、第2の自己消弧形半導体素子であるIGBT14,
15のオン/オフ制御は図5に示した第2の実施の形態
と同様である。
作を説明する。PWM制御回路38による第1の自己消
弧形半導体素子であるIGBT11,12のPWM制御
と、第2の自己消弧形半導体素子であるIGBT14,
15のオン/オフ制御は図5に示した第2の実施の形態
と同様である。
【0043】そして、IGBT11,12からの各相の
PWM出力波形は平滑リアクトル31とコンデンサ32
で成る平滑回路によって平滑化して正弦波状に整形す
る。この出力は商用絶縁トランス33によって所望の電
圧に変圧してその二次側から出力して負荷に供給する。
PWM出力波形は平滑リアクトル31とコンデンサ32
で成る平滑回路によって平滑化して正弦波状に整形す
る。この出力は商用絶縁トランス33によって所望の電
圧に変圧してその二次側から出力して負荷に供給する。
【0044】絶縁トランス33の二次側の出力電圧は二
次電圧検出用トランス34によって検出し、整流器35
によって整流して二次電圧に対応した直流電圧Vを得、
加算器36にフィードバックする。
次電圧検出用トランス34によって検出し、整流器35
によって整流して二次電圧に対応した直流電圧Vを得、
加算器36にフィードバックする。
【0045】一方、所要の商用絶縁トランス33の出力
設定電圧Vref*を加算器36に入力し、この加算器36
において実電圧Vと比較し、その差信号(Vref*−V)
に対してPI制御部37で比例積分演算し、その結果を
PWM制御回路38に出力する。
設定電圧Vref*を加算器36に入力し、この加算器36
において実電圧Vと比較し、その差信号(Vref*−V)
に対してPI制御部37で比例積分演算し、その結果を
PWM制御回路38に出力する。
【0046】PWM制御回路38は第2の実施の形態と
同様にして、IGBT11,12のPWM制御、そして
IGBT14,15のオン/オフ制御を行う。
同様にして、IGBT11,12のPWM制御、そして
IGBT14,15のオン/オフ制御を行う。
【0047】これにより、商用絶縁トランス33の出力
電圧Vが電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるよ
うにPWM制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を
変化させることによって商用電源電圧から所望の出力電
圧の交流を取り出すことができる。
電圧Vが電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるよ
うにPWM制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を
変化させることによって商用電源電圧から所望の出力電
圧の交流を取り出すことができる。
【0048】したがって、この第3の実施の形態によれ
ば、高価なインバータ装置を用いることなく単相電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
ば、高価なインバータ装置を用いることなく単相電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
【0049】なお、この第3の実施の形態において、商
用絶縁トランス33を省略することにより、非絶縁型の
単相定電圧電源装置が実現できる。
用絶縁トランス33を省略することにより、非絶縁型の
単相定電圧電源装置が実現できる。
【0050】また、上記の実施の形態では単相電源の回
路構成を示したが、これは図5に示した第2の実施の形
態に対する図1に示した第1の実施の形態と同様に、三
相電源に対しても適用することができる。図7はそのよ
うな三相電源に適用した第4の実施の形態の回路構成を
示している。
路構成を示したが、これは図5に示した第2の実施の形
態に対する図1に示した第1の実施の形態と同様に、三
相電源に対しても適用することができる。図7はそのよ
うな三相電源に適用した第4の実施の形態の回路構成を
示している。
【0051】図7において、高速スイッチングが可能な
IGBTで成る第1の自己消弧形半導体素子11〜13
が三相電源の各相に保護用ブレーカ1を介して順方向に
接続されている。この第1の自己消弧形半導体素子11
〜13それぞれに逆方向に並列にダイオード11d〜1
3dそれぞれが接続されている。
IGBTで成る第1の自己消弧形半導体素子11〜13
が三相電源の各相に保護用ブレーカ1を介して順方向に
接続されている。この第1の自己消弧形半導体素子11
〜13それぞれに逆方向に並列にダイオード11d〜1
3dそれぞれが接続されている。
【0052】第1の自己消弧形半導体素子11〜13そ
れぞれの出力側には、U相とV相との間に2個のIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子14,15が互い
に逆向きに挿入され、またV相とW相との間にもIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子16が挿入されて
いる。そして、第2の自己消弧形半導体素子14にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード17,18それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はV相、W相
それぞれに接続されている。また他の第2の自己消弧形
半導体素子15にもそのコレクタ側に高速ダイオード1
9,20それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はU相、W相それぞれに接続されている。さら
に、もう1つの第2の自己消弧形半導体素子16のコレ
クタ側にも高速ダイオード21,22それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はU相、V相それ
ぞれに接続されている。
れぞれの出力側には、U相とV相との間に2個のIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子14,15が互い
に逆向きに挿入され、またV相とW相との間にもIGB
Tで成る第2の自己消弧形半導体素子16が挿入されて
いる。そして、第2の自己消弧形半導体素子14にはそ
のコレクタ側に高速ダイオード17,18それぞれのカ
ソード側が接続され、それらのアノード側はV相、W相
それぞれに接続されている。また他の第2の自己消弧形
半導体素子15にもそのコレクタ側に高速ダイオード1
9,20それぞれのカソード側が接続され、それらのア
ノード側はU相、W相それぞれに接続されている。さら
に、もう1つの第2の自己消弧形半導体素子16のコレ
クタ側にも高速ダイオード21,22それぞれのカソー
ド側が接続され、それらのアノード側はU相、V相それ
ぞれに接続されている。
【0053】第1の自己消弧形半導体素子11〜13そ
れぞれの出力側には平滑リアクトル41,42,43が
接続され、またU,V,W各相とそれに対する他の相と
の間それぞれに平滑コンデンサ44,45,46それぞ
れが接続されている。これら平滑リアクトル41と平滑
コンデンサ44とでU相の平滑回路を構成し、同様にリ
アクトル42とコンデンサ45とでV相、リアクトル4
3とコンデンサ46とでW相の平滑回路を構成してい
る。
れぞれの出力側には平滑リアクトル41,42,43が
接続され、またU,V,W各相とそれに対する他の相と
の間それぞれに平滑コンデンサ44,45,46それぞ
れが接続されている。これら平滑リアクトル41と平滑
コンデンサ44とでU相の平滑回路を構成し、同様にリ
アクトル42とコンデンサ45とでV相、リアクトル4
3とコンデンサ46とでW相の平滑回路を構成してい
る。
【0054】これらの平滑回路の出力側には、三相変圧
器47の一次側が接続されている。この三相変圧器47
の二次巻線出力には電圧検出用三相変圧器48が接続さ
れ、この電圧検出用三相変圧器48の三相交流出力を整
流するための全波整流器35と、前述の三相変圧器47
の二次側出力の電圧基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器35の出力電圧を減算する加
算器36と、加算器36の出力に対してPI演算を実行
するPI制御部37と、このPI制御部37の出力に基
づいてIGBT11〜13、そしてIGBT14〜16
をゲート制御するPWM制御回路49を備えている。
器47の一次側が接続されている。この三相変圧器47
の二次巻線出力には電圧検出用三相変圧器48が接続さ
れ、この電圧検出用三相変圧器48の三相交流出力を整
流するための全波整流器35と、前述の三相変圧器47
の二次側出力の電圧基準Vref*を設定する電圧基準と、
電圧基準Vref*から整流器35の出力電圧を減算する加
算器36と、加算器36の出力に対してPI演算を実行
するPI制御部37と、このPI制御部37の出力に基
づいてIGBT11〜13、そしてIGBT14〜16
をゲート制御するPWM制御回路49を備えている。
【0055】次に、上記の構成の第4の実施の形態の電
源電圧制御装置の動作を説明する。PWM制御回路47
による第1の自己消弧形半導体素子であるIGBT11
〜13のPWM制御と、第2の自己消弧形半導体素子で
あるIGBT14〜16のオン/オフ制御は図2に示し
た第1の実施の形態と同様である。
源電圧制御装置の動作を説明する。PWM制御回路47
による第1の自己消弧形半導体素子であるIGBT11
〜13のPWM制御と、第2の自己消弧形半導体素子で
あるIGBT14〜16のオン/オフ制御は図2に示し
た第1の実施の形態と同様である。
【0056】そして、IGBT11〜13からの各相の
PWM出力波形は平滑リアクトル41〜43とコンデン
サ44〜46で成る各相の平滑回路によって平滑化して
正弦波状に整形する。この出力は三相変圧器47によっ
て所望の電圧に変圧してその二次側から出力して負荷に
供給する。
PWM出力波形は平滑リアクトル41〜43とコンデン
サ44〜46で成る各相の平滑回路によって平滑化して
正弦波状に整形する。この出力は三相変圧器47によっ
て所望の電圧に変圧してその二次側から出力して負荷に
供給する。
【0057】三相変圧器47の二次側の出力電圧は二次
電圧検出用トランス48によって検出し、整流器35に
よって整流して二次電圧に対応した直流電圧Vを得、加
算器36にフィードバックする。
電圧検出用トランス48によって検出し、整流器35に
よって整流して二次電圧に対応した直流電圧Vを得、加
算器36にフィードバックする。
【0058】一方、所要の商用絶縁トランス33の出力
設定電圧Vref*を加算器36に入力し、この加算器36
において実電圧Vと比較し、その差信号(Vref*−V)
に対してPI制御部37で比例積分演算し、その結果を
PWM制御回路47に出力する。
設定電圧Vref*を加算器36に入力し、この加算器36
において実電圧Vと比較し、その差信号(Vref*−V)
に対してPI制御部37で比例積分演算し、その結果を
PWM制御回路47に出力する。
【0059】PWM制御回路49は第1の実施の形態と
同様にして、IGBT11〜13のPWM制御、そして
IGBT14〜16のオン/オフ制御を行う。
同様にして、IGBT11〜13のPWM制御、そして
IGBT14〜16のオン/オフ制御を行う。
【0060】これにより、三相変圧器47の出力電圧V
が電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるようにP
WM制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を変化さ
せることによって商用電源電圧から所望の出力電圧の交
流を取り出すことができる。
が電圧基準Vref*に一致する一定の電圧になるようにP
WM制御できる。そして、電圧基準Vref*の値を変化さ
せることによって商用電源電圧から所望の出力電圧の交
流を取り出すことができる。
【0061】したがって、第4の実施の形態によれば、
高価なインバータ装置を用いることなく三相商用電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
高価なインバータ装置を用いることなく三相商用電源を
所望の電圧の交流に変換して出力することができ、回路
構成の小形化とコストの低廉化が図れる。
【0062】なお、上記の第3及び第4の実施の形態に
おいて第2の自己消弧形半導体素子にIGBTを用いた
が、これは、単純なオン/オフ動作を行うだけであるの
で、安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体
素子としてGTR(Gate Turn-off Transistor)を採用
することができ、これによっていっそうの小形化とコス
ト低減を図ることができる。
おいて第2の自己消弧形半導体素子にIGBTを用いた
が、これは、単純なオン/オフ動作を行うだけであるの
で、安価で低速、かつ飽和電圧の低い自己消弧形半導体
素子としてGTR(Gate Turn-off Transistor)を採用
することができ、これによっていっそうの小形化とコス
ト低減を図ることができる。
【0063】
【発明の効果】以上のように請求項1の発明によれば、
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御するこ
とにより負荷に供給する電圧を可変制御することがで
き、負荷が空調機コンプレッサの誘導電動機であると
き、高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導
電動機を採用せずとも、それを速度制御することによっ
て空調機の温度制御が行える。
【0064】請求項2の発明によれば、2相それぞれの
第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御することによ
り負荷に供給する電圧を可変制御することができ、負荷
が空調機コンプレッサのコンデンサモータであるとき、
高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導電動
機を採用せずとも、それを速度制御することによって空
調機の温度制御が行える。
第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御することによ
り負荷に供給する電圧を可変制御することができ、負荷
が空調機コンプレッサのコンデンサモータであるとき、
高価なインバータ装置やインバータ用の高価な誘導電動
機を採用せずとも、それを速度制御することによって空
調機の温度制御が行える。
【0065】請求項3の発明によれば、請求項1又は2
の発明の効果に加えて、第1の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子、第2の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子
を用いることにより、小形にして、安価に構成できる。
の発明の効果に加えて、第1の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子、第2の自己消弧形半導体素子に
高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子
を用いることにより、小形にして、安価に構成できる。
【0066】請求項4の発明によれば、各相の第1の自
己消弧形半導体素子をPWM制御回路によってPWM制
御することによって絶縁トランスの二次電圧を一定に制
御することができる。
己消弧形半導体素子をPWM制御回路によってPWM制
御することによって絶縁トランスの二次電圧を一定に制
御することができる。
【0067】請求項5の発明によれば、各相の第1の自
己消弧形半導体素子をPWM制御回路によってPWM制
御することによって非絶縁形の交流定電圧電源を構成す
ることができる。
己消弧形半導体素子をPWM制御回路によってPWM制
御することによって非絶縁形の交流定電圧電源を構成す
ることができる。
【0068】請求項6の発明によれば、請求項4又は5
の発明の効果に加えて、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制
御回路によってPWM制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
の発明の効果に加えて、三相電源に適用したものであ
り、三相各相の第1の自己消弧形半導体素子をPWM制
御回路によってPWM制御することによって絶縁トラン
スの二次電圧を一定に制御することができる。
【0069】請求項7の発明によれば、請求項4〜6の
発明の効果に加えて、第1の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子、第2の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子を
用いたものであり、小形にして安価に構成できる。
発明の効果に加えて、第1の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子、第2の自己消弧形半導体素子に高
速スイッチング素子に対して低速なスイッチング素子を
用いたものであり、小形にして安価に構成できる。
【図1】本発明の第1の実施の形態の回路ブロック図。
【図2】上記の実施の形態における空調制御装置による
PWM制御のタイミングチャート。
PWM制御のタイミングチャート。
【図3】上記の実施の形態における出力電圧波形を示す
波形図。
波形図。
【図4】上記の実施の形態による誘導電動機制御に用い
るS−Tカーブの説明図。
るS−Tカーブの説明図。
【図5】本発明の第2の実施の形態の回路ブロック図。
【図6】本発明の第3の実施の形態の回路ブロック図。
【図7】本発明の第4の実施の形態の回路ブロック図。
【図8】従来例の回路ブロック図。
【図9】上記の従来例による誘導電動機制御に用いるS
−Tカーブの説明図。
−Tカーブの説明図。
【図10】他の従来例の回路ブロック図。
【図11】上記の従来例における空調機制御装置による
スイッチング制御のタイミングチャート。
スイッチング制御のタイミングチャート。
1 保護用ブレーカ 3 誘導電動機 11〜13 第1の自己消弧形半導体素子(IGBT) 11d〜13d 並列ダイオード 14〜16 第2の自己消弧形半導体素子(IGBT) 17〜22 ダイオード 23 空調制御装置 23′ PWM制御回路 31 リアクトル 32 コンデンサ 33 絶縁トランス 34 二次電圧検出用トランス 35 整流器 36 加算器 37 PI制御部 38 PWM制御回路 41〜43 リアクトル 44〜46 コンデンサ 47 三相変圧器 48 電圧検出用トランス 49 PWM制御回路
Claims (7)
- 【請求項1】 三相電源の各相に順方向に接続された第
1の自己消弧形半導体素子と、 前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第1のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の1つの相との間に挿入さ
れ、かつ直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子
及び第2のダイオードと、 前記第2の自己消弧形半導体素子に対して前記第2のダ
イオードと共にその一端が接続され、その他端が他の残
りの1つの相に接続された第3のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御すると共
に、前記第2の自己消弧形半導体素子を自相のPWM制
御中はオンさせるPWM制御回路とを備えて成る電源電
圧制御装置。 - 【請求項2】 単相電源の各相に順方向に接続された第
1の自己消弧形半導体素子と、 前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第1のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、か
つ直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第
2のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子をPWM制御すると共
に、前記第2の自己消弧形半導体素子を自相のPWM制
御中はオンさせるPWM制御回路とを備えて成る電源電
圧制御装置。 - 【請求項3】 前記第1の自己消弧形半導体素子は高速
スイッチング素子、前記第2の自己消弧形半導体素子は
前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング
素子を用いたことを特徴とする請求項1又は2に記載の
電源電圧制御装置。 - 【請求項4】 単相電源の各相に順方向に接続された第
1の自己消弧形半導体素子と、 前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第1のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、か
つ直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第
2のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子の出力側に接続され
た、平滑リアクトル及びコンデンサから成る平滑回路
と、 前記平滑回路に接続された絶縁トランスと、 前記絶縁トランスの二次側の出力電圧の検出手段と、 前記絶縁トランスの二次側出力電圧の基準を設定する電
圧基準と、 前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記絶縁トラン
スの出力電圧が一致するように前記第1の自己消弧形半
導体素子をPWM制御すると共に、前記第2の自己消弧
形半導体素子を自相のPWM制御中はオンさせるPWM
制御回路とを備えて成る電源電圧制御装置。 - 【請求項5】 単相電源の各相に順方向に接続された第
1の自己消弧形半導体素子と、 前記第1の自己消弧形半導体素子のそれぞれに逆方向に
並列に接続された第1のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子それぞれの出力側にお
いて、各相とそれに対する他の相との間に挿入され、か
つ直列に接続された第2の自己消弧形半導体素子及び第
2のダイオードと、 前記第1の自己消弧形半導体素子の出力側に接続され
た、平滑リアクトル及びコンデンサから成る平滑回路
と、 前記平滑回路の出力電圧の検出手段と、 前記平滑回路の出力電圧の基準を設定する電圧基準と、 前記電圧基準に前記検出手段の検出する前記平滑回路の
出力電圧が一致するように前記第1の自己消弧形半導体
素子をPWM制御すると共に、前記第2の自己消弧形半
導体素子を自相のPWM制御中はオンさせるPWM制御
回路とを備えて成る電源電圧制御装置。 - 【請求項6】 三相電源に適用したことを特徴とする請
求項4又は5に記載の電源電圧制御装置。 - 【請求項7】 前記第1の自己消弧形半導体素子は高速
スイッチング素子、前記第2の自己消弧形半導体素子は
前記高速スイッチング素子に対して低速なスイッチング
素子を用いたことを特徴とする請求項4〜6のいずれか
に記載の電源電圧制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11060793A JP2000262058A (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電源電圧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11060793A JP2000262058A (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電源電圧制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000262058A true JP2000262058A (ja) | 2000-09-22 |
Family
ID=13152552
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11060793A Pending JP2000262058A (ja) | 1999-03-08 | 1999-03-08 | 電源電圧制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000262058A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
ES2192455A1 (es) * | 2001-06-29 | 2003-10-01 | Asesoria De Tecn Energeticas S | Sistema de regulacion de energia electrica de alta eficiencia y calidad de onda. |
-
1999
- 1999-03-08 JP JP11060793A patent/JP2000262058A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
ES2192455A1 (es) * | 2001-06-29 | 2003-10-01 | Asesoria De Tecn Energeticas S | Sistema de regulacion de energia electrica de alta eficiencia y calidad de onda. |
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