JPH11146660A - 単相インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】単相インバータ装置において、費用の増大を抑
え、その電力消費を低減すること。 【解決手段】電源１と負荷１２との間に互いに直列に介
設されて同期動作する一対の半導体スイッチング素子４
１、４４は、一方の導通に続いて他方が導通させられ
る。このようにすれば、単相インバータ回路４の損失を
大幅に低減することができる。また、一方の遮断に続い
て他方が遮断させられる。このようにすれば、単相イン
バータ回路の損失を大幅に低減することができる。更
に、互いに直列接続されオ−バラップして導通する一対
の半導体スイッチング素子４１、４４を高耐圧素子及び
低耐圧素子で構成し、低耐圧素子よりも先行して高耐圧
素子を作動させてリアクタンス負荷への給電を遮断す
る。このようにすれば経済性及び効率を向上することが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、単相インバータ装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の電気自動車用充電装置において、
バッテリから三相インバ−タ回路を通じて給電される三
相交流モ−タの一対の相入力端と単相商用電源の両端と
の間に介設されて単相商用電源から三相交流モ−タへの
給電電流を高周波スイッチング制御する単相インバータ
回路を有し、発生する交流電力を整流してバッテリ充電
に用いるものが知られている。

【０００３】この単相インバータ回路を高周波スイッチ
ングしてリアクタンス素子をなす三相交流モ−タの固定
子コイルへの通電電流を断続すると、それにより固定子
コイルの両端に高周波大電圧が生じるので、それを三相
インバ−タ回路に付属するダイオ−ドからなる全波整流
回路で整流してバッテリに給電している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】この種の単相インバー
タ回路としては、電源として直流電源を用いる場合には
Ｈブリッジ回路、電源として単相交流電源を用いる場合
には本出願人の出願になる４トランジスタ直列接続型回
路が好適である。Ｈブリッジ回路とは、負荷（ここでは
固定子コイル）の一端と電源の両端を一対の半導体スイ
ッチング素子で接続し、負荷（ここでは固定子コイル）
の他端と電源の両端を他の一対の半導体スイッチング素
子で接続する周知の回路である。

【０００５】４トランジスタ直列接続型回路とは、詳し
くは後述するが、互いに直列接続されて単相交流電源及
び負荷の各一端間に介設される一対の第一側トランジス
タと、両第一側トランジスタと個別に逆並列接続される
とともに互いに逆向きに直列接続される一対のダイオ−
ドと、互いに直列接続されて単相交流電源及び負荷の各
他端間に介設される一対の第二側トランジスタと、両第
二側トランジスタと個別に並列接続されるとともに互い
に逆向きに直列接続される他の一対のダイオ−ドとを備
え、両第一側トランジスタの一方及び第二側トランジス
タの一方を同期して断続し、同時又はその後、両第一側
トランジスタの他方及び第二側トランジスタの他方を同
期して断続するインバ−タ回路である。

【０００６】ところが、この種類の単相インバータ回路
では、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続する
ために単相インバータ回路の損失が大きく、特に、リア
クタンス負荷へ給電する場合には半導体スイッチング素
子として高耐圧素子を採用する必要があるために一層そ
の損失が増大することである。もちろん、多数の半導体
スイッチング素子の並列接続などによりオン抵抗を低減
することによりその損失を低減できることは当たり前で
あるが、半導体スイッチング素子数の増加は経済的、ス
ペ−ス的に限界があることは自明であり、量産品におい
て実用可能な解決策でないことは明らかである。

【０００７】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、単相インバータ装置において、費用の増大を抑
え、その電力消費を低減することをその目的としてい
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の単相イン
バータ装置によれば、電源と負荷との間に互いに直列に
介設されて同期動作する一対の半導体スイッチング素子
は、一方の導通に続いて他方が導通させられる。このよ
うにすれば、単相インバータ回路の損失を大幅に低減す
ることができる。

【０００９】以下、この作用効果について更に詳しく説
明する。高周波数にて断続される単相インバータ回路に
おける半導体スイッチング素子の電力損失（ｉ・ｉ・
ｒ）は、それが完全に導通した後の損失（導通損失と呼
ぶ）よりも、オフからオンへの過渡期間における損失
（過渡損失と呼ぶ）が顕著に大きい。これは、導通損失
が、電流ｉは大きいものの半導体スイッチング素子のオ
ン抵抗自体は著しく小さいので全体として小さくなり、
過渡損失は電流ｉは平均すれば完全導通状態時の約半分
であるがこの時の抵抗が著しく大きくので全体として大
きくなるためである。

【００１０】本構成の単相インバータ回路において、互
いに直列接続されてオ−バラップして導通する一対の半
導体スイッチング素子を単一の仮想半導体スイッチング
素子に置換して説明すると、一個の半導体スイッチング
素子が完全にオンした場合の抵抗ｒをＲｏｎとすれば、
両者が完全に同時的に導通する場合、その抵抗は仮想的
に無限大から２Ｒｏｎまで変化し、過渡損失Ｐｔ（＝ｉ
・ｉ・２ｒ）は０からｉ・ｉ・２Ｒｏｎまで変化する。

【００１１】上述したように、合成抵抗ｒが２Ｒｏｎに
近くなる過渡期間の終期の損失は小さく、また、電流が
ほとんど０である過渡期間の初期の損失も小さく、過渡
損失Ｐｔの大部分は過渡期間のそれ以外の中央部分で発
生する。本発明では、この過渡期間の中央部分において
一方の半導体スイッチング素子の抵抗ｒは最少のＲｏｎ
まで低下しているために、一対の半導体スイッチング素
子を同時に導通させる場合に比べて、この過渡期間の中
央部分における抵抗及び損失が著しく減少し、高周波断
続されるインバ−タにおいて大きな効率向上を実現する
ことができる。

【００１２】請求項２記載の構成によれば、電源と負荷
との間に互いに直列に介設されて同期動作する一対の半
導体スイッチング素子は、一方の遮断に続いて他方が遮
断させられる。このようにすれば、単相インバータ回路
の損失を大幅に低減することができる。以下、この作用
効果について更に詳しく説明する。

【００１３】本構成の単相インバータ回路において、上
述した導通時と同様に遮断時においても、互いに直列接
続される一対の半導体スイッチング素子を完全に同時に
遮断する場合、その抵抗は仮想的に２Ｒｏｎから無限大
まで変化し、過渡損失Ｐｔ（＝ｉ・ｉ・２ｒ）はｉ・ｉ
・２Ｒｏｎから０まで変化する。したがって、結果的に
は過渡損失Ｐｔは全体として導通時と同じである。

【００１４】上述したように、合成抵抗ｒが２Ｒｏｎに
近くなる過渡期間の終期の損失は小さく、また、電流が
ほとんど０である過渡期間の初期の損失も小さく、過渡
損失Ｐｔの大部分は過渡期間のそれ以外の中央部分で発
生する。本発明では、この過渡期間の中央部分において
一方の半導体スイッチング素子の抵抗ｒは最少のＲｏｎ
まで低下しているために、一対の半導体スイッチング素
子を同時に遮断させる場合に比べて、この過渡期間の中
央部分における抵抗及び損失が著しく減少し、高周波断
続されるインバ−タにおいて大きな効率向上を実現する
ことができる。

【００１５】請求項３記載の構成によれば請求項１又は
２記載の単相インバータ装置において更に、単相インバ
ータ回路は上述したＨブリッジ回路で構成される。この
Ｈブリッジ回路は、直流電源により交流電圧を発生する
用途に極めて広く採用されるので、広い用途において単
相インバータ装置の効率向上を図ることができる。

【００１６】なお、これら一対の半導体スイッチング素
子の時間ずれは、先行する半導体スイッチング素子の導
通又は遮断がその抵抗値をベースとして８０乃至９０％
以上作動がなされた後、後続する半導体スイッチング素
子の抵抗変化が開始されるようにすればよい。請求項４
記載の構成によれば請求項１又は２記載の単相インバー
タ装置において更に、単相インバータ回路は上述した４
トランジスタ直列接続型回路が採用される。

【００１７】この４トランジスタ直列接続型回路は、単
相交流電源を用いて高周波単相交流電圧を容易に形成で
きるとともに、これら４つのトランジスタ（半導体スイ
ッチング素子）をすべて遮断することにより、単相商用
電源と負荷とを電気的に完全に遮断することができると
いう利点も有している。請求項５記載の構成によれば請
求項１乃至４のいずれか記載の単相インバータ装置にお
いて更に、互いに直列接続されオ−バラップして導通す
る一対の半導体スイッチング素子を高耐圧素子及び低耐
圧素子で構成し、低耐圧素子よりも先行して高耐圧素子
を作動させてリアクタンス負荷への給電を遮断する。こ
のようにすれば経済性及び効率を向上することができ
る。

【００１８】以下、本構成の作用効果を更に詳しく説明
する。リアクタンス負荷への電流を断続する場合には、
電流遮断時にリアクタンス負荷の蓄積電磁エネルギ−が
放出されるため大きな過渡電圧が生じ、この過渡電圧と
電源電圧との合計電圧を一対の半導体スイッチング素子
で負担する必要があるが、これら一対の半導体スイッチ
ング素子は同時に制御してもその動作特性（タ−ンオン
遅延特性）はばらつくので、どちらの素子が先行して遮
断してもよいように、両素子はどちらも上記合計電圧に
耐える高耐圧素子とする必要がある。

【００１９】しかし、高耐圧素子は低耐圧素子に比較し
て著しく高価で、しかもそのオン抵抗が大きく、動作速
度が遅い。たとえば、バイポ−ラ素子ではそのコレクタ
耐圧領域を厚くせねばならずこれがオン抵抗の増大を招
く。ＭＯＳ素子ではゲ−ト酸化膜の厚さを増大などによ
り同じくオン抵抗が増加する。このオン抵抗の増加を補
償するためにそのチップ面積やチップ個数を増大する
と、一層高価となり、ドライブ回路による駆動も緩慢化
する。したがって、リアクタンス負荷へ高周波交流電流
を給電する単相インバータ装置では、一対の高耐圧素子
の直列接続により、損失及び製造コストの増大という問
題がある。

【００２０】これに対し、この構成では、これら一対の
半導体スイッチング素子を上記合計電圧を負担可能な高
耐圧素子とし、他方をそれよりも低耐圧の低耐圧素子と
し、更に、高耐圧素子を遮断して上記合計電圧を高耐圧
素子に負担させた後で、低耐圧素子を遮断する。このよ
うにすれば、低価格かつ低抵抗の低耐圧素子を半分採用
できるので、著しく費用及び損失を低減でき、実用性に
優れる。しかも請求項２で述べた過渡損失Ｐｔの低減も
実現できるという相乗効果を奏することができる。

【００２１】請求項６記載の構成によれば請求項５記載
の単相インバータ装置において更に、高耐圧素子を低耐
圧素子よりも先行して導通させてリアクタンス負荷への
給電を開始する。このようにすれば損失を一層低減する
ことができる。以下、本構成の作用効果を更に詳しく説
明する。請求項１で説明したように、互いに直列接続さ
れてオ−バラップして導通する一対の半導体スイッチン
グ素子のうち、一方を他方よりも先行して導通させるこ
とにより著しく過渡損失Ｐｔを低減することができる。

【００２２】請求項１の構成のように、オン抵抗Ｒｏｎ
が大きい高耐圧素子とオン抵抗Ｒｏｎが小さい低耐圧素
子とを直列接続して用いる場合には、高耐圧素子の方を
先にオンしてその抵抗を低下させた状態で、もともと抵
抗が小さい低耐圧素子をオンする。このようにすれば、
逆の場合または両者同時に場合に比べて、過渡期間にお
ける平均抵抗が小さくなり、その分だけ過渡損失Ｐｔを
低減することができる。

【００２３】

【発明を実施するための形態】単相インバータ装置を車
両用バッテリ充電装置の一部といて用いた本発明の好適
な実施態様を以下の実施例を参照して説明する。 （実施例１）実施例１の電気自動車用バッテリ充電装置
を図１を参照して説明する。

【００２４】回路構成 図１において、１は入力となる商用交流電源、２は商用
交流電源の電圧及びそれから出力される電流を検出する
電圧・電流検出センサ、３はロ−パスフィルタまたは平
滑回路として知られる入力側のフィルタ回路、４は単相
インバータ回路、５は単相インバータ回路４を断続制御
するコントローラ（ドライブ回路）、６は交流電源から
の電力を蓄積・変圧するリアクトル、７は全波整流回
路、８は平滑コンデンサ、９は車載主電池から平滑コン
デンサ８側への逆流を阻止する逆流阻止回路、１０はロ
−パスフィルタまたは平滑回路として知られる出力側の
フィルタ回路、１１はフィルタ回路１０の出力電圧及び
出力電流を検出する電圧・電流検出センサ、１２は車載
主電池である。

【００２５】単相インバータ回路４は、双方向スイッチ
回路４ａ、４ｂからなり、双方向スイッチ回路４ａは、
リアクトル６の一端側にて互いに逆直列に接続されたＩ
ＧＢＴ４１、４３と、これらＩＧＢＴ４１、４３と個別
に逆並列に接続されたダイオ−ドＤとからなり、双方向
スイッチ回路４ｂは、リアクトル６の他端側にて互いに
逆直列に接続されたＩＧＢＴ４２、４４と、これらＩＧ
ＢＴ４２、４４と個別に逆並列に接続されたダイオ−ド
Ｄとからなる。

【００２６】全波整流回路７は、ダイオ−ド７ａ〜７ｄ
からなる。逆流阻止回路９は、高位側逆流阻止回路９ａ
と、低位側逆流阻止回路９ｂとからなり、高位側逆流阻
止回路９ａは全波整流回路７の高位端とフィルタ回路１
０とを逆流不能に接続し、低位側逆流阻止回路９Ｂは全
波整流回路７の低位端とフィルタ回路１０とを逆流不能
に接続している。

【００２７】基本動作 図１の充電装置の基本動作を以下に説明する。制御回路
５は電圧・電流検出センサ２、１１から主電池１２へ入
出力される電圧・電流を検出し、それに基づいて単相イ
ンバータ回路４に高周波のＰＷＭ制御電圧を加えてそれ
を所定周期で断続させる。単相インバータ回路４のオン
期間にリアクトル６に電流が流れて電磁エネルギーが蓄
積され、単相インバータ回路４のオフ期間にリアクトル
６に蓄えられた電磁エネルギーが電流としてダイオ−ド
７ａ〜７ｄ及び逆流阻止回路９を通じて主電池１２に給
電されて主電池１２が充電される。整流回路７の一対の
出力端間に接続される平滑コンデンサ８はダイオ−ド７
ａ〜７ｄから出力される整流電圧を平滑する。上記動作
を繰り返すことにより、主電池１２は充電される。

【００２８】コントローラ５はマイコン及び周辺回路で
構成されており、交流入力電力の力率を改善しつつ所定
の出力電流が得られるよう力率制御及び出力制御を行
う。更に具体的に説明すれば、出力増大のためには双方
向スイッチ回路４のデューティ比を増大し、出力減少の
ためには双方向スイッチ回路４のデューティ比を低減
し、かつ、商用交流電源１の電流の位相をその電圧の位
相にできるだけ近づけるべく双方向スイッチ回路４の断
続制御を行うが、これらの出力制御及び位相制御はこの
実施例の要旨ではないのでこれ以上の説明の説明は省略
する。

【００２９】単相インバータ回路４の詳細動作説明 単相インバータ回路の正の半波期間（電流ｉは図１のよ
うに流れる期間）における単相インバータ回路４の動作
の詳細を図２のタイミングチャ−トを参照して説明す
る。この正の半波期間において、ＩＧＢＴ４２、４３は
遮断されている。まず、ＩＧＢＴ４１、４４のオンにお
いては、ＩＧＢＴ４１のゲ−ト電圧をハイレベル（正側
へシフト）としてから所定時間ｔ１経過後、ＩＧＢＴ４
４のゲ−ト電圧をハイレベルとする。所定時間ｔ１はこ
れらＩＧＢＴのタ−ンオン期間（遮断状態から導通状態
への過渡期間）と等しい程度に設定されている。これに
より、ＩＧＢＴ４４はＩＧＢＴ４１が完全に導通した
後、導通される。

【００３０】これにより、ＩＧＢＴ４１、ＩＧＢＴ４２
と逆並列のダイオ−ドＤ、リアクトル６、ＩＧＢＴ４
４、ＩＧＢＴ４３と逆並列のダイオ−ドＤの順に電流が
流れてリアクトル６に電磁エネルギ−が蓄積される。次
に、ＩＧＢＴ４１、４４のオフにおいては、ＩＧＢＴ４
１のゲ−ト電圧をロ−レベル（負側へシフト）としてか
ら所定時間ｔ２経過後、ＩＧＢＴ４４のゲ−ト電圧をロ
−レベルとする。所定時間ｔ２はこれらＩＧＢＴのタ−
ンオフ期間（導通状態から遮断状態への過渡期間）と等
しい程度に設定されている。これにより、ＩＧＢＴ４４
はＩＧＢＴ４１が完全に遮断した後、遮断される。

【００３１】ＩＧＢＴ４１を遮断することにより、リア
クトル（リアクタンス負荷）６に蓄積された電磁エネル
ギ−が放出され、この時、リアクトル５の両端に高電圧
が発生する。ＩＧＢＴ４１はこの時の高電圧に耐え得る
高耐圧仕様に設計された高耐圧素子とされる。また、Ｉ
ＧＢＴ４４はこの時の高電圧に耐え得ない低耐圧仕様に
設計された低耐圧素子とされる。

【００３２】この結果、リアクトル６に生じた高電圧に
より平滑コンデンサ８が充電されるが、その後、逆流阻
止回路９を導通させてバッテリ１２の充電を行う。単相
インバータ回路の負の半波期間では、ＩＧＢＴ４１、４
４を遮断し、ＩＧＢＴ４３の導通の後でＩＧＢＴ４２を
導通させ、ＩＧＢＴ４３の遮断の後でＩＧＢＴ４２を遮
断する上記同様の制御を行い、ＩＧＢＴ４３を高耐圧素
子、ＩＧＢＴ４２を低耐圧素子とする。

【００３３】なお、ＩＧＢＴ４１と４４との機能、構造
を逆とし、ＩＧＢＴ４２と４３との機能、構造を逆とし
てもよいことはもちろんであり、ＩＧＢＴ４１〜４４の
代わりにＭＯＳＦＥＴやバイポ−ラトランジスタを採用
できることは当然である。また、ＩＧＢＴ４１、４３を
同時に断続し、ＩＧＢＴ４２、４４を同時に断続する制
御においても、同様の充電動作を実現することができ
る。

【００３４】このように構成したこの実施例の単相イン
バータ回路４による作用効果を以下に説明する。まず、
ＩＧＢＴ４１が完全に導通した後、ＩＧＢＴ４４を導通
させているので、導通過渡期間の特に中央部分における
抵抗及び損失が著しく減少し、効率向上を実現すること
ができる。

【００３５】次に、ＩＧＢＴ４１が完全に遮断した後、
ＩＧＢＴ４４を遮断させているので、遮断過渡期間の特
に中央部分における抵抗及び損失が著しく減少し、効率
向上を実現することができる。次に、４トランジスタ直
列接続型回路を採用しているので、単相商用電源と負荷
とを電気的に完全に遮断することができ、信頼性に優れ
る。

【００３６】単相インバータ回路４の一部の半導体スイ
ッチング素子を安価かつオン抵抗が小さい低耐圧素子と
することができるので、経済性及び効率を改善できる。 （実施例２）他の実施例を図３を参照して説明する。Ｈ
ブリッジ回路型の単相インバータ回路を用いた本発明の
単相インバータ装置を示すもので、１００は直流電源、
７００はＨブリッジ回路型の単相インバータ回路、５０
０は単相インバータ回路７００を駆動制御するコントロ
−ラ、８００は負荷である。

【００３７】単相インバータ回路７００は、ハイサイド
スイッチをなすＭＯＳＦＥＴ７０１、７０２と、ローサ
イドスイッチをなすＭＯＳＦＥＴ７０３、７０４と、こ
れらＭＯＳＦＥＴ７０３〜７０４と並列接続されたダイ
オ−ドＤとからなる。ＭＯＳＦＥＴ７０２、７０３を遮
断した状態でＭＯＳＦＥＴ７０１、７０４を実施例１の
ＩＧＢＴ４１、４４のような位相差で断続制御し、ＭＯ
ＳＦＥＴ７０１、７０４を遮断した状態でＭＯＳＦＥＴ
７０２、７０３を実施例１のＩＧＢＴ４２、４３のよう
な位相差で断続制御すれば、実施例１と同様の作用効果
を奏することができる。

【００３８】なお、ハイサイドスイッチであるＭＯＳＦ
ＥＴ７０１、７０２はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとする
ことが好ましいが、この時、耐圧はＮチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴの方が稼ぎ易いので、ローサイドスイッチ−７０
３、７０４を高耐圧素子とすることも好ましい。当然、
ハイサイドスイッチである７０１、７０２をＰＮＰトラ
ンジスタ、ローサイドスイッチである７０３、７０４を
ＮＰＮトランジスタとすることができ、この時も高耐圧
化し易い７０３、７０４を高耐圧素子とすることも好適
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の単相インバータ装置の一例を示す回路
図である。

【図２】図１の装置の各部電圧波形を示すタイミングチ
ャ−トである。

【図３】実施例２の単相インバータ装置の他例を示す回
路図である。

【符号の説明】

１は入力となる商用交流電源（電源）、２は電圧・電流
検出センサ、４は単相インバータ回路（４トランジスタ
直列接続型回路）、５はコントローラ（ドライバ回
路）、６はリアクトル（リアクタンス負荷）、４１〜４
４はＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）、７００はＨ
ブリッジ回路。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電源と負荷との間に互いに直列に介設さ
   れ、同期して周期的に断続される一対の半導体スイッチ
   ング素子を有する単相インバータ回路と、前記半導体ス
   イッチング素子を断続制御するドライブ回路とを備える
   単相インバータ装置において、 前記ドライブ回路は、前記一対の半導体スイッチング素
   子の一方を先に導通させた後、他方の半導体スイッチン
   グ素子を導通させることを特徴とする単相インバータ装
   置。
2. 【請求項２】電源と負荷との間に互いに直列に介設さ
   れ、同期して周期的に断続される一対の半導体スイッチ
   ング素子を有する単相インバータ回路と、前記半導体ス
   イッチング素子を断続制御するドライブ回路とを備える
   単相インバータ装置において、 前記ドライブ回路は、前記一対の半導体スイッチング素
   子の一方を先に遮断させた後、他方の半導体スイッチン
   グ素子を遮断させることを特徴とする単相インバータ装
   置。
3. 【請求項３】請求項１又は２記載の単相インバータ装置
   において、 前記単相インバータ回路は、Ｈブリッジ回路からなるこ
   とを特徴とする単相インバータ装置。
4. 【請求項４】請求項１又は２記載の単相インバータ装置
   において、 前記単相インバータ回路は、 互いに直列接続されて単相交流電源及び負荷の各一端間
   に介設される一対の第一側トランジスタと、前記両第一
   側トランジスタと個別に逆並列接続されるとともに互い
   に逆向きに直列接続される一対のダイオ−ドと、互いに
   直列接続されて前記単相交流電源及び負荷の各他端間に
   介設される一対の第二側トランジスタと、前記両第二側
   トランジスタと個別に並列接続されるとともに互いに逆
   向きに直列接続される他の一対のダイオ−ドとを備え、 前記ドライブ回路は、前記両第一側トランジスタの一方
   及び前記第二側トランジスタの一方を時間順次に断続
   し、同時又はその後、前記両第一側トランジスタの他方
   及び前記第二側トランジスタの他方を時間順次に断続す
   ることを特徴とする単相インバータ装置。
5. 【請求項５】請求項１乃至４のいずれか記載の単相イン
   バータ装置において、 時間順次に断続される前記一対の半導体スイッチング素
   子は、高耐圧素子及び低耐圧素子からなり、前記高耐圧
   素子は前記低耐圧素子よりも先行して遮断され、前記負
   荷はリアクタンス負荷からなることを特徴とする単相イ
   ンバータ装置。
6. 【請求項６】請求項５のいずれか記載の単相インバータ
   装置において、 時間順次に断続される前記一対の半導体スイッチング素
   子は、高耐圧素子及び低耐圧素子からなり、前記高耐圧
   素子は前記低耐圧素子よりも先行して導通され、前記負
   荷はリアクタンス負荷からなることを特徴とする単相イ
   ンバータ装置。