JPH08331773A - 車両用電源システム - Google Patents

車両用電源システム

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JPH08331773A
JPH08331773A JP7112793A JP11279395A JPH08331773A JP H08331773 A JPH08331773 A JP H08331773A JP 7112793 A JP7112793 A JP 7112793A JP 11279395 A JP11279395 A JP 11279395A JP H08331773 A JPH08331773 A JP H08331773A
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sic
phase
duty
electric load
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Atsushi Umeda
梅田　　敦司
Makoto Taniguchi
真 谷口
Arata Kusase
草瀬　　新
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NipponDenso Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＳｉＣからなる半導体スイッチング素子を有
効に活用して、余分なサージ吸収回路を採用することな
く、交流発電機の出力を効率よく取り出せる車両用電源
システムを提供することを目的とする。 【構成】 整流装置２０の第１ハイサイドハーフブリッ
ジ回路２０ｂは、ローサイドハーフブリッジ回路２０ａ
と共に低電圧負荷側三相全波整流回路を構成するもの
で、この第１ハイサイドハーフブリッジ回路２０ｂはＳ
ｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２６により構成されてい
る。また、第２ハイサイドハーフブリッジ回路２０ｃは
ローサイドハーフブリッジ回路２０ａと共に高電圧負荷
側三相全波整流回路を構成するもので、この第２ハイサ
イドハーフブリッジ回路２０ｃはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ
２７乃至２９により構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、車両用電源システムに
係り、特に、交流発電機を採用してなる車両用電源シス
テムに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、車両用電源システムにおいては、
車両に採用される電力負荷の増大や多様化に伴い、交流
発電機の出力を効率よく利用できるようにしたいという
要請が強い。この要請に対し、交流発電機には、一般
に、その回転数に応じて最大出力を出せる最適な発電電
圧が存在することに着目して、特開昭５−２７６６８６
号公報にて示すような車両用電源装置が提案されてい
る。
【０００３】ここで、この電源装置においては、整流器
を構成するサイリスタのデューティ制御でもって、交流
発電機の出力をバッテリから断続的に切り離し、この交
流発電機をバッテリから独立した最適な発電電圧にて駆
動するようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような構
成によると、上述のような交流発電機の出力の断続時に
サイリスタに流れる電流に基づき高いサージ電圧が生じ
て当該サイリスタを破壊するおそれがある。これに対し
ては、サイリスタの耐圧を高くして耐サージ特性を高め
ることも考えられるが、この場合には、サイリスタのオ
ン抵抗が増大して抵抗損（ここでは、整流損）を増大さ
せるという不具合が生ずる。一方、サイリスタの耐圧を
高くせずに、スナバ回路等のサージ吸収回路を採用して
サージ電圧を吸収するようにした場合には、整流損の増
大は防止できても、電源装置の大型化を招く。
【０００５】また、サイリスタに代えてシリコンＭＯＳ
ＦＥＴ（以下、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴという）を採用する
ことも考えられるが、このＳｉ−ＭＯＳＦＥＴによる場
合、サイリスタによりも整流損が低くなるものの、サー
ジ電圧に対する耐圧性が低くサイリスタと同様の不具合
を生ずる。従って、サージ吸収回路を使用しなくても、
高耐圧特性を発揮しかつ整流損等の抵抗損を低くできる
半導体スイッチング素子の採用が望まれる。
【０００６】そこで、このような観点から、本発明者
は、サイリスタに代わる半導体スイッチング素子につい
て種々の検討を加えてみた結果、車両用電源システムに
採用するにあたり、シリコンカーボンＭＯＳＦＥＴ（以
下、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴという）が以下に述べるごと
く上記半導体スイッチング素子として適していることを
見出した。
【０００７】このＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの構成を、Ｎチ
ャンネル型のものを例にとり、図８及び図９を参照して
説明する。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは次のようにして完成
されている。まず、Ｎ型耐圧層２をＳｉＣからなるＮ+
型基板１（図９のドレイン電極Ｄに相当）上にエピタキ
シャル成長により形成する。そして、このＮ型耐圧層２
の表面部には、Ｐ型ウエル領域３をアルミニウムのイオ
ン注入により形成する。さらに、Ｐ型ウエル領域３の表
面部には、Ｎ+ 型領域８（図９のソース電極Ｓに相当）
を窒素のイオン注入により形成する。
【０００８】そして、ウエハ表面のトレンチ形成予定領
域を開口してレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知の
Ｒ．ｉ．Ｅドライエッチングによりトレンチ４を凹設す
る。その後、トレンチ４の表面に熱酸化法によりシリコ
ン酸化膜からなるゲート絶縁膜５を形成し、ついで、ト
レンチ４にドープドポリシリコンからなるゲート電極６
を形成する。その後、ホトリソグラフィによりフィール
ド絶縁膜（図示せず）を開口し、ニッケル電極２０１を
Ｎ+ 型領域８（ソース電極Ｓ）及びＰ型ウエル領域３に
コンタクトし、金属電極９をＮ+ 型基板１（ドレイン電
極Ｄ）の表面にコンタクトする。これにより、ＳｉＣ−
ＭＯＳＦＥＴが完成する。
【０００９】ここで、ニッケル電極２０１は、スパッタ
リングや真空蒸着により形成され、このニッケル電極２
０１とＰ型ウエル領域３との間にニッケルとＳｉＣの高
抵抗の合金層が形成され、この合金層が高抵抗体２００
を構成する。このＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを等価回路で示
すと、図９のようになる。このＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに
おいては、Ｐ型ウエル領域３とＮ+ 型領域８（ソース電
極Ｓ）又はＮ+ 型基板１（ドレイン電極Ｄ）との間にソ
ース側寄生ダイオードＤｓとドレイン側寄生ダイオード
Ｄｄとが生ずる。
【００１０】一般に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴでは、Ｐ型
ウエル領域３への電位付与の必要性から、Ｐ型ウエル領
域３とソース電極Ｓ又はドレイン電極Ｄとを短絡する。
この場合、ゲート電圧と無関係に寄生ダイオードＤｄ又
はＤｓを通じて電流が流れる場合が生ずる。そこで、ソ
ース電極ＳとＰ型ウエル領域３とを高抵抗体２００によ
り接続し、この高抵抗体２００を通じてＰ型ウエル領域
３に電位を付与する構成としている。これにより、寄生
ダイオードＤｄを流れる電流を高抵抗体で阻止する機能
を持つ構成となり、双方向の電流断続を制御することが
できる。
【００１１】ここで、このＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの上記
半導体スイッチング素子としての適性を、Ｓｉ−ＭＯＳ
ＦＥＴと比較して検討してみる。なお、Ｓｉ−ＭＯＳＦ
ＥＴは、シリコンにより、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと同様
の構造を有するように完成されているものとする。Ｓｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴがオフしている場合、高電圧（例え
ば、＋３００Ｖ）がＮ+ 型領域８（ソース電極Ｓ）とＮ
+ 型基板１（ドレイン電極Ｄ）との間に印加されると、
空乏層２ａが主にＮ型耐圧層２に張り出して上記高電圧
に耐えることになる。このため、Ｎ型耐圧層２が、ソー
ス帰還抵抗Ｒｓ（図８参照）としてソース電極Ｓに直列
接続されることとなる。その結果、チャンネル抵抗が増
大して整流損等の抵抗損の増大を招く。
【００１２】然るに、このＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴでは、
単結晶ＳｉＣを素材とするので、Ｎ型耐圧層２の厚さ及
び不純物濃度をＳｉ−ＭＯＳＦＥＴに比較して大幅に向
上させることができる。例えば、Ｎ型耐圧層２の耐圧を
３００Ｖとする場合について考える。Ｓｉの場合、その
降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、簡単にこの耐圧
３００ＶをＮ型耐圧層２で負担すると考えると、耐圧層
の必要厚さは約２０μｍ、その不純物濃度は１×１０15
原子／ｃｍ3 、抵抗率は約５Ω・ｃｍとなる。
【００１３】一方、ＳｉＣの降伏電界強度は約４００Ｖ
／ｃｍであるから、Ｎ型耐圧層２の必要厚さが約４μ
ｍ、その不純物濃度が２×１０16原子／ｃｍ3 、抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。従って、ＳｉＣ−ＭＯＳ
ＦＥＴのＮ型耐圧層２の抵抗は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの
Ｎ型耐圧層２の抵抗に比べて１／２０にまで低減できる
ことになる。その結果、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャン
ネル抵抗もＳｉ−ＭＯＳＦＥＴのチャンネル抵抗に比べ
て大幅に減少できる。
【００１４】次に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの要求耐圧を
変えた場合のオン抵抗率をＳｉ−ＭＯＳＦＥＴとの比較
において検討したところ、図１０にて示すような結果が
得られた。ここで、図１０にて、符号ａは、半導体スイ
ッチング素子としての耐圧の設定範囲を示し、また、符
号ｂは、半導体スイッチング素子をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥ
Ｔとした方が効果的である範囲を示す。
【００１５】即ち、図１０によれば、ソース帰還抵抗Ｒ
ｓの増加によるチャンネル抵抗の増加を無視した場合、
耐圧が増加してもチャンネル抵抗自体は殆ど変化しない
が、Ｎ型耐圧層２の抵抗は耐圧に正の相関関係を保ちつ
つ増加する。そして、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴでは、耐圧２
５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的に増
加するものの、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴでは耐圧２５０Ｖ
まではＮ型耐圧層２の抵抗増加は殆ど無視でき、耐圧２
５０Ｖを超えて初めてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことが分かる。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗
とＮ型耐圧層２の抵抗との和であるが、特にチャンネル
抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図１０から
分かるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層２の上記抵抗が
支配的となる。
【００１６】以上により、上述のように構成したＳｉＣ
−ＭＯＳＦＥＴを採用すれば、整流損等の抵抗損を大幅
に低減できサイリスタやＳｉ−ＭＯＳＦＥＴからは予測
し得ない優れた効率でもって交流発電機の出力を取り出
せることが分かった。なお、以上のことは、Ｐ型ＳｉＣ
−ＭＯＳＦＥＴにおいても同様である。本発明は、以上
のようなことから、ＳｉＣからなる半導体スイッチング
素子を有効に活用して、余分なサージ吸収回路を採用す
ることなく、交流発電機の出力を効率よく取り出せる車
両用電源システムを提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明においては、交流発電機（１
０）と、この交流発電機と蓄電装置（Ｂａ）及び電気負
荷（３０、４０）との間に接続されて交流発電機の交流
出力を整流し整流出力として蓄電装置及び電気負荷に付
１する整流装置（２０、２０Ａ）とを備えた車両用電源
システムにおいて、整流装置が、ＳｉＣ素材にて形成さ
れた整流機能を有する半導体スイッチング素子（２４乃
至２９）を備え、この半導体スイッチング素子をデュー
ティ制御し交流出力を断続して蓄電装置の電圧とは独立
して設定された出力電圧を交流発電機に発生させるデュ
ーティ制御手段（１２６乃至１３１、１４０、１４２乃
至１５１）を備えることを特徴とする車両用電源システ
ムが提供される。
【００１８】また、請求項２に記載の発明においては、
交流発電機（１０）と、この交流発電機と蓄電装置（Ｂ
ａ）、第１及び第２の電気負荷（３０、４０）との間に
接続された整流装置（２０、２０Ａ）とを備え、この整
流装置が、交流発電機の交流出力を整流し整流出力とし
て蓄電装置及び第１電気負荷（３０）に付与する第１整
流手段（２０ｂ）と、交流出力を整流し整流出力として
第１電気負荷とは異なる電圧で駆動される第２電気負荷
（４０）に付与する第２整流手段（２０ｃ）とを有する
車両用電源システムにおいて、第１整流手段が、ＳｉＣ
素材にて形成された整流機能を有する第１の半導体スイ
ッチング素子（２４乃至２６）を備え、この第１の半導
体スイッチング素子により交流出力の断続及び整流を行
って整流出力とし、第２整流手段が、ＳｉＣ素材にて形
成された整流機能を有する第２の半導体スイッチング素
子（２７乃至２９）を備え、この第２の半導体スイッチ
ング素子により交流出力の断続及び整流を行って整流出
力とし、また、第１及び第２の半導体スイッチング素子
をデューティ制御して交流出力を断続するデューティ制
御手段（１２６乃至１３１、１４０、１４２乃至１５
１）を備えることを特徴とする車両用電源システムが提
供される。
【００１９】また、請求項３に記載の発明では、請求項
２に記載の車両用電源システムにおいて、デューティ制
御手段が、第１電気負荷の駆動のためのデューティ比に
て第１の半導体スイッチング素子をデューティ制御する
第１デューティ制御手段（１２６乃至１３１）と、第２
電気負荷の駆動のためのデューティ比にて第２の半導体
スイッチング素子をデューティ制御する第２デューティ
制御手段（１４２乃至１５１）と、第２電気負荷の駆動
指令の有無を判定し、駆動指令なしとの判定に基づき第
１デューティ制御手段による制御を許容し、一方、駆動
指令ありとの判定に基づき第１及び第２のデューティ制
御手段による制御を許容するように処理する処理手段
（１４０）とを備えることを特徴とする。
【００２０】また、請求項４に記載の発明では、請求項
１乃至３のいずれかに記載の車両用電源システムにおい
て、半導体スイッチング素子が、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ
であることを特徴とする。また、請求項５に記載の発明
においては、多相交流発電機（１０）と、この多相交流
発電機と蓄電装置（Ｂａ）及び電気負荷（３０、４０）
との間に接続されて多相交流発電機の多相交流出力を整
流し整流出力として蓄電装置及び電気負荷に付与する多
相整流装置（２０、２０Ａ）とを備えた車両用電源シス
テムにおいて、多相整流装置の各相の構成素子が、多相
交流出力のいずれかの相出力の断続及び整流を行うＳｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴ（２４乃至２９）であり、また、各Ｓ
ｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを多相交流出力の周期よりも短い周
期にてデューティ制御して多相交流出力を断続するデュ
ーティ制御手段（１２６乃至１３１、１４０、１４２乃
至１５１）を備えることを特徴とする車両用電源システ
ムが提供される。
【００２１】また、請求項６に記載の発明においては、
多相交流発電機（１０）と、この多相交流発電機と蓄電
装置（Ｂａ）及び電気負荷（３０、４０）との間に接続
されて多相交流発電機の多相交流出力を全波整流し整流
出力として蓄電装置及び電気負荷に付与する多相全波整
流装置（２０、２０Ａ）とを備えた車両用電源システム
において、多相全波整流装置が、多相交流出力のいずれ
かの相出力を多相交流出力の周期よりも短い周期にて断
続し、多相交流出力の周期にて整流を行うＳｉＣ−ＭＯ
ＳＦＥＴ（２４乃至２９）を、その相ごとに、少なくと
も一つ備えることを特徴とする車両用電源システムが提
供される。
【００２２】また、請求項７に記載の発明では、請求項
６に記載の車両用電源システムにおいて、多相全波整流
装置におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ以外の構成素子がＳ
ｉＣ製ダイオードであることを特徴とする。また、請求
項８に記載の発明においては、多相交流発電機（１０）
と、蓄電装置（Ｂａ）及び第１電気負荷（３０）に接続
された第１ハーフブリッジ回路（２０ｂ）及び第２電気
負荷（４０）に接続された第２ハーフブリッジ回路（２
０ｃ）と共に第１及び第２の多相全波整流装置を構成す
る第３ハーフブリッジ回路（２０ａ）とを備え、第１多
相全波整流装置により多相交流発電機の多相出力を全波
整流し整流出力として蓄電装置及び第１電気負荷に付与
し、また、第２多相全波整流装置により多相出力を全波
整流し整流出力として第２電気負荷に付与する車両用電
源システムにおいて、第１及び第２のハーフブリッジ回
路の各構成素子が、多相交流出力のいずれかの相出力の
断続及び整流を行うＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（２４乃至２
９）により構成されており、また、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦ
ＥＴをデューティ制御して相出力を断続するデューティ
制御手段（１２６乃至１３１、１４０、１４２乃至１５
１）を備えることを特徴とする車両用電源システムが提
供される。
【００２３】また、請求項９に記載の発明では、請求項
８に記載の車両用電源システムにおいて、第３ハーフブ
リッジ回路の各構成素子がＳｉＣからなるダイオード
（２１乃至２３）であることを特徴とする。また、請求
項１０に記載の発明では、請求項８又は９に記載の車両
用電源システムにおいて、デューティ制御手段が、第１
電気負荷の駆動のためのデューティ比にて第１ハーフブ
リッジ回路のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデューティ制御す
る第１デューティ制御手段（１２６乃至１３１）と、第
２電気負荷の駆動のためのデューティ比にて第１ハーフ
ブリッジ回路のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデューティ制御
する第２デューティ制御手段（１４２乃至１５１）と、
第２電気負荷の駆動指令の有無を判定し、駆動指令なし
との判定に基づき第１デューティ制御手段による制御を
許容し、一方、駆動指令ありとの判定に基づき第１及び
第２のデューティ制御手段による制御を許容するように
処理する処理手段（１４０）とを備えることを特徴とす
る。
【００２４】また、請求項１１に記載の発明において
は、多相交流発電機（１０）と、蓄電装置（Ｂａ）及び
第１電気負荷（３０）に接続された第１ハーフブリッジ
回路（２０ｂ）及び第２電気負荷（４０）に接続された
第２ハーフブリッジ回路（２０ｃ）と共に第１及び第２
の多相全波整流装置を構成する第３ハーフブリッジ回路
（２０ａ）とを備え、第１多相全波整流装置により多相
交流発電機の多相出力を全波整流し整流出力として蓄電
装置及び第１電気負荷に付与し、また、第２多相全波整
流装置により多相出力を全波整流し整流出力として第２
電気負荷に付与する車両用電源システムにおいて、第１
及び第２のハーフブリッジ回路と第３ハーフブリッジ回
路とが、互いに対応する各同一相において、多相交流出
力のいずれかの相出力の断続及び整流を行う少なくとも
一つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（２４乃至２９）により構
成されており、また、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデュー
ティ制御して相出力を断続するデューティ制御手段（１
２６乃至１３１、１４０、１４２乃至１５１）を備える
ことを特徴とする車両用電源システムが提供される。
【００２５】また、請求項１２に記載の発明では、請求
項１１に記載の車両用電源システムにおいて、第１乃至
第３のハーフブリッジ回路におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ以外の構成素子がＳｉＣからなるダイオード（２１乃
至２３）であることを特徴とする。また、請求項１３に
記載の発明では、請求項１１又は１２に記載の車両用電
源システムにおいて、デューティ制御手段が、第１電気
負荷の駆動のためのデューティ比にて第１多相全波整流
装置のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデューティ制御する第１
デューティ制御手段（１２６乃至１３１）と、第２電気
負荷の駆動のためのデューティ比にて第２多相全波整流
装置のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデューティ制御する第２
デューティ制御手段（１４２乃至１５１）と、第２電気
負荷の駆動指令の有無を判定し、駆動指令なしとの判定
に基づき第１デューティ制御手段のみによる制御を許容
し、一方、駆動指令ありとの判定に基づき第１及び第２
のデューティ制御手段による制御を許容するように処理
する処理手段（１４０）とを備えることを特徴とする。
【００２６】また、請求項１４に記載の発明において
は、多相交流発電機（１０）と、この多相交流発電機と
蓄電装置（Ｂａ）及び電気負荷（３０、４０）との間に
接続されて多相交流発電機の多相交流出力を整流し整流
出力として蓄電装置及び電気負荷に付与する多相整流装
置（２０Ｂ）とを備えた車両用電源システムにおいて、
多相整流装置が、多相交流出力の整流を行う多相整流手
段（２１乃至２３、２１ａ乃至２３ａ）と、この多相整
流手段の整流出力を断続するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（２
０ｄ、２０ｅ）とを備え、また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ
をデューティ制御して整流出力を断続するデューティ制
御手段（１２６乃至１３１、１４０、１４２乃至１５
１）を備えることを特徴とする車両用電源システムが提
供される。
【００２７】また、請求項１５に記載の発明では、請求
項１、２、５、６、８、１１及び１４のいずれか一つに
記載の車両用電源システムにおいて、デューティ制御手
段が、そのデューティ制御を、交流発電機の回転数に応
じた最適な発電電圧に対応するデューティ比にて行うこ
とを特徴とする。また、請求項１６に記載の発明では、
請求項３、１０及び１３のいずれか一つに記載の車両用
電源システムにおいて、第１及び第２のデューティ制御
手段が、そのデューティ制御を、交流発電機の回転数に
応じた最適な発電電圧に対応するデューティ比にて行う
ことを特徴とする。
【００２８】また、請求項１７に記載の発明では、請求
項４、５、６、８及び１１のいずれか一つに記載の車両
用電源システムにおいて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（２４
乃至２９）は、寄生ダイオード（Ｄｄ）に高抵抗体（２
００）を直列に介設して形成してなることを特徴とす
る。なお、上記各手段及び素子のカッコ内の符号は、後
述する実施例記載の具体的手段及び素子との対応関係を
示すものである。
【００２９】
【発明の作用効果】上記請求項１及び２に記載の発明に
よれば、整流装置の半導体スイッチング素子がＳｉＣを
素材として形成されているので、この半導体スイッチン
グ素子のデューティ制御手段による断続制御時に、当該
半導体スイッチング素子に流れる電流により高いサージ
電圧が発生しても、この半導体スイッチング素子が、Ｓ
ｉＣによる高耐圧性により高いサージ電圧に対し十分に
耐え得る。従って、サージ電圧に対し故障することのな
い信頼性の高い電源システムを提供できる。
【００３０】また、半導体スイッチング素子はＳｉＣに
より形成されているため、この半導体スイッチング素子
のオン抵抗は、Ｓｉからなるものよりもかなり低い。従
って、半導体スイッチング素子の抵抗損もかなり低くな
る。その結果、交流発電機の出力を高効率にて整流出力
として取り出せる電源システムを提供できる。また、請
求項３に記載の発明によれば、請求項１又は２に記載の
発明と同様の作用効果を達成しつつ、第１及び第２の半
導体スイッチング素子の択一的なデューティ制御が可能
となる。
【００３１】また、請求項４に記載の発明のように、半
導体スイッチング素子をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにより構
成しても、請求項１乃至３に記載の発明と同様の作用効
果を達成できる。また、請求項５に記載の発明における
多相整流装置或いは請求項６、８、１１に記載の発明に
おける多相全波整流装置に採用したＳｉＣ−ＭＯＳＦＥ
Ｔによっても、請求項１に記載の発明と同様に作用効果
を達成できる。
【００３２】また、請求項１０及び１３に記載の発明に
よれば、請求項８及び９に記載の発明と同様の作用効果
を達成しつつ、第１及び第２のハーフブリッジ回路の各
ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの択一的なデューティ制御が可能
となる。また、請求項１４に記載の発明によれば、多相
整流手段の整流出力を単一のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによ
り断続するので、電源システムの構成やデューティ制御
が簡単になる。
【００３３】また、請求項１５に記載の発明によれば、
デューティ制御が、交流発電機の回転数に応じた最適な
発電電圧に対応するデューティ比にて行われるので、請
求項１、２、５、６、８、１１、１４に記載の発明の作
用効果を達成しつつ交流発電機の最大出力を確保でき
る。また、請求項１６に記載の発明によっても、請求項
３、１０、１３に記載の発明の作用効果を達成しつつ交
流発電機の最大出力を確保できる。
【００３４】また、請求項１７に記載の発明によれば、
ハーフブリッジ回路の半導体スイッチング素子として、
高抵抗体を寄生ダイオードに直列に介設して形成してな
るＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを採用し、寄生ダイオードに流
れる電流を阻止している。これにより、請求項４、５、
６、８及び１１に記載の発明の作用効果を達成しつつ、
良好なデューティ制御及び電気負荷がＥＨＣ等である場
合の電力制御が可能となる。
【００３５】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１乃至図４を参
照して説明する。図１は、本発明に係る車両用電源シス
テムの一例を示している。この電源システムは、当該車
両に搭載される交流発電機１０を備えており、この交流
発電機１０は、三相のスター結線からなる電機子コイル
１１乃至１３を巻装した固定子と、界磁コイル１４を巻
装した回転子とにより構成されている。
【００３６】これにより、この交流発電機１０は、その
回転子にて当該車両のエンジンにより駆動されて、界磁
コイル１４に流れる界磁電流Ｉｆに応じて電機子コイル
１１乃至１３に三相の交流電圧を誘起し発電電圧として
発生する。この電源システムは、整流装置２０を備えて
おり、この整流装置２０は、ローサイドハーフブリッジ
回路２０ａと、第１及び第２のハイサイドハーフブリッ
ジ回路２０ｂ、２０ｃにより構成されている。
【００３７】ローサイドハーフブリッジ回路２０ａは、
ＳｉＣにより形成したダイオード２１乃至２３により構
成されており、これら各ダイオード２１乃至２３は、そ
のアノードにて接地されている。また、各ダイオード２
１乃至２３は、そのカソードにて、それぞれ、各電機子
コイル１１乃至１３の出力端に接続されている。本実施
例においては、各ダイオード２１乃至２３は、図８にて
示すＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの構造のうちのＰＮ接合から
形成されている。
【００３８】また、第１ハイサイドハーフブリッジ回路
２０ｂは、ローサイドハーフブリッジ回路２０ａと共に
低電圧負荷側三相全波整流回路を構成するもので、この
第１ハイサイドハーフブリッジ回路２０ｂは、図８及び
図９にて例示するように、高抵抗体２００を寄生ダイオ
ードＤｄに直列に介設して形成してなるＳｉＣ−ＭＯＳ
ＦＥＴ２４乃至２６により構成されている。
【００３９】これら各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２
６は、そのドレイン電極Ｄにて各ダイオード２１乃至２
３のカソードにそれぞれ接続されている。また、これら
各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２６のソース電極Ｓ
は、共にバッテリＢａの正側端子に接続されている。な
お、バッテリＢａには、当該車両の低電圧負荷３０が直
列接続されている。また、符号５０は、低電圧負荷３０
に並列接続したコンデンサを示す。
【００４０】第２ハイサイドハーフブリッジ回路２０ｃ
はローサイドハーフブリッジ回路２０ａと共に高電圧負
荷側三相全波整流回路を構成するもので、この第２ハイ
サイドハーフブリッジ回路２０ｃは、図８及び図９にて
例示するように、高抵抗体２００を寄生ダイオードＤｄ
に直列に介設して形成してなるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２
７乃至２９により構成されている。
【００４１】これら各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７、２
８、２９は、そのドレイン電極Ｄにて各ダイオード２
３、２１、２２のカソードにそれぞれ接続されている。
また、これら各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９のソ
ース電極Ｓは、共に当該車両の高電圧負荷４０を通して
接地されている。なお、高電圧負荷４０は当該車両の電
気加熱触媒（以下、ＥＨＣという）である。
【００４２】また、上述した第１及び第２のハイサイド
ハーフブリッジ回路２０ｂ、２０ｃの各ＳｉＣ−ＭＯＳ
ＦＥＴは、図８及び図９にて例示する構成を有するよう
に形成されており、これらＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、そ
の各ゲートにて、マイクロコンピュータ６０により制御
され、スイッチング作用及び整流作用を発揮する。マイ
クロコンピュータ６０は、コンピュータプログラムを図
２及び図３にて示すフローチャートに従い実行し、この
実行中において、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２９
及び界磁コイル１４に接続したパワートランジスタ７０
をデューティ制御するための演算処理を行う。なお、上
記コンピュータプログラムは、マイクロコンピュータ６
０のＲＯＭに予め記憶されている。また、マイクロコン
ピュータ６０は、整流装置２０から熱的に分離してこの
整流装置２０と一体的に配置されている。
【００４３】パワートランジスタ７０は、そのコレクタ
にてバッテリＢａの正側端子に接続されており、このパ
ワートランジスタ７０のエミッタは界磁コイル１４を通
して接地されている。これにより、パワートランジスタ
７０は、そのベースにて、マイクロコンピュータ６０に
より制御されて、スイッチング作用を発揮する。このよ
うに構成した本実施例において、当該車両のイグニッシ
ョンスイッチを操作してエンジンを駆動するとともに、
電源システムを作動させれば、マイクロコンピュータ６
０が、図２及び図３のフローチャートに従いコンピュー
タプログラムの実行を開始する。
【００４４】これに伴い、ステップ１００において、バ
ッテリＢａの直流電圧Ｖｂ（以下、バッテリ電圧Ｖｂと
いう）が、マイクロコンピュータ６０に入力され、次の
ステップ１１０にて、基準電圧Ｖｂｒｅｆと比較され
る。ここで、Ｖｂ＝Ｖｂｒｅｆであれば、ステップ１１
０にてＹＥＳと判定されて、バッテリ電圧Ｖｂに対応す
るデューティ比Ｄｉｆがステップ１１１においてパワー
トランジスタ７０に第１デューティ出力信号として出力
される。なお、基準電圧Ｖｂｒｅｆは、正常なバッテリ
電圧Ｖｂが１２Ｖであることを考慮して、１３．５Ｖと
なっている。
【００４５】一方、ステップ１１０における判定がＮＯ
である場合には、ステップ１２０にてデューティ比Ｄｉ
ｆが所定値（例えば、９０％）以上か否かが判定され
る。デューティ比Ｄｉｆが上記所定値以上でなければ、
ステップ１２０にてＮＯと判定される。ついで、ステッ
プ１２１にて、デューティ比Ｄｉｆが低電圧負荷３０の
うち軽負荷に対応する値に向けて変更され、この変更デ
ューティ比Ｄｉｆがステップ１２２において第１デュー
ティ出力信号としてパワートランジスタ７０のベースに
出力される。
【００４６】このようにして、ステップ１１１或いは１
２２における第１デューティ出力信号が出力されると、
パワートランジスタ７０がデューティ比Ｄｉｆにてスイ
ッチング駆動される。このため、バッテリ電圧Ｖｂが、
パワートランジスタ７０によりデューティ比Ｄｉｆにて
交流発電機１０の界磁コイル１４に印加される。そし
て、このような印加電圧に応じて、界磁コイル１４に界
磁電流Ｉｆが流入する。
【００４７】これにより、エンジンにより駆動されてい
る交流発電機１０においては、界磁電流Ｉｆに応じて、
電機子コイル１１、１２、１３には、三相の交流電圧が
誘起される。このような状態において、ステップ１２０
における判定がＹＥＳになると、低電圧負荷３０が重負
荷状態であるとの判断に基づき、ステップ１２３におい
て、電機子コイル１２に生ずる交流電圧Ｖｘがマイクロ
コンピュータ６０に入力される。
【００４８】すると、この交流電圧Ｖｘの周波数に基づ
き、ステップ１２４において、交流発電機１０の回転数
Ｎが算出され、然る後、ステップ１２５において、直線
式Ｖｏ＝０．０１２Ｎに基づき、第１ハイサイドハーフ
ブリッジ回路２０ｂの各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデュー
ティ制御するためのデューティ比Ｄｖｂが算出される。
例えば、Ｄｖｂ＝｛ｔ１／（ｔ１＋ｔ２）｝×１００％
に相当する（図４（ａ）参照）。
【００４９】上記直線式で、Ｖｏは、交流発電機１０が
その回転数Ｎに基づき最高出力を出すときの最適な発電
電圧を表す。また、この直線式は、次のようにして導出
されている。交流発電機１０においては、最適な発電電
圧Ｖｏが、回転数Ｎ＝１０００ｒ．ｐ．ｍ．、２０００
ｒ．ｐ．ｍ．及び３０００ｒ．ｐ．ｍ．のとき、それぞ
れ、１２Ｖ、２４Ｖ及び３６Ｖとなる。これにより、勾
配Ｖｏ／Ｎが０．０１２となる。そこで、上記直線式が
Ｖｏ＝０．０１２Ｎとして導出される。なお、この直線
式はデータとしてマイクロコンピュータ６０のＲＯＭに
予め記憶されている。
【００５０】上述のようにしてステップ１２５における
演算処理が終了すると、次のステップ１２６において、
デューティ比Ｄｖｂが第２デューティ出力信号として第
１ハイサイドハーフブリッジ回路２０ｂの各ＳｉＣ−Ｍ
ＯＳＦＥＴ２４乃至２６のゲートに出力される。つい
で、ステップ１２７において、バッテリ電圧Ｖｂがマイ
クロコンピュータ６０に入力される。そして、このバッ
テリ電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｂｒｅｆと一致していなけれ
ば、ステップ１３０における判定がＮＯとなり、ステッ
プ１３１においてデューティ比Ｄｖｂが基準電圧Ｖｂｒ
ｅｆに対応する値に向けて変更され、ステップ１２６に
おいて、この変更デューティ比Ｄｖｂが第２デューティ
出力信号として出力される。
【００５１】しかして、上述のようにして、ステップ１
２６において第２デューティ出力信号が出力されると、
各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２６が、デューティ比
Ｄｖｂにてスイッチング駆動され、各電機子コイル１１
乃至１３の電機子電圧をバッテリＢａから独立した最適
な発電電圧にデューティ制御して重負荷にある低電圧負
荷３０に印加してこれを駆動する。
【００５２】また、ステップ１３０における判定がＹＥ
Ｓになると、次のステップ１４０において、エンジンＥ
ＣＵ（図示しない）からのＥＨＣ信号の入力の有無が判
定される。ここで、このＥＨＣ信号は、高電圧負荷４０
の駆動指令を表す信号で、当該車両のイグニッションス
イッチのオン後数秒間上記エンジンＥＣＵから出力され
るものである。
【００５３】上記ＥＨＣ信号の入力があれば、ステップ
１４０における判定がＹＥＳとなり、次のステップ１４
１において、デューティ比Ｄｖｈが次のようにして決定
される。即ち、高電圧負荷４０からのＥＨＣ電圧ＶＨの
交流発電機１０の電機子電圧Ｖｘに対する比ＶＨ／Ｖｘ
がデューティ比Ｄｖｈとして決定される。例えば、Ｄｖ
ｈ＝｛ｔ１／（ｔ１＋ｔ３）｝×１００％に相当する
（図４（ｂ）参照）。ＶＨ＞Ｖｘの場合は、デューティ
比１００％として出力する。そして、このデューティ比
Ｄｖｈがステップ１４２にて第３デューティ出力信号と
して第２ハイサイドハーフブリッジ回路２０ｃの各Ｓｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９のゲートに出力される。
【００５４】ついで、ステップ１４３において、高電圧
負荷４０のＥＨＣ電圧ＶＨがマイクロコンピュータ６０
に入力される。そして、このＥＨＣ電圧ＶＨが基準電圧
Ｖｈｒｅｆ（例えば、２４Ｖ）と一致していなければ、
ステップ１５０における判定がＮＯとなり、ステップ１
５１においてデューティ比Ｄｖｈが基準電圧Ｖｈｒｅｆ
に向けて変更され、ステップ１４２において、この変更
デューティ比Ｄｖｈが第３デューティ出力信号として出
力される。
【００５５】しかして、上述のようにして、ステップ１
４２において第３デューティ出力信号が出力されると、
各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９が、デューティ比
Ｄｖｈにてスイッチング駆動され、各電機子コイル１１
乃至１３の電機子電圧をバッテリＢａから独立した最適
な発電電圧にデューティ制御して高電圧負荷４０に印加
する。これにより、この高電圧負荷４０が高電圧にて駆
動される。
【００５６】以上説明したように、整流装置２０の第１
及び第２のハイサイドハーフブリッジ回路２０ｂ、２０
ｃにおいて、交流発電機１０の出力に対し整流機能を有
する半導体スイッチング素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ２４乃至２９を採用した。このため、これらＳｉＣ−
ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２９による出力断続時にこれらＳ
ｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電流に基づき高いサージ電
圧が発生しても、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２９が
そのＳｉＣによる高耐圧性により高いサージ電圧に対し
十分に耐える。
【００５７】特に、本実施例のように交流発電機１０の
発電電圧をバッテリ電圧Ｖｂよりも高くするようにＳｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９のスイッチング制御を行
うものにおいては、発電電圧の高さに応じてサージ電圧
も高くなるので、特に有効である。従って、サージ電圧
に対し故障することのない信頼性の高い電源システムを
提供できる。
【００５８】また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２９
は上述のごとく低オン抵抗素子であるため、整流損等の
抵抗損が低い。このため、交流発電機１０の出力を高効
率にて取り出せる。さらに、上述のように抵抗損が低い
ために、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２９の発熱が低
い。従って、これらＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２９
の冷却が殆ど不要故、冷却構造の省略により電源システ
ムを小型化できる。
【００５９】また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２９
の高速スイッチング特性も良好なため、交流発電機１０
が高速回転しても、良好なデューティ制御の追従が可能
である。また、本実施例では、上述のごとく、図８及び
図９にて例示する高抵抗体２００を寄生ダイオードＤｄ
に直列に介設して形成した構成のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ
２４乃至２９を採用した。
【００６０】寄生ダイオードに高抵抗体を介設しない構
造のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（例えば、図９のＰ型ウェル
領域３とソース電極と短絡させたもの）を、単品で、本
実施例の第１及び第２のハイサイドハーフブリッジ回路
２０ｂ、２０ｃに採用した場合、ソース端子を電機子コ
イル側に結線すると、第１ハイサイドハーフブリッジ回
路２０ｂのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２４乃至２６
ではスイッチングしても、オフ期間で電機子コイル側か
ら寄生ダイオードＤｄを通り電流が流れてしまい、最適
のデューティ比に対する設定が不能となる。
【００６１】また、同様に、第２ハイサイドハーフブリ
ッジ回路２０ｃのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９で
は、オフしていても、寄生ダイオードＤｄを通り電流が
流れる。このため、常時、高電圧負荷４０へ電流が流れ
出して無駄な電力を消費するという不具合がある。ま
た、逆向きの結線をした場合（ドレイン端子を電機子コ
イル側に結線した場合）には、第１及び第２のハイサイ
ドハーフブリッジ回路２０ｂ、２０ｃ共に、寄生ダイオ
ードＤｄを通り発電電流が逆流してしまう。これは、三
相交流電圧が電機子コイル端に発生するため、必ず、ハ
イサイドハーフブリッジ回路の高電位端よりも低い電圧
が電機子コイル端の１相に発生し、この１相の寄生ダイ
オードＤｄをオンさせてしまうことに起因する。
【００６２】上述のように、第１及び第２のハイサイド
ハーフブリッジ回路にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用する
場合、すべてのハイサイドハーフブリッジ回路で寄生ダ
イオードの導通を阻止する必要がある。これに対し、本
実施例では、寄生ダイオードＤｄに高抵抗体２００を直
列に介設して形成してなるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃
至２９を採用している。このため、上述のように寄生ダ
イオードを通して流れる電流が大幅に低減されて、良好
なデューティ制御及び高電圧負荷４０の電力制御が可能
となる。
【００６３】なお、上述のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃
至２９は、寄生ダイオードに高抵抗体を介設しないＳｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴを２個逆向きに直列接続したものであ
ってもよいが、この場合には、素子数が２倍となる。ま
た、本実施例では、ローサイドハーフブリッジ回路２０
ａのダイオード２１乃至２３がＳｉＣ製ダイオードであ
るため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ同様に整流損が低い。こ
のため、高耐熱となり、ダイオード２１乃至２３の冷却
が殆ど不要故、冷却構造の省略により電源システムを小
型化できる。
【００６４】また、上記ステップ１４０においてＮＯと
の判定となる場合には、コンピュータプログラムがステ
ップ１４１に進むことなくステップ１００に戻る。この
ため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９はオフしたま
まに維持される。なお、上記ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの整
流作用は、各相の発電電圧が正の半周期で当該ＳｉＣ−
ＭＯＳＦＥＴがスイッチング駆動され、負の半周期でオ
フされることにより行われる。
【００６５】図５は上記実施例の第１変形例を示してい
る。この第１変形例においては、上記実施例にて述べた
整流装置２０に代えて、整流装置２０Ａを採用したこと
にその構成上の特徴がある。この整流装置２０Ａは、整
流装置２０において第２ハイサイドハーフブリッジ回路
２０ｃを廃止した構成を有している。
【００６６】これにより、高電圧負荷４０の制御に対す
る作用効果を除き上記実施例と同様の作用効果を達成で
きる。なお、リアクトル５１及び還流ダイオード５２が
付加されているが、電流を平滑するものであり、無くて
もよい。図６は、上記実施例の第２変形例を示してい
る。この第２変形例においては、上記実施例にて述べた
整流装置２０に代えて、整流装置２０Ｂを採用したこと
にその構成上の特徴がある。
【００６７】この整流装置２０Ｂは、上記実施例にて述
べたローサイドハーフブリッジ回路２０ａの各ダイオー
ド２１、２２、２３と、これらダイオードと共に三相全
波整流回路を構成する各ダイオード２１ａ、２２ａ、２
３ａと、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２０ｅ、２０ｄとによ
り構成されている。各ダイオード２１ａ、２２ａ、２３
ａはＳｉＣ製ダイオードからなるもので、これら各ダイ
オード２１ａ、２２ａ、２３ａは、そのアノードにて各
ダイオード２１、２２、２３のカソードにそれぞれ接続
されている。
【００６８】各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２０ｄ、２０ｅ
は、そのドレイン電極Ｄにて、各ダイオード２１ａ、２
２ａ、２３ａのアノードに接続されている。一方、Ｓｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴ２０ｄのソース電極Ｓは、バッテリＢ
ａの正側端子に接続されており、また、ＳｉＣ−ＭＯＳ
ＦＥＴ２０ｅのソース電極Ｓは、高電圧負荷４０を通し
て接地されている。
【００６９】しかして、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２０ｄ
は、そのゲート電極にて、上記実施例における各ＳｉＣ
−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２６に代えて、これらＳｉＣ−
ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２６と同様にマイクロコンピュー
タ６０により制御される。一方、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ
２０ｅは、そのゲート電極にて、上記実施例における各
ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９に代えて、これらＳ
ｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９と同様にマイクロコン
ピュータ６０により制御される。
【００７０】このように構成した本第２変形例では、上
記実施例にて述べた第１及び第２のハイサイドハーフブ
リッジ回路２０ｂ、２０ｃにおけるスイッチング機能
が、それぞれ、単一のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２０ｄ、２
０ｅにより達成されるので、デューティ制御及び構成が
簡単になる。この場合、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２０ｄ、
２０ｅが、共に、低オン抵抗素子故、発熱も低いため、
熱分散や冷却も殆ど不要である。
【００７１】なお、高電圧負荷４０を有ない場合には、
ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２０ｅは無くてもよい。図７は、
上記実施例の第３変形例を示している。この第３変形例
においては、上記実施例にて述べた第１ハイサイドハー
フブリッジ回路２０ｂの各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４、
２５、２６が、図７にて示すごとく一体的に構成されて
いる。Ｎ+ 型基板１は、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４、
２５、２６の共通のドレイン電極Ｄ（９）に接続されて
おり、Ｎ+ 型基板１上には、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２
４、２５、２６のＰ型ウエル領域３が互いにパンチスル
ー不能な距離だけ十分に離れて個別に形成されている。
【００７２】また、各Ｐ型ウエル領域３の表面部には、
Ｎ+ 型領域８（ソース電極Ｓ）がそれぞれ個別に形成さ
れ、各ゲート電極７が、各Ｐ型ウエル領域３の表面部に
各絶縁膜５を介して配設されている。また、各Ｎ+ 型領
域８は各ゲート電極７により耐圧層２に個別に導通され
る。ここで、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４２５、２６で
は、それぞれ、上述のように、ニッケル電極２０１が、
スパッタリングや真空蒸着により形成され、このニッケ
ル電極２０１とＰ型ウエル領域３との間にニッケルとＳ
ｉＣの高抵抗の合金層が形成され、この合金層が高抵抗
体２００を構成する。
【００７３】これにより、１チップ上に３個のＳｉＣ−
ＭＯＳＦＥＴ２４乃至２６を何ら工程を増加することな
く集積できる。また、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２４乃至
２６の整流損、電力損失が小さいので、上記集積により
各素子が高温化することも回避できる。このようなこと
は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ２７乃至２９においても同様
である。
【００７４】なお、上記実施例においては、マイクロコ
ンピュータ６０が、整流装置２０から熱的に分離してこ
の整流装置２０と一体的に配置されている例について説
明したが、これに代えて、整流装置２０の各構成素子を
分離して交流発電機１０に取り付けることにより、マイ
クロコンピュータ６０を整流装置２０から分離するよう
にして実施してもよい。
【００７５】また、本発明の実施にあたっては、マイク
ロコンピュータ６０を上記エンジンＥＣＵ内に機能統合
して実施してもよい。また、本発明の実施にあたって
は、高電圧負荷４０としては、上述した電気加熱触媒に
限ることなく、例えば、当該車両のウィンドウに埋設し
た加熱コイルであってもよい。
【００７６】また、本発明の実施にあたっては、ローサ
イドハーフブリッジ回路２０ａを、ダイオード２１乃至
２３に代えて、各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにより構成して
実施してもよい。また、本発明の実施にあたっては、上
記実施例にて述べた各ハイサイドハーフブリッジ回路２
０ｂ、２０ｃ並びにローサイドハーフブリッジ回路２０
ａを、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣからなるダイオー
ドを混在させてそれぞれ構成して実施してもよい。この
場合、ハイサイドハーフブリッジ回路２０ｂとローサイ
ドハーフブリッジ回路２０ａとの互いに対応する各同一
の相に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴが存在していることが望
ましい。
【００７７】また、本発明の実施にあたっては、交流発
電機１０としては、三相に限ることなく多相交流発電機
を採用して実施してもよい。上記実施例の各フローチャ
ートにおける各ステップは、それぞれ、機能実行手段と
してハードロジック構成により実現するようにしてもよ
い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す電気回路構成図であ
る。
【図２】図１のマイクロコンピュータの作用を示すフロ
ーチャートの前段部である。
【図３】同フローチャートの後段部である。
【図４】図１の第１及び第２のハイサイドハーフブリッ
ジ回路の各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのデューティ波形を示
す図である。
【図５】上記実施例の第１変形例を示す電気回路図であ
る。
【図６】上記実施例の第２変形例を示す電気回路図であ
る。
【図７】上記実施例の第３変形例を示す第１ハイサイド
ハーフブリッジ回路の各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの断面構
造図である。
【図８】ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの要部断面構造を示す図
である。
【図９】図８のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの等価回路図であ
る。
【図１０】ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗と耐圧との
関係をＳｉ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗と耐圧との関係と
の比較において示すグラフである。
【符号の説明】
１０・・・交流発電機、１１乃至１３・・・電機子コイ
ル、１４・・・界磁コイル、２０、２０Ａ、２０Ｂ・・
・整流装置、２０ａ・・・ローサイドハーフブリッジ回
路、２０ｂ・・・第１ハイサイドハーフブリッジ回路、
２０ｃ・・・第２ハイサイドハーフブリッジ回路、２１
乃至２３・・・ダイオード、２４乃至２９・・・ＳｉＣ
−ＭＯＳＦＥＴ、３０・・・低電圧負荷、４０・・・高
電圧負荷、６０・・・マイクロコンピュータ、Ｂａ・・
・バッテリ。

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流発電機と、 この交流発電機と蓄電装置及び電気負荷との間に接続さ
    れて前記交流発電機の交流出力を整流し整流出力として
    前記蓄電装置及び電気負荷に付与する整流装置とを備え
    た車両用電源システムにおいて、 前記整流装置が、ＳｉＣ素材にて形成された整流機能を
    有する半導体スイッチング素子を備え、この半導体スイ
    ッチング素子をデューティ制御し前記交流出力を断続し
    て前記蓄電装置の電圧とは独立して設定された出力電圧
    を前記交流発電機に発生させるデューティ制御手段を備
    えることを特徴とする車両用電源システム。
  2. 【請求項２】 交流発電機と、 この交流発電機と蓄電装置、第１及び第２の電気負荷と
    の間に接続された整流装置とを備え、 この整流装置が、前記交流発電機の交流出力を整流し整
    流出力として前記蓄電装置及び第１電気負荷に付与する
    第１整流手段と、前記交流出力を整流し整流出力として
    前記第１電気負荷とは異なる電圧で駆動される前記第２
    電気負荷に付与する第２整流手段とを有する車両用電源
    システムにおいて、 前記第１整流手段が、ＳｉＣ素材にて形成された整流機
    能を有する第１の半導体スイッチング素子を備え、この
    第１の半導体スイッチング素子により前記交流出力の断
    続及び整流を行って前記整流出力とし、 前記第２整流手段が、ＳｉＣ素材にて形成された整流機
    能を有する第２の半導体スイッチング素子を備え、この
    第２半導体スイッチング素子により前記交流出力の断続
    及び整流を行って前記整流出力とし、 また、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子をデ
    ューティ制御して前記交流出力を断続するデューティ制
    御手段を備えることを特徴とする車両用電源システム。
  3. 【請求項３】 前記デューティ制御手段が、 前記第１電気負荷の駆動のためのデューティ比にて前記
    第１の半導体スイッチング素子をデューティ制御する第
    １デューティ制御手段と、 前記第２電気負荷の駆動のためのデューティ比にて前記
    第２の半導体スイッチング素子をデューティ制御する第
    ２デューティ制御手段と、 前記第２電気負荷の駆動指令の有無を判定し、前記駆動
    指令なしとの判定に基づき前記第１デューティ制御手段
    による制御を許容し、一方、前記駆動指令ありとの判定
    に基づき前記第１及び第２のデューティ制御手段による
    制御を許容するように処理する処理手段とを備えること
    を特徴とする請求項２に記載の車両用電源システム。
  4. 【請求項４】 前記半導体スイッチング素子が、ＳｉＣ
    −ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至３
    のいずれかに記載の車両用電源システム。
  5. 【請求項５】 多相交流発電機と、 この多相交流発電機と蓄電装置及び電気負荷との間に接
    続されて前記多相交流発電機の多相交流出力を整流し整
    流出力として前記蓄電装置及び電気負荷に付与する多相
    整流装置とを備えた車両用電源システムにおいて、 前記多相整流装置の各相の構成素子が、前記多相交流出
    力のいずれかの相出力の断続及び整流を行うＳｉＣ−Ｍ
    ＯＳＦＥＴであり、 また、前記各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを前記多相交流出力
    の周期よりも短い周期にてデューティ制御して前記多相
    交流出力を断続するデューティ制御手段を備えることを
    特徴とする車両用電源システム。
  6. 【請求項６】 多相交流発電機と、 この多相交流発電機と蓄電装置及び電気負荷との間に接
    続されて前記多相交流発電機の多相交流出力を全波整流
    し整流出力として前記蓄電装置及び電気負荷に付与する
    多相全波整流装置とを備えた車両用電源システムにおい
    て、 前記多相全波整流装置が、前記多相交流出力のいずれか
    の相出力を前記多相交流出力の周期よりも短い周期にて
    断続し、前記多相交流出力の周期にて整流を行うＳｉＣ
    −ＭＯＳＦＥＴを、その相ごとに、少なくとも一つ備え
    ることを特徴とする車両用電源システム。
  7. 【請求項７】 前記多相全波整流装置における前記Ｓｉ
    Ｃ−ＭＯＳＦＥＴ以外の構成素子がＳｉＣ製ダイオード
    であることを特徴とする請求項６に記載の車両用電源シ
    ステム。
  8. 【請求項８】 多相交流発電機と、 蓄電装置及び第１電気負荷に接続された第１ハーフブリ
    ッジ回路及び第２電気負荷に接続された第２ハーフブリ
    ッジ回路と共に第１及び第２の多相全波整流装置を構成
    する第３ハーフブリッジ回路とを備え、前記第１多相全
    波整流装置により前記多相交流発電機の多相出力を全波
    整流し整流出力として前記蓄電装置及び第１電気負荷に
    付与し、また、前記第２多相全波整流装置により前記多
    相出力を全波整流し整流出力として前記第２電気負荷に
    付与する車両用電源システムにおいて、 前記第１及び第２のハーフブリッジ回路の各構成素子
    が、前記多相交流出力のいずれかの相出力の断続及び整
    流を行うＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにより構成されており、 また、前記各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデューティ制御し
    て前記相出力を断続するデューティ制御手段を備えるこ
    とを特徴とする車両用電源システム。
  9. 【請求項９】 前記第３ハーフブリッジ回路の各構成素
    子がＳｉＣからなるダイオードであることを特徴とする
    請求項８に記載の車両用電源システム。
  10. 【請求項１０】 前記デューティ制御手段が、 前記第１電気負荷の駆動のためのデューティ比にて前記
    第１ハーフブリッジ回路のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデュ
    ーティ制御する第１デューティ制御手段と、 前記第２電気負荷の駆動のためのデューティ比にて前記
    第１ハーフブリッジ回路のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデュ
    ーティ制御する第２デューティ制御手段と、 前記第２電気負荷の駆動指令の有無を判定し、前記駆動
    指令なしとの判定に基づき前記第１デューティ制御手段
    による制御を許容し、一方前記駆動指令ありとの判定に
    基づき前記第１及び第２のデューティ制御手段による制
    御を許容するように処理する処理手段とを備えることを
    特徴とする請求項８又は９に記載の車両用電源システ
    ム。
  11. 【請求項１１】 多相交流発電機と、 蓄電装置及び第１電気負荷に接続された第１ハーフブリ
    ッジ回路及び第２電気負荷に接続された第２ハーフブリ
    ッジ回路と共に第１及び第２の多相全波整流装置を構成
    する第３ハーフブリッジ回路とを備え、前記第１多相全
    波整流装置により前記多相交流発電機の多相出力を全波
    整流し整流出力として前記蓄電装置及び第１電気負荷に
    付与し、また、前記第２多相全波整流装置により前記多
    相出力を全波整流し整流出力として前記第２電気負荷に
    付与する車両用電源システムにおいて、 前記第１及び第２のハーフブリッジ回路と前記第３ハー
    フブリッジ回路とが、互いに対応する各同一相におい
    て、前記多相交流出力のいずれかの相出力の断続及び整
    流を行う少なくとも一つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにより
    構成されており、 また、前記各ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデューティ制御し
    て前記相出力を断続するデューティ制御手段を備えるこ
    とを特徴とする車両用電源システム。
  12. 【請求項１２】 前記第１乃至第３のハーフブリッジ回
    路におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ以外の構成素子がＳｉ
    Ｃからなるダイオードであることを特徴とする請求項１
    １に記載の車両用電源システム。
  13. 【請求項１３】 前記デューティ制御手段が、 前記第１電気負荷の駆動のためのデューティ比にて前記
    第１多相全波整流装置のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデュー
    ティ制御する第１デューティ制御手段と、 前記第２電気負荷の駆動のためのデューティ比にて前記
    第２多相全波整流装置のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデュー
    ティ制御する第２デューティ制御手段と、 前記第２電気負荷の駆動指令の有無を判定し、前記駆動
    指令なしとの判定に基づき前記第１デューティ制御手段
    のみによる制御を許容し、一方、前記駆動指令ありとの
    判定に基づき前記第１及び第２のデューティ制御手段に
    よる制御を許容するように処理する処理手段とを備える
    ことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の車両用電
    源システム。
  14. 【請求項１４】 多相交流発電機と、 この多相交流発電機と蓄電装置及び電気負荷との間に接
    続されて前記多相交流発電機の多相交流出力を整流し整
    流出力として前記蓄電装置及び電気負荷に付与する多相
    整流装置とを備えた車両用電源システムにおいて、 前記多相整流装置が、前記多相交流出力の整流を行う多
    相整流手段と、この多相整流手段の整流出力を断続する
    ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとを備え、 また、前記ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをデューティ制御して
    前記整流出力を断続するデューティ制御手段を備えるこ
    とを特徴とする車両用電源システム。
  15. 【請求項１５】 前記デューティ制御手段が、そのデュ
    ーティ制御を、前記交流発電機の回転数に応じた最適な
    発電電圧に対応するデューティ比にて行うことを特徴と
    する請求項１、２、５、６、８、１１及び１４のいずれ
    か一つに記載の車両用電源システム。
  16. 【請求項１６】 前記第１及び第２のデューティ制御手
    段が、そのデューティ制御を、前記交流発電機の回転数
    に応じた最適な発電電圧に対応するデューティ比にて行
    うことを特徴とする請求項３、１０及び１３のいずれか
    一つに記載の車両用電源システム。
  17. 【請求項１７】 前記ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、寄生ダ
    イオードに高抵抗体を直列に介設して形成してなること
    を特徴とする請求項４、５、６、８及び１１のいずれか
    一つに記載の車両用電源システム。
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