CN1357966A - 电源装置和使用该电源装置的空气调节器 - Google Patents

Abstract

一种电源装置,包括:对交流电源的电压进行整流的整流电路;与整流电路连接的扼流圈;包含多个开关元件和电容器电路,并输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路;连接在整流电路和功率因数改善电路之间,使其间形成的电流线路的通电状态在导通或断开之间切换的切换开关部;控制切换开关部的通电状态的切换开关控制部;生成并输出使功率因数改善电路的各开关元件开/关的脉冲信号的脉冲信号控制部;接收来自脉冲信号控制部的脉冲信号,驱动功率因数改善电路的开关元件的开关驱动部。扩大输入电流的导通角,改善功率因数,降低输入电流的高次谐波成分。

Description

电源装置和使用该电源装置的空气调节器

技术领域

本发明涉及一种把交流变为直流，降低输入电流的高次谐波成分，改善功率因数，提供所需的电源电压的电源装置和使用该电源装置的空气调节器。

背景技术

以往，作为交流—直流的变换电路，电容器输入型整流电路被应用于各个领域，它把交流电压输入到二极管整流电路中，得到脉动电流输出，利用电容器使脉动电流变平滑，得到直流电压。在电容器输入型整流电路中，因为输入电流的电流导通角变窄，功率因数差，无效功率多，所以不但不能有效地使用电力，还存在含有很多的高次谐波成分，并对连接到同一电源系统的机器构成障碍等问题。作为用于解决该问题，改善功率因数，降低高次谐波成分的技术，有特开平9-182457号公报所示的电源装置。

该电源装置具有图26(a)所示的电路结构，如图26(a)所示，利用整流电路103将从交流电源101输入的交流电压Vin转换为脉动输出电压时，有扼流圈102。由此，能使输入电流Iin的冲击得到缓和，结果，因为扩大了电流导通角，所以能改善功率因数，能减少输入电流中所含的高次谐波成分。

例如，当在空气调节器中使用本电源装置时，负载105成为驱动压缩机用电机和该电机的变换器。当交流电源101为100V时，通常使继电器电路130为导通状态，作为倍电压整流电路进行工作。

特别是在低负载领域中，通过断开继电器电路130，电源装置变为全波整流电路，因为能把输出直流电压抑制得很低，所以此时能降低变换器和电机的损失。

如以上所述，图26所示的现有电源装置，只通过插入结构简单的无源元件，就能在改善功率因数，同时通过切换继电器电路130的通电状态，就能抑制负载105的损失。

另外，作为其他的技术，这里将讨论特开平11-206130号公报所示的电源装置。该电源装置具有图27(a)所示的电路结构。以下将详细说明该电源装置的动作。

在图27(a)中，与交流电流101的零交叉点同步，控制部132输出使开关元件131打开给定时间的脉冲信号。由此，经扼流圈102，通过整流电路133和开关元件131，由于使交流电源101短路的电流流动，所以输入电流从交流电源101的零交叉点流动。然后，开关元件131关闭，电流就通过扼流圈102、整流电路103、电容器120a、120b或平滑电容器104流动。结果，能使电流导通角扩大，并能大幅度地改善功率因数。

当在空气调节器中也使用本电源装置时，负载105成为驱动压缩机用电机和该电机的变换器。因此，同样通过在低负载领域使继电器电路130处于断开状态，形成全波整流电路，能抑制在变换器和电机中的损失。

如以上所述，图27所示的现有电源装置，除了能通过简单的结构和进行控制来大大地改善功率因数，同时还能通过切换继电器电路130的通电状态，来抑制负载105的损失。

可是，在所述图26所示的现有电源装置中，虽然能用简单的结构改善功率因数，但是改善的效果较小，无法取得满意的功率因数。而且，还存在着以下所述问题：即为了用这种电路结构取得高功率因数，就需要增大扼流圈的值，而这将会导致结构元件的大型化和由此造成的损失增大。而且，在切换继电器电路130的通电状态时，输出电压大幅度变化，有可能会给负载105带来不良影响。

另外，图27所示的电源装置中，虽然能通过简单的开关控制来大大地改善功率因数，但是当把该电源装置用于空气调节器等的情况下，存在着以下所述的问题：第一，当输入为200V时，因为扼流圈的大型化，所以在扼流圈中的损失增大；第二，由于输入为100V时与输入为200V时，扼流圈的大小不同，所以不能共用电路；第三，在切换继电器电路130的通电状态时，输出电压大幅度变化，有可能会给负载105带来不良影响。

发明内容

鉴于以上所述问题的存在，本发明的目的在于：提供一种电源装置，它能通过简单的结构和控制来得到较高的功率因数，并能防止由于开关元件中的损失增大和产生噪声的增大所引起的滤波电路中的损失的增大，以较低的损失就能抑制高次谐波。

而且，本发明的目的还在于：提供一种电源装置，它即使在输入为200V时，也能防止扼流圈的大型化和由此导致的损失增大，同时即使在输入为100V时和输入为200V时，也能采用同一电路结构，实现电路的共用。

而且，本发明的目的还在于：提供一种电源装置，它能抑制在切换继电器电路时所产生的输出电压的大幅度变化。

另外，本发明的目的还在于：提供使用这种电源装置的空气调节器。

本发明中的第一电源装置包括：(a)把交流电源的输出电压整流后变换为直流电压的整流电路；(b)与所述整流电路连接的扼流圈；(c)输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路(功率因数改善电路包括：由串联连接的多个开关元件构成，并通过开、关，来使从所述交流电源流出的输入电流的电流线路发生改变的开关电路；由串联连接的多个电容器构成的电容电路；当开关电路为接通状态时，防止电容器上的充电电荷反向流回到开关电路的逆流防止整流元件。开关电路和电容电路是并联设置的。开关元件之间的连接点和所述电容器之间的连接点连接在一起。开关电路的端点和电容电路的端点通过逆流防止整流元件连接在一起。)；(d)连接在整流电路的一个输入端子与功率因数改善电路的开关元件之间的连接点之间，并使形成在其间的电流线路的通电状态在导通状态或切断状态之间切换的切换开关装置；(e)控制切换开关装置的通电状态的开关控制装置；(f)生成并输出使功率因数改善电路的各开关元件开、关的脉冲信号的脉冲信号控制装置；(g)通过接收来自脉冲信号控制装置的脉冲信号来驱动功率因数改善电路的开关电路的开关驱动装置。

本发明的第二电源装置是具有所述第一电源装置的电路结构的电源装置，脉冲信号控制装置在交流电源电压的半个周期中，输出使功率因数改善电路的多个开关元件中的至少一个元件在给定时间内导通的脉冲信号，同时还把切换开关装置的通电状态的切换信号输出到开关控制装置中。

本发明的第三电源装置是在第二电源装置中，具有检测电源电压的零交叉点，输出零交叉检测信号的零交叉检测装置。此时，脉冲信号控制装置根据来自零交叉检测装置的零交叉检测信号，来输出使功率因数改善电路的开关元件在给定时间内导通的脉冲信号。

本发明的第四电源装置是在第二或第三电源装置中，还具有判断电源电压的极性的电压极性判断装置。此时，脉冲信号控制装置至少在切换开关装置为导通状态时，参照电压极性判断装置的判断结果，在电源电压的各半个周期中，随着极性，输出使功率因数改善电路的开关元件导通给定时间的脉冲信号。

本发明的第五电源装置是在第二至第四电源装置中，还具有检测交流电源的电流值的输入电流检测装置。此时，脉冲信号控制装置，在脉冲信号为断开状态，并且，从输入电流检测装置获得的电流值为零时，转换切换开关装置的通电状态。

本发明的第六电源装置是在第二或第四电源装置中，还具有检测电源电压的零交叉点，输出零交叉检测信号的零交叉检测装置，和接收该零交叉检测信号，在经过给定时间后，输出切换时间信号的定时装置。此时，脉冲信号控制装置接收来自定时装置的切换时间信号，改变切换开关装置通电状态。

本发明的第七电源装置是在第二或第六电源装置中，脉冲信号控制装置，在转换切换开关装置的通电状态的前后，切换开关装置为断开状态时，生成使功率因数改善电路的多个开关元件分别在不同的给定时间内导通的第一脉冲信号，在交流电源电压的每半个周期，切换第一脉冲信号的输出模式进行输出；而且，切换开关装置为导通状态时，生成使功率因数改善电路的开关元件中的任意一个元件在给定时间内导通的第二脉冲信号，在交流电源电压的每半个周期，切换第二脉冲信号的输出模式来进行输出。

本发明的第八电源装置是在第七电源装置中，脉冲信号控制装置使切换开关装置在断开状态时输出的第一脉冲信号中最短的脉冲信号的导通时间与切换开关装置在导通状态时输出的第二脉冲信号的导通时间相等。

本发明的第九电源装置是在第二至第八电源装置中的任意一个电源装置中，还包括检测负载大小的负载状态检测装置。此时，开关控制装置按照从负载状态检测装置获得的负载的大小，来转换切换开关装置的导通或断开状态。

本发明的第十电源装置是在第九电源装置中，当负载由电机装置和为了向电机装置提供驱动电压而把直流转换为交流的变换器装置构成时，负载状态检测装置检测因变换器装置或电机装置的状态变化而产生的变化量。

本发明的第十一电源装置是在第一或第十电源装置中，具有使功率因数改善电路的输出电压变平滑的平滑电容器。

本发明的空气调节器使用所述的任意一种电源装置作为电源装置。

附图说明

下面简要说明附图。

图1是本发明的电源装置的实施例1中的电路结构图。

图2是本发明的电源装置的实施例1中的脉冲信号和主要波形图。

图3是本发明的电源装置的实施例1中的脉冲信号和主要波形图。

图4的(a)～(d)是本发明的电源装置的一个结构例中的电流经过线路图。

图5的(a)～(d)是本发明的电源装置的其他结构例中的电流经过线路图。

图6是本发明的电源装置的实施例2中的电路结构图。

图7是本发明的电源装置的实施例2中的电路结构图。

图8是本发明的电源装置的实施例2中的电路结构图。

图9的(a)、(b)是本发明的电源装置的实施例2中的脉冲信号和主要波形图。

图10是本发明的电源装置的实施例2中的脉冲信号和主要波形图。

图11是本发明的电源装置的实施例2中的脉冲信号和主要波形图。

图12的(a)～(d)是本发明的电源装置的其他结构例中的电流经过线路图。

图13是本发明的电源装置的实施例3中的电路结构图。

图14是本发明的电源装置的实施例3中的脉冲信号和主要波形图。

图15是本发明的电源装置的实施例3中的脉冲信号和主要波形图。

图16是本发明的电源装置的实施例4中的电路结构图。

图17是本发明的电源装置的实施例5中的脉冲信号和主要波形图。

图18是本发明的电源装置的实施例5中的脉冲信号和主要波形图。

图19是本发明的电源装置的实施例6中的电路结构图。

图20是本发明的电源装置的实施例7中的电路结构图。

图21是表示对负载的切换开关部的通电状态、功率因数改善电路的控制模式和根据变换器装置的电机装置的速度控制的图。

图22是表示对负载的切换开关部的通电状态、功率因数改善电路的控制模式和根据变换器装置的电机装置的速度控制的图。

图23是表示对负载的切换开关部的通电状态、功率因数改善电路的控制模式和根据变换器装置的电机装置的速度控制的图。

图24是表示本发明的空气调节器的一实施例的结构框图。

图25是表示本发明的电源装置的其他结构例的图。

图26(a)是表示现有电源装置一个例子的电路结构图，(b)是同一例子的主要波形图。

图27(a)是表示现有电源装置的其他例子的电路结构图，(b)是同一例子的主要波形图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施例进行说明。另外，在所有图中相同的参照符号表示相同的或等同的构成要素或部件。

实施例1

图1是表示本发明中电源装置的一个实施例的电路结构图。在图1中，电源装置由交流电源1、整流电路2、扼流圈3、功率因数改善电路7、平滑电容器8和切换开关部12构成。

功率因数改善电路7由两个开关元件4a、4b，两个电容器5a、5b，和两个逆流防止整流元件6a、6b构成。两个开关元件4a、4b的串联连接的中点和两个电容器5a、5b的串联连接的中点相连。开关元件4a和电容器5a通过逆流防止整流元件6a连接在一起，开关元件4b和电容器5b通过逆流防止整流元件6b连接在一起。

切换开关部12连接在整流电路2的整流元件2b、2d的连接点和功率因数改善电路7的开关元件4a、4b的连接点之间。切换开关部12导通、断开，使这些连接点之间电流线路的通电状态切换为导通或断开。切换开关部12由是机械开关的继电器电路或是电开关的半导体元件等构成。在本实施例中，切换开关部12由继电器电路构成。另外，切换开关部12也可以连接在整流电路2的整流元件2a、2c的连接点和功率因数改善电路7的开关元件4a、4b的连接点之间。

整流电路2由多个整流元件2a、2b、2c、2d构成，它把交流电压整流后，输出脉动电压。扼流圈3改善功率因数。平滑点容器8使功率因数改善电路7的输出电压变平滑。电源装置与负载9连接在一起。

而且，开关装置4a、4b中使用了功率晶体管、功率MOSFET、IGBT等能自己消弧的半导体。并且，作为负载的具体例子，有电热丝、变换器、和连接该变换器上并工作的照明仪器和电机等。

而且，作为控制功率因数改善电路7的装置，电源装置具有零交叉点检测部21、脉冲信号控制部22、开关驱动部23和切换开关驱动部40。

零交叉点检测部21检测交流电源1的零交叉点，输出零交叉检测信号。脉冲信号控制部22接收来自零交叉点检测部21的零交叉检测信号，生成、输出驱动开关装置4a、4b的脉冲信号。脉冲信号控制部22由通用的逻辑电路或微型电子计算机等构成。开关驱动部23接收来自脉冲信号控制部22的脉冲信号，驱动开关元件4a、4b。并且，切换开关驱动部40改变切换开关部12的通电状态。切换开关驱动部40，在本实施例中，接收来自脉冲信号控制部22的切换信号，改变切换开关部12的通电状态。

图2是在所述电源装置中，切换开关部12的通电状态为断开状态时，表示电源电压、输入电流、脉冲信号的波形图。图3是在所述电源装置中，切换开关部12的通电状态为导通状态时，表示电源电压、输入电流、脉冲信号的波形图。另外，图4和图5分别表示了切换开关部12在断开状态和导通状态时电流线路的变化。下面，参照附图1至5对本实施例的电源装置进行说明。

另外，在下面说明的所有实施例中，主要波形图中的记号“Vin”代表交流电源1的电压波形，“Iin”代表输入电流波形，分别把箭头的方向作为正方向。并且，“Pa”代表驱动开关元件4a的脉冲信号、“Pb”代表驱动开关元件4b的脉冲信号。并且，“Va”、“Vb”分别代表电容器5a、5b的两端电压，“Vdc”表示平滑电容器8的两端电压。

脉冲信号控制部22与零交叉点检测部21检测的交流电源1的电压Vin的零交叉点同步，输出使开关元件4a、4b中的至少一个导通给定时间的脉冲信号。图2的例子中，交流电源1的正的半个周期中，使开关元件4a导通给定时间，在负的半个周期中，使开关元件4b导通给定时间。另外，该切换开关驱动部40使切换开关部12为断开状态。

在图2中，当开关元件4a为导通状态时，从交流电源1观察的负载9一侧的电压等于电容器5b的两端电压Vb，所以从电压值Vin越过Vb的点开始，输入电流Iin开始流过图4(a)的路线，电流增加直到脉冲信号变为断开状态。

然后，脉冲信号一变为断开状态，从交流电源1观察的负载9一侧的电压等于平滑电容器8的两端电压Vdc，此时，虽然当Vin小于Vdc的情况下，输入电流Iin减少了，但是从电压值Vin越过Vbc的点开始，给电容器8充电的电流流过图4(c)的线路。

结果，能使输入电流迅速增大，能扩大电流导通期间。在负的半个周期中，也同样是在开关元件4b为导通状态时，从电压值Vin越过电容器5a的两端电压Va的点开始，输入电流Iin流过图4(b)的路线，所以能扩大电流导通期间。

通过在交流电源1的每半个周期中重复这些动作，能扩大电流导通期间，能取得十分高的功率因数。

当切换开关部12为断开状态时，因为电源装置进行以全波整流电路为基本的功率因数改善工作，所以，例如，如果交流电源1的电压值为AC200V，外加在负载9的输出电压变为平滑电容器8的两端电压Vdc，大概为280V附近的值。在此，使开关元件4a、4b为导通状态时，因为外加在扼流圈3上的电压是从电源电压Vin衰减了电容器5a、5b的两端电压Va、Vb部分，所以能抑制扼流圈3的大型化。

接着，说明图3所示的进行控制的电源装置。在图3的例子中，也是在交流电源1的正的半个周期中，使开关元件4a为导通给定时间，在交流电源1的负的半个周期中，使开关元件4b为导通给定时间。另外，该切换开关驱动部40使切换开关部12为导通状态。

在图3中，当开关元件4a为导通状态时，从交流电源1的电压值Vin的零交叉点开始，通过扼流圈3短路的电流Iin流过图5(a)的路线。然后，当脉冲信号一变为断开状态，给电容器5a充电的电流流过图5(b)的路线。

其结果，因为输入电流从输入电流1的零交叉点开始增大，所以能扩大电流导通期间。在负的半个周期中，也同样是通过使开关元件4b导通、断开，交流电源1的短路电流流过图5(c)所示的线路，对电容器5b的充电电流流过图5(d)所示的线路，因此能扩大电流导通期间。

通过在交流电源1的每半个周期中重复这些动作，就能扩大电流导通期间，因此能取得十分高的功率因数。

当切换开关部12为导通状态时，因为电源装置进行以倍电压整流电路为基本的功率因数改善工作，所以，例如，如果交流电源1的电压值为AC100V，外加在负载9的输出电压变为平滑电容器8的两端电压Vdc，大概为280V附近的值。因此，通过导通、断开切换开关部12，无论交流电源1的电压值是100V还是200V，都能在负载9上外加同样的电压。

并且，即使当电源电压为200V时，也能使扼流圈3小型化，所以能使用和100V时同一规格的东西，从而能采用同一电源装置的构成元件。

如以上所述，根据本实施例的电源装置，因为能通过简单的结构和控制实现十分高的功率因数，所以能充分抑制输入电流中所含的高次谐波成分。另外，因为开关元件4a、4b的开关次数少，所以能使发生噪声变小，能把滤波器电路和开关元件4a、4b中的损失抑制到很小。并且，检测零交叉点，准确地进行功率因数的改善，所以能提高装置的可靠性。

而且，无论电源电压是100V还是200V，都采用同一电路结构和构成元件进行功率因数的改善，所以能对应多个电源系统，能提供减少开发工时的电源装置。

实施例2

图6、图7和图8是表示本发明的电源装置的其他实施例的电路结构图。在图6、图7和图8所示的电源装置中，在图1所示的电路结构上又加上了判断交流电源1的电压Vin的极性的电压极性判断部41。

电压极性判断部41，在整流电路2的交流输入端子，判断对于与切换开关部12的连接点的另一端的电压极性。并且，切换开关驱动部40接收来自脉冲信号控制部22的切换信号，把切换开关部12的通电状态改变为导通或断开。以下，详细说明图6、图7和图8所示的电源装置。

图9表示了图6的电源装置中交流电源1的电压波形Vin，输入电流波形Iin，脉冲信号Pa和Pb，电容器5a、5b的两端电压Va、Vb，平滑电容器8的两端电压Vdc。

在图6中，切换开关部12为断开状态。此时，脉冲信号控制部22，如图9(a)所示，输出脉冲信号Pa、Pb。即脉冲信号控制部22与交流电源1零交叉点同步，在正的半个周期中，输出使开关元件4a导通给定时间的脉冲信号Pa，并且，在负的半个周期中，输出使开关元件4b导通给定时间的脉冲信号Pb。

由此，在交流电流的正的半个周期中，通过如图4(a)所示的对电容器5b的充电电流，以及负的半个周期中，通过如图4(b)所示的对电容器5a的充电电流，能扩大电流导通期间，能得到十分高的功率因数。

如图6所示，当切换开关部12为断开状态时，脉冲信号控制部22，如图9(b)所示，在交流电源1的正的半个周期中，输出使开关元件4b导通给定时间的脉冲信号Pa，并且，在负的半个周期中，输出使开关元件4a导通给定时间的脉冲信号Pb，虽然与图9(a)的控制场合的电流线路不同，但是同样能扩大电流导通期间，能得到十分高的功率因数。

下面，说明电源装置的切换开关部12为导通状态时的情形。在图7和图8中，在连接到整流电路2的两个交流输入端子中，把整流电路2中与切换开关部12连接的点称为连接点A，把与另一方连接的点称为连接点B。

并且，10和图11分别表示图7和图8的电源装置中交流电源1的电压波形Vin，输入电流波形Iin，脉冲信号Pa、Pb，电容器5b的两端电压Vb，平滑电容器8的两端电压Vdc。在图7所示的电源装置中，切换开关部12和整流电路2的连接点A成为整流元件2b和2d的连接点。

当交流电源1的电压Vin为正时，以连接点A为基准的连接点B的电位为正。当切换开关部12为导通状态，由电压极性判断部41检测出连接点B相对于切换开关部12的连接点A的电位为正时，如图10所示，脉冲信号控制部22就输出功率因数改善电路7的开关元件4a导通给定时间的脉冲信号Pa。此时，当脉冲信号Pa为导通状态时，使交流电源1短路后的短路电流Iin流过图5(a)所示的线路，当脉冲信号Pa为断开状态时，给电容器5a充电的充电电流流过5(b)所示的线路，因此能扩大电流导通期间。

并且，交流电源1为负时，以连接点A为基准的连接点B的电位为负。当切换开关部12为导通状态，由电压极性判断部41检测出连接点B相对于切换开关部12的连接点A的电位为负时，如图10所示，脉冲信号控制部22就输出功率因数改善电路7的开关元件4b导通给定时间的脉冲信号Pb。此时，当脉冲信号Pb为导通状态时，使交流电源1短路后的短路电流Iin流过图5(c)所示的线路，当脉冲信号Pa为断开状态时，给电容器5b充电的充电电流流过5(d)所示的线路，因此能扩大电流导通期间。通过以上的动作，能得到十分高的功率因数。

下面，说明图8的电源装置。在图8的电源装置中，切换开关部12和整流电路2的连接点A成为整流元件2a和2c的连接点。

当交流电源1的电压Vin为正时，以连接点A为基准的连接点B的电位为负。当切换开关部12为导通状态，由电压极性判断部41检测出连接点B相对于切换开关部12的连接点A的电位为负时，如图11所示，脉冲信号控制部22就输出功率因数改善电路7的开关元件4b导通给定时间的脉冲信号Pa。此时，当脉冲信号Pa为导通状态时，使交流电源1短路后的短路电流Iin流过图12(a)所示的线路，当脉冲信号Pa为断开状态时，给电容器5b充电的充电电流流过12(b)所示的线路，因此能扩大电流导通期间。

另外，当交流电源1的电压Vin为负时，以连接点A为基准的连接点B的电位为正。当切换开关部12为导通状态，由电压极性判断部41检测出连接点B相对于切换开关部12的连接点A的电位为正时，如图11所示，脉冲信号控制部22就输出功率因数改善电路7的开关元件4a导通给定时间的脉冲信号Pb。此时，当脉冲信号Pb为导通状态时，使交流电源1短路后的短路电流Iin流过图12(c)所示的线路，当脉冲信号Pa为断开状态时，给电容器5b充电的充电电流流过12(d)所示的线路，因此能扩大电流导通期间。通过以上的动作，能得到十分高的功率因数。

当切换开关部12为导通状态时，如果不随着交流电源1的电压极性，由电路结构驱动对应的开关元件4a、4b，就不能进行功率因数的改善。在本实施例中，以整流电路2的切换开关部12的连接点为基准检测其他点的电位，如果是正电位，就驱动开关元件4a，如果是负电位，就驱动开关元件4b。由此，无论切换开关部12的连接位置如何，都能准确地改善功率因数。

根据如以上所述的本实施例的电源装置，在能用简单的结构和控制充分地抑制高次谐波的同时，在能提供低损失的电源装置的实施例1的特征基础上，又加上了以下特征，即无论切换开关部12和整流电路2的连接位置如何，都能准确地改善功率因数。因此，能防止把切换开关部12的连接点固定为一方，并且确认切换开关部12的连接点后，设置脉冲信号等的所费的工夫和设置失误导致的误动作。由此，能提供设置工时少、可靠度高的电源装置。

另外，对应于交流电源1的电压极性驱动开关元件的决定方法并不限于本实施例的方法。并且，电压极性判断部41行使的功能也可以包含在零交叉点检测部21中。

实施例3

图13是本发明的电源装置又一个实施例的电路结构图。图13中的电源装置在图1所示的电路结构中又加上了输入电源检测部42。

输入电源检测部42设置在整流电路2的前部，它检测交流电流Iin的值后，输出到脉冲信号控制部22。

脉冲信号控制部22为了极力抑制改变切换开关部12的通电状态时对输入电流波形的影响，在切换的前后，使输入电流Iin的导通路线不改变，在能不影响电流波形即功率因数动作的定时，控制脉冲信号，使切换开关部12的通电状态切换。

作为这种切换开关部12的切换定时，在交流电源1的每半个周期中，通过选择输入电流导通结束后的电流非导通期间，能把影响抑制在最小限度。脉冲信号控制部22通过以下标准，即输出到开关元件4a、4b的脉冲信号为断开状态且由输入电源检测部42检测的电流值为0，检测该电流非导通期间。

图14和图15表示了图13的电源装置中交流电源1的电压波形Vin、输入电流波形Iin、脉冲信号Pa和Pb、切换开关部12的导通状态“SW导通”和断开状态“SW断开”。

下面，详细说明图13所示的电源装置。首先，说明在图13的电源装置中，把切换开关部12从断开状态切换为导通状态时的情形。

当切换开关部12为断开状态时，脉冲信号控制部22，如图14所示，在交流电源1的正的半个周期中，输出使开关元件4a导通给定时间的脉冲信号，在负的半个周期中，输出使开关元件4b导通给定时间的脉冲信号，进行改善功率因数的动作。

当把切换开关部12转换为导通状态时，脉冲信号控制部22，作为切换定时，在交流电源1的半个周期中检测电流导通结束后的电流非导通期间。电流非导通期间的检测方法如以上所述。在该电流非导通期间中，脉冲信号控制部22把使切换开关部12切换为导通状态的信号输出到切换开关驱动部40。切换开关驱动部40接收该切换信号，使切换开关部12变为导通状态。

脉冲信号控制部22，在把切换开关部12切换为导通状态后，与切换前一样，在交流电源1的正的半个周期中，输出使开关元件4a导通给定时间的脉冲信号，在负的半个周期中，输出使开关元件4b导通给定时间的脉冲信号。由此，电源装置进行以倍电压整流电流为基本的功率因数改善动作。通过这种切换开关部12的切换动作，能抑制对输入电流的波形畸变影响。

接着，图15表示了把切换开关部12从导通状态切换为断开状态时的情形。这种场合也和所述的同样，脉冲信号控制部22，在交流电源1的半个周期中检测电流导通结束后的电流非导通期间，在电流非导通期间时，把切换开关部12从导通状态切换为断开状态。由此，能抑制对输入电流的波形畸变影响。

如以上所述，根据本实施例的电源装置，在能用简单的结构和控制充分地抑制高次谐波的同时，能提供低损失的电源装置的实施例1的特征基础上，又加上了以下特征，即能抑制在改变切换开关部12的通电状态时产生的输入电流的急剧的波形畸变，因为能使电源装置的各构成要素的规格变小，因此能使装置小型化，得到可靠性高的电源装置。

实施例4

图16是表示本发明的电源装置又一实施例的电路结构图。在图16中，电源装置，在图13所示的电路结构中，用定时部43代替了输入电源检测部42。

定时部43在交流电源1的每半个周期中，接收零交叉点检测部21输出的零交叉检测信号，经过给定时间后，输出表示切换开关部12的切换定时的切换信号。

即，在本实施例中，也和实施例3同样，在改变切换开关部12的通电状态时，为了抑制对输入电流的波形畸变影响，检测电流导通结束后的电流非导通期间。

在本实施例中，作为电流非导通期间的检测方法，使用了定时部43，通过适当设置从零交叉点开始的经过时间，进行检测。作为该经过时间的设置方法，可以预先按负载9的状态，测量从零交叉点开始到电流导通结束为止的时间，就能简单地实现设置。

脉冲信号控制部22接收来自该定时部43的切换信号，改变切换开关部12的通电状态。切换的具体动作与实施例3是同样的。

如以上所述，根据本实施例的电源装置，在能用简单的结构和控制充分地抑制高次谐波的同时，能提供低损失的电源装置的实施例3的特征基础上，又加上了以下特征，即能抑制在改变切换开关部12的通电状态时产生的输入电流的急剧的波形畸变，因为能使电源装置的各构成要素的规格变小。总之，能提供小型化、可靠性高的电源装置。

并且，当把微型电子计算机等作为脉冲信号控制部22使用时，定时部43也可以内置在微型电子计算机内，因为可以不必追加象实施例3中的输入电源检测部42那样的新的构成要素，所以能使装置进一步小型化，能提供可靠性高的电源装置。

实施例5

下面，参考图1、图4、图17和图18，说明本发明的电源装置的其他实施例。

图17表示了图1的电源装置中交流电源1的电压波形Vin、输入电流波形Iin、脉冲信号Pa和Pb、电容器5b的两端电压Vb、平滑电容器8的两端电压Vdc。在图17中，切换开关部12为断开状态，在交流电源1的正的半个周期中，脉冲信号控制部22输出长脉冲信号Pa和短脉冲信号Pb，并且，在负的半个周期中，输出短脉冲信号Pa和长脉冲信号Pb。

此时，通过了扼流圈3的交流电源1的短路电流流过图(d)所示的线路，电容器5a、5b的充电电流流过图4(a)或图4(b)所示的线路，这样，能扩大电流导通期间，能改善功率因数。

另外，此时，因为由短路电流导致的能量向扼流圈3的积蓄和由充电电流导致的能量向电容器5a、5b的积蓄是同时进行的，所以能使平滑电容器8的两端电压大幅上升。

该电压上升的程度对应于脉冲信号控制部22输出的脉冲信号的脉冲宽度的扩大而增加。由此，能从全波整流电压输出大于倍电压整流电压的电压值。

在以下的实施例中，把切换开关部12为断开状态，图2所示的动作模式称为“全波整流模式”，图17所示的动作模式称为“升压模式”；切换开关部12为导通状态，图3所示的动作模式称为“倍电压整流模式”。

当交流电源1的电压值Vin为100V时，在全波整流模式下，外加在负载9上的电压变为平滑电容器8的两端电压Vdc，大概为140V附近的值。

在此，把切换开关部12切换到导通状态，如果采用倍电压整流模式，虽然能保证功率因数的改善动作，但是外加在负载9上的电压大概为280V，因此比切换前发生了很大变动。由于外加电压的急剧变化有可能对负载9产生不良影响。

本实施例是用来抑制改变切换开关部12的通电状态时产生的输出电压的变动。下面将进行具体说明。

当电源装置在全波整流模式下工作时，由于负载9的增加等，就需要更大的外加电压。此时，脉冲信号控制部22改变输出的脉冲信号形态，在升压模式下，进行功率因数的改善和输出电压Vdc的升压。脉冲信号控制部22通过该升压模式，扩大长短脉冲信号的脉冲宽度，使输出电压Vdc达到给定值(在此是280V)。由直流电压检测部(图中未显示)检测该输出电压Vdc，输出到脉冲信号控制部22。

脉冲信号控制部22确认输出电压Vdc为280V后，就把切换开关部12切换到导通状态，切换到倍电压整流模式。当交流电源1的电压值为100V时，倍电压整流模式下的输出电压Vdc大概为280V附近的值。因此，这种场合下，能充分抑制变更切换开关部12的通电状态所导致的输出电压的变动。

而且，在升压模式下，如果把长脉冲信号的脉冲宽度固定为几乎等于交流电源1的半个周期，这就变成了倍电压整流动作。并且，在此一向其他的开关元件输出短脉冲信号，就变为以倍电压整流为基本的功率因数的改善动作，因此实现了与倍电压整流模式完全相同的动作。

在该状态下，如图18所示，如果使升压模式中的短脉冲信号的脉冲宽度tp等于倍电压整流模式中脉冲信号的脉冲宽度tp，两个模式的动作就变得完全一致了。并且此时，在两个模式中，输入电流波形和输出电压Vdc的值也变得完全相等。在该情况下，不需要直流电压检测部。

因此，脉冲信号控制部22在变更切换开关部12的通电状态时，在升压模式下，进行倍电压整流动作，此时，通过把短脉冲信号的脉冲宽度控制在与倍电压整流模式中的脉冲信号的脉冲宽度相等，能消除电流的波形畸变和输出电压Vdc的变动。

如以上所述，根据本实施例的电源装置，在能用简单的结构和控制充分地抑制高次谐波的同时，能提供低损失的电源装置的特征基础上，又加上了以下特征，即能通过使用升压模式，抑制在变更切换开关部12的通电状态时产生的输入电流的急剧的波形畸变和输出电压的变动。因为能使电源装置的各构成要素的规格变小，所以能使装置小型化，并且，能得到对负载9的影响小、能提供稳定的输出的可靠性高的电源装置。

而且，通过使升压模式产生倍电压整流动作，能消除切换开关部12的切换导致的输入电流的急剧波形畸变和输出电压Vdc的变动。因为能使电源装置的各构成要素的规格变小，所以能使装置进一步小型化，并且，能得到对负载9无影响、能提供稳定的输出的可靠性极高的电源装置。

实施例6

图19是表示本发明的电源装置又一个实施例的电路结构图。在图19中，电源装置在图13所示的电路结构中还包括负载状态检测部27。

负载状态检测部27，在本实施例中，通过从直流电压检测部26获得的平滑电容器8的两端电压Vdc和从由电阻或变流器等构成的负载电流检测部71获得的负载电流计算负载9的大小。

下面，进一步具体说明图19的电源装置。脉冲信号控制部22随着从负载状态检测部27获得的负载9的大小，改变切换开关部12的通电状态。

在图19中，当从负载状态检测部27获得的负载9的大小W在给定值Y1以下时，脉冲信号控制部22把切换开关部12切换为断开状态，通过全波整流模式进行功率因数的改善；当负载9的大小W在给定值Y1以上时，脉冲信号控制部22把切换开关部12切换为导通状态，通过倍电压整流模式进行功率因数的改善。

即当W≤Y1时，脉冲信号控制部22输出图2所示的脉冲信号Pa、Pb。另外，当W≥Y1时，脉冲信号控制部22输出图3所示的脉冲信号Pa、Pb。

由此，当负载W在给定值Y1以下的领域时，不但取得了高的功率因数，还能把输出电压保持为大致通过全波整流获得的一定电压。另外，当负载W在给定值Y1以上的领域时，不但取得了高的功率因数，还能使输出电压大于由倍电压整流获得的电压值。结果，随着负载9的大小，能使输出电压大幅度变化。

另外，在W≥Y1的领域中，如图17所示，通过使用升压模式，与负载9的大小W成比例扩大脉冲宽度，能使输出电压从通过全波整流获得的电压值慢慢变为比通过倍电压整流获得的电压大的电压值。

而且，还可以设置一个给定值Y2，可以使负载9的大小在Y2以下时，断开所有脉冲信号。

即，当W≤Y2时，脉冲信号控制部22不输出脉冲信号。并且，当Y2≤W≤Y1时，脉冲信号控制部22输出图2所示的脉冲信号Pa、Pb。当W≥Y1时，脉冲信号控制部22输出图3所示的脉冲信号Pa、Pb。在此，为了增加输出电压，可以使用图17所示的升压模式。

据此，在所述实施例中，当负载9的大小W在Y2以下的领域时，对开关元件4a、4b没有电流导通，能降低在该开关元件的损失，能实现装置的低损失化。

如以上所述，根据本实施例的电源装置，把负载9的大小W与给定值做比较，通过根据该比较结果的大小变更工作模式，在整个负载领域中，能得到高的功率因数，不但能抑制高次谐波成分，还能随着负载9的大小改变输出电压。并且，在低负载领域中，能通过断开脉冲信号，进一步减小损失。

其结果，即使对于变动很大的负载，在该变动范围的全体领域中，不但能充分地抑制高次谐波成分，还能使输出电压是可变的，能进一步实现高输出化。

而且，因为电路结构和控制简单，不但能使发生噪声变小，简化滤波器电路，还能使在开关装置的损失变小，从而实现低损失化。

另外，本发明的电源装置的效果并不局限于本实施例所示的切换开关部12的切换模式，可通过把它和实施例1至5所示的其他的发明的电源装置组合使用，能得到更好的效果。

而且，在本实施例中，负载状态检测部27通过从直流电压检测部26获得的平滑电容器8的两端电压Vdc和从由电阻或变流器等构成的负载电流检测部71获得的负载电流计算负载9的大小。可是，本发明的电源装置中的负载检测方法并不局限于此，作为检测方法，能通过输出电压、输出电流、输入电流、流过开关元件的电流和脉冲宽度等计算，并且，也可以通过把这些组合在一起后计算，能检测负载。

实施例7

图20是表示本发明的电源装置又一个实施例的电路结构图。在图20中，电源装置在图1所示的电路结构中，作为负载9，设置了变换器装置10和电机装置11，还设置了负载状态检测部27。变换器装置10由多个半导体元件构成，通过以高频率开关该半导体元件，把平滑电容器8的两端大致的直流电压Vdc变换为可变电压·可变频的交流电压。作为半导体元件，与功率因数改善电路7的开关元件4a、4b同样，可使用功率晶体管、功率MOSFET、IGBT等能自己消弧的半导体。从变换器装置10输出的可变电压·可变频的交流电压被用来为电机装置11提供可变速驱动。在本实施例中，使用DC无刷电机作为电机装置11。

另外，负载状态检测部27由变换器控制部30、变换器驱动部31和位置检测部32构成。位置检测部32检测电机装置11即DC无刷电机的转子位置，输出位置检测信号，它由孔传感器和编码器构成。变换器控制部30根据来自位置检测部32的位置检测信号，生成、输出用于驱动变换器装置10的控制信号，它由微型电子计算机等构成。另外，变换器驱动部31根据变换器控制部30生成、输出的控制信号，驱动变换器装置10的半导体元件。

在本实施例中，根据从位置检测部32输出的位置检测信号的检测间隔求出的电机装置11的速度，检测负载的大小。

而且，脉冲信号控制部22在生成、输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号的同时，还对切换开关驱动部40发出改变切换开关部12的通电状态的指示，但是，在本实施例中，负载状态检测部27的构成要素即变换器控制部30也读入检测了的负载的状态。

下面，进一步详细说明图20的电源装置。变换器控制部30接收来自外部的速度指令信号和来自位置检测部32的位置检测信号，为了把电机装置11控制在给定的速度，生成用于驱动变换器装置10的控制信号。

作为利用变换器装置10可变速驱动的电机装置11，例如在空调机等中使用的压缩机用电机，在压缩机用电机中，随着速度的大小，负载扭矩增大的同时，由于在电机卷线中产生的反电压变大，所以外加在电机装置11上的电压、电流变大，输出功率增大。与此相伴，交流电源1的输入功率和输入电流也增大。

图21、图22和图23表示了切换开关部12对于负载的通电状态、功率因数改善电路7的控制模式和根据变换器装置10的电机装置11的速度控制。

在图21的控制中，在电机装置11起动后，脉冲信号控制部22使切换开关部12变为断开状态，以全波整流模式进行功率因数的改善。此时，例如，如果交流电源1的电压值为200V，平滑电容器8的两端电压Vdc大概为280V。

伴随着电机装置11的速度增加，负载也增加。脉冲信号控制部22为了使功率因数和效率达到最大，随着负载即电机装置11的速度，控制脉冲信号的脉冲宽度。变换器控制部30为了根据来自外部的速度指令信号，把电机装置11控制在给定的速度，控制驱动变换器装置10的各半导体元件的高频脉冲信号的脉冲能率，通过调整外加在电机装置11上的电压，进行变换器PWM(脉冲宽度调制)控制，把电机装置11控制在给定的速度。

然后，随着负载的增加，变换器控制部30输出的高频脉冲信号的脉冲能率达到给定值后，例如100％，对电机装置11的电压供给就变为饱和状态，不能再增大电机装置11的速度。因此，为了提高电机装置11的速度，供给更大的电压，就有必要增加功率因数改善电路7的输出电压即平滑电容器8的两端电压Vdc。下面，通过根据脉冲信号控制部22的功率因数改善电路7的脉冲信号控制，控制平滑电容器8的两端电压Vdc，通过调整外加在电机装置11上的电压，进行变换器PAM(脉冲幅度调制)控制，把电机装置11控制在给定的速度。

接着，参考图22说明本实施例中的其他控制方法。在图22的控制中，电机装置11起动后，脉冲信号控制部22使切换开关部12变为断开状态，用全波整流模式进行功率因数的改善。此时，例如，如果交流电源1的电压值为100V，平滑电容器8的两端电压Vdc大概为140V。

伴随着电机装置11的速度增加，负载也增加。脉冲信号控制部22为了使功率因数和效率达到最大，随着负载即电机装置11的速度，控制脉冲信号的脉冲宽度。变换器控制部30为了根据来自外部的速度指令信号，把电机装置11控制在给定的速度，进行变换器PWM控制。

然后，随着负载的增加，变换器控制部30输出的高频脉冲信号的脉冲能率达到给定值后，例如100％，对电机装置11的电压供给就变为饱和状态，不能再增大电机装置11的速度。

因此，为了提高电机装置11的速度，供给更大的电压，就有必要增加功率因数改善电路7的输出电压即平滑电容器8的两端电压Vdc。改变脉冲信号控制部22输出的脉冲信号形态，用升压模式进行功率因数的改善。在升压模式下，通过控制长短两个脉冲信号的脉冲宽度，能把平滑电容器8的两端电压Vdc控制在大范围内。在该升压模式下，控制电压Vdc，调整外加在电机装置11上的电压，进行把电机装置11控制在给定速度的PAM控制。

电机装置11的速度进一步增加，伴随着这种增加，当进一步使平滑电容器8的两端电压Vdc上升时，脉冲信号控制部22输出的长短两个脉冲信号的脉冲宽度也扩大了。长脉冲信号的脉冲宽度扩大到等同于交流电源1的半个周期时，电源装置的动作变为倍电压整流。此时，脉冲信号控制部22，如图18所示，使切换开关部12切换为导通状态，变为倍电压整流模式的同时，控制此时的脉冲信号的脉冲宽度，使它等于切换前的短脉冲信号的脉冲宽度。

据此，能使电源装置的工作模式从升压模式平滑地变为倍电压整流模式。脉冲信号控制部22，通过扩大在倍电压整流模式下输出的脉冲信号的脉冲宽度，能使平滑电容器8的两端电压Vdc上升，因此，能进一步增加电机装置11的速度。另外，在倍电压整流模式下，与升压模式中的倍电压动作相比，能抑制半导体元件的导通损失，因此，即使在高负载领域，也能抑制电源装置的损失，能高效地改善功率因数。

通过这些工作模式的切换，使无论是在100V输入时，还是在200V输入时，都能得到同样的输出电压Vdc，能在更大范围内，控制电机装置11的速度。

当把电机装置11的速度从高速领域降到低速领域时，可以进行与所述的一系列控制相反的控制。

另外，全波整流模式和升压模式的切换不一定要在变换器控制部30输出的高频脉冲信号的脉冲能率达到100％的点进行，如图23所示，模式的切换点可以是能率达到100％的点不同的点。

而且，通过在各模式间的切换点设置滞后作用，能防止模式切换点附近的不稳定动作导致模式变更变得复杂。

因此，根据本实施例的电源装置，在电机装置11的低负载领域中，在切换开关部12为断开状态下，进行全波整流下的功率因数改善和根据变换器PWM控制的对电机装置11的速度控制，在直流电压饱和的负载领域中，进行根据升压模式的功率因数改善和根据变换器PAM控制的速度控制。在负载大的领域中，在切换开关部12为导通状态下，进行根据倍电压整流的功率因数改善和根据变换器PAM控制的速度控制。因此，在电机装置11整个运转范围中，都能取得充分高的功率因数。并且，在全波整流模式下，能把电源装置的输出电压抑制在很低，抑制电机装置11的铁损；在升压模式下，通过变换器PAM控制，抑制变换器装置10的开关损失；在倍电压整流模式下，能抑制电源装置的导通损失。

据此，在电机装置11整个运转范围中，不但能充分抑制输入电流的高频成分，还能在大范围内，实现高效率且能驱动高输出的电机装置11的电源装置。并且，通过简单的控制，就能使发生噪声变小，能抑制滤波器电路和开关元件4a、4b中损失的增加。

另外，在本实施例中，脉冲信号控制部22输出的脉冲信号的形态和切换开关部12的切换动作并不局限于本实施例。在本实施例中，虽然电机装置11用的是DC无刷电机，但是本发明的电源装置中的电机装置11并不局限于此，感应电动机等其他的电机装置也能取得同样的效果。

另外，负载状态检测部27的结构并不局限于图20所示的结构。在本发明中，作为负载状态的检测方法，虽然使用了电机装置11的速度，但是，也可以使用变换器装置10的输出脉冲能率、输出频率、输出电流值和外加在电机装置11上的电压、电流或输入电流Iin。通过把这些组合在一起，检测负载的大小，也能取得同样的效果。

实施例8

图24表示了使用了本发明的任意一个电源装置的空气调节器的结构例。如图24所示，空气调节器使用了实施例1所示的电源装置作为整流器装置，除了变换器装置81和电动压缩机82，还设置了室内部分92、室外部分95和由四通阀91构成的制冷循环。

室内部分92由室内热交换器93和室内送风机94构成，室外部分95由室外热交换器96、室外送风机97和膨胀阀98构成。

在制冷循环中，作为载热体的制冷剂进行循环。制冷剂由电动压缩机82压缩，用室外热交换器96，通过室外送风机97送来的风，与室内的空气进行热交换。通过室内热交换器93进行的热交换后的空气，在室内进行制冷、制暖。通过四通阀91改变制冷剂的循环方向，进行制冷、制暖的切换。上述的制冷循环中制冷剂的循环是由变换器装置81驱动电动压缩机82进行的，用作为整流器装置的实施例1所示的电源装置给变换器装置81和电动压缩机82供电。电源装置的结构和动作如以上所述。

利用以上所述的结构，就能抑制空气调节器中输入电流的高次谐波成分。并且，能提供发生噪声小、低损耗的空气调节器。

在本实施例中，虽然使用了实施例1所示的电源装置作为整流器装置，但是，如果使用实施例2至实施例7所示的其他电源装置，也能提供具有同样效果的空气调节器。

在本发明的电源装置中，即使交流电源是200V，也能通过变更切换开关部12的通电状态，抑制高次谐波，从而能实现扼流圈3的小型化。因此，能使用与100V输入时相同的扼流圈3。

而且，即使当交流电源1为100V时，也能在抑制高次谐波的同时，得到比由倍电压整流获得的电压更高的输出电压。因此，即使输入为100V，也不需要倍电压整流电路，就能得到与输入为200V时等同的输出电压。

并且，按照负载的大小，通过改变切换开关部12的通电状态，控制脉冲宽度和脉冲信号模式，就能在负载的整个领域中得到最适合的输出电压、功率因数和效率。另外，在切换切换开关部12时，能不对输入电流和输出电压造成影响，能使装置小型化，提高可靠性。

因此，本发明的电源装置，特别是对于空气调节器，可以用于100V机种、200V机种中的任何一类，能得到高的功率因数，能抑制输入电流中所含的高次谐波成分。

并且，电路结构和构成元件的共用使装置的小型化成为可能，所以能大幅度地削减开发工时和元件数量。

另外，图25表示在所述实施例1～7所示的电源装置中，改变电容器5a、5b的值，省略了平滑电容器8之后的电路结构。具有该结构的电源装置也能取得与所述的装置同样的效果。

根据本发明的第一电源装置，能通过简单的结构和控制来扩大电流导通期间，能充分抑制高次谐波成分，能实现发生噪声小、低损耗的电源装置。

根据本发明的第二电源装置，能通过简单的结构和控制扩大电流导通期间，能充分抑制高次谐波成分，能把发生噪声、损耗抑制在很小。因为即使电源电压是200，也能抑制扼流圈的大型化，所以能提供使用同一构成元件对应于多个电源系统的电源装置。

根据本发明的第三电源装置，能通过简单的结构和控制扩大电流导通期间，能充分抑制高次谐波成分，能把发生噪声、损耗抑制在很小。特别是能检测电源电压的零交叉点，准确地进行功率因数的改善动作，能提高可靠性。因为即使电源电压是200，也能抑制扼流圈的大型化，所以能使用同一构成元件对应于多个电源系统，能提供开发工时少的电源装置。

根据本发明的第四电源装置，能通过简单的结构和控制充分抑制输入电流中的高次谐波成分，能把发生噪声、损耗抑制在很小。并且，因为无论切换开关部和整流电路的连接位置如何，都能准确地改善功率因数，能防止把切换开关部的连接点固定为一方，或确认连接点后，设置脉冲信号等所费的工夫和设置失误导致的误动作。由此，能提供设置工时少、可靠度高的电源装置。

根据本发明的第五电源装置，能通过简单的结构和控制充分抑制输入电流中的高次谐波成分，能把发生噪声、损耗抑制在很小。能抑制在变更切换开关部的通电状态时产生的输入电流的急剧的波形畸变，因为能使电源装置的各构成要素的规格变小，所以能使装置小型化，能提供可靠性高的电源装置。

根据本发明的第六电源装置，能通过简单的结构和控制充分抑制输入电流中的高次谐波成分，能把发生噪声、损耗抑制在很小。不用追加新的元件就能抑制在变更切换开关部的通电状态时产生的输入电流的急剧的波形畸变，因为能使电源装置的各构成要素的规格变小，所以能使装置进一步小型化，能提供可靠性高的电源装置。

根据本发明的第七电源装置，能通过简单的结构和控制充分抑制输入电流中的高次谐波成分，能把发生噪声、损耗抑制在很小。能充分抑制在变更切换开关部的通电状态时产生的输入电流的急剧的波形畸变和输出电压的变动。能使装置小型化，能提供对负载影响小、可靠性高的电源装置。

根据本发明的第八电源装置，能通过简单的结构和控制充分抑制输入电流中的高次谐波成分，能把发生噪声、损耗抑制在很小。能消除在变更切换开关部的通电状态时产生的输入电流的急剧的波形畸变和输出电压的变动。能使装置大幅度地小型化，能提供对负载无影响、可靠性高的电源装置。

根据本发明的第九电源装置，即使是大小变动的负载，不但能在该变动范围的整个领域中，充分抑制高次谐波成分，还能使输出电压可变，能实现更高输出化。另外，因为结构和控制简单，所以能提供能把发生噪声、损耗抑制在很小的电源装置。

根据本发明的第十电源装置，因为随着电机装置所带负载的大小切换工作模式，所以在电机装置的运转范围的整个领域中，不但能充分抑制输入电流中的高次谐波成分，还能以高效率驱动电机装置。另外，因为结构和控制简单，所以能提供能把发生噪声、损耗抑制在很小的电源装置。

根据本发明的第十一电源装置，由于利用平滑电容器排除了来自功率因数改善电路的直流电压中所含的脉动成分，所以能输出更高品质的直流电压。

根据本发明的空气调节器，能提供功率因数较高、高次谐波成分少、低损耗的空气调节器。

并且，本发明虽然对特定的实施例进行了说明，但是对于同行业者来说，显然还会有很多其他的变形例、修正和其他的应用。因此，本发明并不局限于此处的特定公开说明，而仅由所附的权利要求书的保护范围来限定。

Claims (12)

1.一种电源装置，其特征在于：包括：

(a)对交流电源的输出电压进行整流，将其变换为直流电压的整流电路；

(b)与所述整流电路连接的扼流圈；

(c)输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路；

所述功率因数改善电路包括：由串联连接的多个开关元件构成，并通过开、关，使来自所述交流电源的输入电流的电流线路发生改变的开关电路；由串联连接的多个电容器构成的电容电路；当所述开关电路为接通状态时，防止所述电容器上的充电电荷反向流回到所述开关电路的逆流防止整流元件；

并联设置所述开关电路和电容电路，使所述开关元件间的连接点与所述电容器间的连接点连接，所述开关电路的端点与所述电容电路的端点通过所述逆流防止整流元件连接；

(d)连接在所述整流电路的一个输入端子与所述功率因数改善电路的开关元件间的连接点之间，并使形成在其间的电流线路的通电状态在导通状态或切断状态之间切换的切换开关装置；

(e)控制该切换开关装置的通电状态的开关控制装置；

(f)生成并输出使所述功率因数改善电路的各开关元件开、关的脉冲信号的脉冲信号控制装置；

(g)通过接收来自所述脉冲信号控制装置的脉冲信号来驱动所述功率因数改善电路的开关电路的开关驱动装置。

2.一种电源装置，其特征在于：包括：

(a)对交流电源的输出电压进行整流，将其变换为直流电压的整流电路；

(b)与所述整流电路连接的扼流圈；

(c)输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路；

所述功率因数改善电路包括：由串联连接的多个开关元件构成，并通过开、关，使来自所述交流电源的输入电流的电流线路发生改变的开关电路；由串联连接的多个电容器构成的电容电路；当所述开关电路为接通状态时，防止所述电容器上的充电电荷反向流回到所述开关电路的逆流防止整流元件；

并联设置所述开关电路和电容电路，使所述开关元件间的连接点与所述电容器间的连接点连接，所述开关电路的端点与所述电容电路的端点通过所述逆流防止整流元件连接；

(d)连接在所述整流电路的一个输入端子与所述功率因数改善电路的开关元件间的连接点之间，并使形成在其间的电流线路的通电状态在导通状态或切断状态之间切换的切换开关装置；

(e)控制该切换开关装置的通电状态的开关控制装置；

(f)生成并输出使所述功率因数改善电路的各开关元件开、关的脉冲信号的脉冲信号控制装置；

所述脉冲信号控制装置，在交流电源电压的半个周期中，输出使所述功率因数改善电路的多个开关元件中的至少一个开关元件在给定时间内导通的脉冲信号，同时，还把切换所述切换开关装置的通电状态的切换信号输出到所述开关控制装置中；

(g)通过接收来自所述脉冲信号控制装置的脉冲信号，来驱动所述功率因数改善电路的开关电路的开关驱动装置。

3.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

还包括：检测电源电压的零交叉点，输出零交叉检测信号的零交叉检测装置；

所述脉冲信号控制装置根据来自零交叉检测装置的零交叉检测信号，来输出使所述功率因数改善电路的开关元件在给定时间内导通的脉冲信号。

4.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

还包括：判断电源电压极性的电压极性判断装置；

当所述脉冲信号控制装置至少在切换开关装置为导通状态时，参照电压极性判断装置的判断结果，在电源电压的各半个周期中，按照极性来输出使所述功率因数改善电路的开关元件在给定时间内导通的脉冲信号。

5.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

还包括：检测交流电源的电流值的输入电流检测装置；

当脉冲信号为断开状态，并且从所述输入电流检测装置获得的电流值为零时，所述脉冲信号控制装置转换所述切换开关装置的通电状态。

6.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

还包括：

检测电源电压的零交叉点，输出零交叉检测信号的零交叉检测装置；

接收所述零交叉检测信号，在经过给定时间之后，输出切换时间信号的定时装置；

所述脉冲信号控制装置接收来自所述定时装置的切换时间信号，转换所述切换开关装置的通电状态。

7.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

所述脉冲信号控制装置，在转换所述切换开关装置的通电状态的前后，所述切换开关装置在断开状态下，生成使所述功率因数改善电路的多个开关元件分别在不同的给定时间内导通的第一脉冲信号，在交流电源电压的每半个周期，切换所述第一脉冲信号的输出模式来进行输出；所述切换开关装置在导通状态下，生成使所述功率因数改善电路的开关元件中的任意一个元件在给定时间内导通的第二脉冲信号，在交流电源电压的每半个周期，切换所述第二脉冲信号的输出模式来进行输出。

8.根据权利要求7所述的电源装置，其特征在于：

所述脉冲信号控制装置使所述切换开关装置在断开状态时输出的所述第一脉冲信号中最短的脉冲信号的导通时间与所述切换开关装置在导通状态时输出的所述第二脉冲信号的导通时间相等。

9.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

还包括：检测负载大小的负载状态检测装置；

所述脉冲信号控制装置按照从该负载状态检测装置获得的负载的大小，来转换所述切换开关装置的导通或断开状态。

10.根据权利要求9所述的电源装置，其特征在于：

所述负载状态检测装置检测因所述变换器装置或电机装置的状态变化而产生的变化量。

11.根据权利要求1～10中任意一项所述的电源装置，其特征在于：

还包括：使所述功率因数改善电路的输出电压平滑的平滑电容器。

12.一种空气调节器，其特征在于：

包括：权利要求11所述的电源装置。

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