CN1521930A - 开关电源装置 - Google Patents
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Abstract
本发明的开关电源装置，其构成为：输出电压误差检测装置检测DC－DC变换器的输出电压而形成误差信号，输入电压偏差检测装置检测与该各DC－DC变换器的输入电压对应的电压而形成偏差信号，控制装置将输出电压误差检测装置的误差信号及输入电压偏差检测装置的偏差信号作为输入，对DC－DC变换器进行驱动控制。
Description
技术领域
本发明涉及对产业用及民用电子设备供给直流稳定电源装置。特别是本发明涉及改善开关电源装置的DC-DC变换器的控制稳定性。
背景技术
近年来，对于开关电源装置，随着电子设备的低价格、小型化、高性能及节能化，迫切要求输出稳定性高、小型、高效率的电源装置。特别是对半导体装置供电的电源，随着半导体的高集成化，越来越要求能够从更低电压、更高稳定度供给大电流的电源装置。
图11A、图11B、图11C及图11D所示为以往的开关电源装置中的DC-DC变换器的各种构成例子电路图。图11A表示前向型DC-DC变换器，图11B表示后向型DC-DC变换器，图11C表示半桥型DC-DC变换器，图11D表示全桥型DC-DC变换器。在图11A所示的前向型DC-DC变换器中，标号100是输入直流电源，变压器102的一次绕组102a及主开关元件101的串联电路与输入直流电源100连接。整流二极管103及104的串联电路与变压器102的二次绕组102b连接。整流扼流圈105的一端与2个整流二极管103及104的连接点连接。滤波电容106的一端与整流扼流圈105的另一端连接。滤波电容106的两端成为输出端，与负载107连接，供给负载107的输出电压利用输出电压检测电路111进行检测，并输出给误差放大器109。在误差放大器109中，将来自输出电压设定用的基准电源110的基准电压与输出电压进行比较，将其误差信号进行放大，向控制电路108输出。控制电路108根据误差信号，进行主开关元件101的开关控制。
在图11B所示的后向型DC-DC变换器的构成要素具有相同功能给构成的部分，附加相同的标号。图11B所示的后向型DC-DC变换器是去掉图11A所示的前向型DC-DC变换器中的整流二极管104及整流扼流圈105而构成的。
在图11C所示的半桥型DC-DC变换器中，标号120是输入直流电源，2个电容121及122的串联电路与输入直流电源120连接。另外，2个主开关元件123及124的串联电路与电容121及122的串联电路并联连接。图中，主开关元件12及124是以MOSFET作为例子表示的。变压器125的一次绕组125a连接在2个电容121及122的连接点与2个主开关元件123及124的连接点之间。变压器125具有第一二次绕组125b及第二二次绕组125c。与整流用开关元件126及127连接。输出扼流圈128的一端与第一二次绕组125b及第二二次绕组125c的连接点连接，滤波电容129与输出扼流圈128的另一端连接。滤波电容129的两端成为输出顿，与负载130连接。供给负载130的输出电压利用输出电压检测电路134进行检测，并输出给误差放大器130。在误差放大器132中，将来自设定用的基准电源133的基准电压与输出电压进行比较，将其误差信号进行放大，向控制电路131输出。控制电路131根据误差信号，进行主开关元件123及124的开关控制。
在图11D所示的全桥型DC-DC变换器中，对于与图11C所示的半桥型DC-DC变换器的构成要素具有相同功能及构成的部分，附加相同的标号。图11D所示的全桥型DC-DC变换器是对图11C所示的半桥型DC-DC变换器中的电容121及122加以变化，设置利用控制电路131进行开关控制的主开关元件135及136。通过使主开关元件135及136进行开关动作，在变压器125的一次绕组125a中产生高频电压，在二次绕组125b及125c之匝数比相对应的高频电压。在图11D所示的全桥型DC-DC变换器中，利用整流用开关元件126及127与输出滤波电路128及129的电压及电容对直流进行滤波，对负载130供给直流电压。另外，输出直流电压利用输出电压检测电路134进行检测，输入至误差放大器132的一端，来自基准电源133的基准电压输入至误差放大器132的另一端，在误差放大器132中靓输出直流电压与基准电压进行比较。与该比较结果相对应的PWM脉冲，从脉冲发生器即控制电路131供给各主开关元件，对各主开关元件进行开关驱动。通过这样，对负载130供给稳定的直流电压。
在以往的开关电源装置中，为了力图增大容量，或者为了力图使电路元器件小型化及减轻电路元器件的重量，采用将多个开关电源装置串联连接的方法。具体来说，随着大规模集成电路(LSI)或微处理器(MPU)那样的半导体元件图形微细化的发展，要力图使半导体元件作用的电源实现低电压及大电流。特别是输入输出电压之间的降压比较大的情况下，例如输入电压为48V、输出电压为1.2V的情况下，变压器的匝数比必然增加。另外，在这样构成的开关电源装置中，若输出电流量增大，则由于变压器的绕组部分的损耗也增加，因此不仅开关电源装置的效率恶化，而且也导致装置大型化。
在将多个开关电源装置即DC-DC变换器串联连接时，是利用多个电容降输入直流电压进行分压，并将分压的各电压作为电源，DC-DC变换器分别与之连接。利用控制电路提供的PWM信号，对这些DC-DC变换器进行开关控制，通过这样在并联连接的输出侧形成所希望的直流电压。图12A及图12B所示为将多个开关电源电路串联连接的以往例子。图12A及图12B所示为将多个开关电源电路即DC-DC变换器在输入侧串联连接而构成的以往的开关电源装置电路例子。图12A的电路图为表示用半桥或全桥方式构成的开关电源装置的简图，图12B的电路图为表示用前向方式或后向方式构成的开关电源装置的简图。
在图12A及图12B中是这样构成的，其输入直流电源201的输入直流电压利用2个分压电容202及203进行分压，分压后的各直流电压输入至2个DC-DC变换器204及205的各DC-DC变换器。来自DC-DC变换器204及205的输出利用滤波电容206进行滤波，供给负载207。如上所述，输入直流电压利用电容202及203进行分压，将分压后的各电压作为电源，输入至DC-DC变换器204及205。然后，输出侧并联连接的DC-DC变换器对负载207供给所希望的输出电压。
但是，在图12A及图12B所示构成的以往的开关电源装置中，实际上由于电路常数及主开关元件的动作产生差异，因此在各DC-DC变换器中，有的情况下对各DC-DC变换器的输入电压失去平衡，产生负载不平衡。若这样的负载不平衡增大，则对主开关元件的使用条件产生恶劣影响，有的情况下不能完成装置的功能。因此，在该领域中应该要解决的问题是提供不产生这样的问题、进行稳定工作的开关电源装置。
对于这样的问题而进行开发的装置有日本的特开昭62-138061号公报及特公平4-1589号公报所揭示的开关电源装置。
在日本的特开昭62-138061号公报中，揭示了将多个高频逆变器电路的输入侧串联连接的开关调节器电源装置。在该开关调节器电源装置中，以防止2个开关元件损坏为目的，使施加电压平衡。为此，在开关电源装置中，使各高频逆变器电路以相反相位动作，公用输出侧的扼流圈，通过这样消除各高频逆变器电路中的阻抗之差。
另外，在日本的特公平4-1589号公报中揭示的控制方法是，规定在多个DC-DC变换器的各输入侧连接的电容应该分别承担的电压目标值，而且检测各电容的施加电压，进行控制使两者的偏差为零。
但是，在特开昭62-138061号公报所揭示的开关电源装置中，若在扼流圈以外的高频逆变器电路中产生常数差异，则由于负载分配产生差异，因此作为电源装置的动作有可能变成不稳定。
另外，在以高电压作为输入的特开昭62-138061号公报所揭示的开关调节器电源装置中，通过使各高频逆变器电压取得电压平衡，以防止开关电路即构成高频逆变器电路的半导体元件因超过耐压而引起的元件损坏。但是，在特开昭62-138061号公报所揭示的构成的情况下，为了设定电压目标值，必须利用电阻将输入电压进行分压，因此在进行电压检测时，将产生功耗，导致效率下降。
在日本的特公平4-1589号公报所揭示的DC-DC变换器的串联工作方式中，虽进行调整使得达到电容应该分别承担的电压值，但由于各DC-DC变换器的构成元器件的特性差异，在各电路的输出状态中产生不平衡。
发明内容
本发明正是为了解决上述以往的开关电源装置中的问题，是将多个DC-DC变换器的输入侧串联连接，目的在于使各DC-DC变换器的输入电压均衡，利用廉价而且功耗少的电路元器件使负载分配均衡。
为了达到上述目的，本发明有关的开关电源装置，具备
将直流电源的电压进行分压的多个电容、
将用所述多个电容进行分压的电压分别作为输入而输出侧并联连接的多个DC-DC变换器、
检测所述DC-DC变换器的输出电压并形成与基准电压的误差信号的输出电压误差检测装置、
检测与各DC-DC变换器的输入电压相对应的电压并形成各DC-DC变换器输入电压的偏差信号的输入电压偏差检测装置、以及
将来自所述输出电压误差检测装置的误差信号及来自所述输入电压偏差检测装置的偏差信号作为输入并进行所述DC-DC变换器的驱动控制的控制装置。
本发明的开关电源装置是这样构成的，它用各电容将直流电源的电压正确而且均衡地进行分压，使其加在各DC-DC变换器上。而且，在本发明中，是通过间接检测分压后的电压，对各DC-DC变换器的输入电压进行监视，以防止因各DC-DC变换器的输入电压失去平衡而导致负载电流的不平衡，防止控制变成不稳定。本发明由于能够减少各DC-DC变换器的输入电压，因此能够减少变压器的一次绕组的匝数比，特别是能够降低作为开关装置使用的开关元件的耐压。本发明在输入输出之间降压大的开关电源装置中，由于能够减少变压器的匝数，因此在必须大电流输出的装置及形状或空间有限制的小型装置中，是一种有效的电路构成。
在本发明的开关电源装置中，输入电压偏差检测装置由具有检测DC-DC变换器中规定的构成部分所加的电压的电压检测装置、以及检测利用所述电压检测装置检测的各DC-DC变换器的输入电压的偏差的电压偏差检测装置构成。
控制装置是这样构成，它将所述输入电压偏差检测装置的偏差信号及所述输出电压误差检测装置的误差信号作为输入，对于使所述开关装置进行开关动作的驱动信号进行校正，使得对各DC-DC变换器的输入电压平衡得到均衡，使所述输入电压偏差检测装置的偏差为零。这样构成的本发明的开关电源装置，是通过间接检测分压后的直流电源的电压，对各DC-DC变换器的输入电压进行监视，以防止因各DC-DC变换器的输入电压失去平衡而导致负载电流的不平衡，防止控制变成不稳定。
在本发明的开关电源装置中，具有在连接直流电源的输入端之间串联连接的N个(N为3及3以上的整数)电容、以及与所述电容的各电容连接的N个DC-DC变换器，
输入电压偏差检测装置检测与各DC-DC变换器的输入电压相对应的电压，计算平均值，形成该平均值与和各DC-DC变换器的输入电压相对应的电压的偏差，
控制装置是这样构成的，它将所述输入电压偏差检测装置的偏差信号及所述输出电压误差检测装置的误差信号作为输入，对于使所述开关装置进行开关动作的驱动信号进行校正，使得对各DC-DC变换器的输入电压平衡得到均衡，使所述输入电压偏差检测装置的偏差为零。这样构成的本发明的开关电源装置，是将3个及3个以上的DC-DC变换器在输入侧串联连接而构成，确实求出各DC-DC变换器的偏差，以防止因各位DC-DC变换器的输入电压失去平衡而导致负载电流的不平衡，防止控制变成不稳定。
在本发明的开关电源装置中，输入电压偏差检测装置是这样构成的，它在变压器中增加辅助绕组，在开关装置为导通状态时，检测所述辅助绕组中感应的电压。这样构成的本发明的开关电源装置，通过在变压器中增加辅助绕组，以检测加在变压器一次绕组上的电压，就能够检测各DC-DC变换器的输入电压。通过这样，本发明的开关电源装置能够防止串联连接的DC-DC变换器中因各DC-DC变换器的输入电压失去平衡而导致负载电流的不平衡，维持稳定的电路动作。
在本发明的开关电源装置中，输入电压偏差检测装置是检测变压器二次绕组中感应的电压而构成的。这样构成的本发明的开关电源装置是根据变压器二次绕组中感应的电压振幅值，检测各DC-DC变换器的输入电压，计算各自的偏差，能够取得电压平衡，防止因各DC-DC变换器的输入电压失去平衡而导致负载电流的不平衡。
在本发明的开关电源装置中，输入电压偏差检测装置由检测输出扼流圈所加的电压而构成。这样构成的本发明的开关电源装置通过检测DC-DC变换器的输出扼流圈中感应的电压，能间接检测输入至各DC-DC变换器的电压。然后，用该检测的电压，在本发明中能够控制使开关装置进行开关的驱动信号。
在本发明的开关电源装置中，控制装置由具有形成基准三角波信号的基准三角波信号形成装置、以及将所述基准三角波信号与输出电压误差检测装置的误差信号进行比较的电压比较装置构成，是将输入电压偏差检测装置的偏差信号与基准三角波信号或所述输出电压误差检测装置的误差信号的某一个信号相加后，进行电压比较而构成。
在本发明的开关电源装置中，DC-DC变换器至少具有开关装置、隔离变压器、整流装置、滤波电容及输出扼流圈，所述整流装置用二极管构成。
在本发明的开关电源装置中，DC-DC变换器利用前向型变换器、后向型变换器、半桥型变换器及全桥型变换器中的一种变换器构成。这样构成的本发明的开关电源装置，由于利用作为隔离型变换器的已知的前向型变换器，后向型变换器、半桥型变换器及全桥型变换器中的一种电路构成，由于采用隔离型变压器，因此通过检测隔离变压器中感应的电压，就能够容易地检测出输入电压，容易进行可靠的控制。
发明的新颖特征不外乎是在所附的权利要求中特别叙述的内容，关于构成内容这两方面，本发明将它与其它目的及特征一起，通过参照附图并阅读以下的详细说明，将更好地加以理解并进行评价。
附图说明
图1所示为本发明有关的实施形态1的开关电源装置构成电路图。
图2为实施形态1的开关电源装置的动作波形图。
图3所示为实施形态1的开关电源装置控制电路构成方框图。
图4所示为本发明有关的实施形态2的开关电源装置构成电路图。
图5为实施形态2的开关电源装置的动作波形图。
图6所示为本发明有关的实施形态3的开关电源装置构成电路图。
图7所示为本发明有关的实施形态4的开关电源装置构成电路图。
图8所示为本发明有关的实施形态5的开关电源装置构成电路图。
图9所示为本发明有关的实施形态6的开关电源装置构成电路图。
图10所示为本发明有关的实施形态6的开关电源装置的动作波形图。
图11A所示为以往的前向型DC-DC变换器的构成电路图。
图11B所示为以往的后向型DC-DC变换器的构成电路图。
图11C所示为以往的半桥型DC-DC变换器的构成电路图。
图11D所示为以往的全桥型DC-DC变换器的构成电路图。
图12A为说明DC-DC变换器的连接方法的电路图。
图12B为说明DC-DC变换器的其它连接方法的电路图。
附图的一部分或全部是利用以图示为目的的简要表现方式描绘的，不一定忠实描绘了其中所示要素的实际的相对大小及位置，这一点要请考虑到。
具体实施方式
下面参照附图说明本发明有关的开关电源装置的理想实施形态。
(实施形态1)
图1所示为本发明有关的实施形态1的开关电源装置构成电路图。图1所示的实施形态1的开关电源装置由2组半桥型DC-DC变换器(以下简称为半桥型变换器)350及360将输入侧串联连接、将输出侧并联连接而构成。即，在实施形态1的开关电源装置中，将2个电容302及303串联连接，将直流电源301的电压进行分压，分压后的电压加在第一半桥型变换器350及第二半桥变换器360上。在2组DC-DC变换器是半桥方式时，也可以省略电容302及303。这是因为，在半桥方式的情况下，在电路构成上具有电容304、305、312及313，将电压进行分压。
在第一半桥变换器350中，2个电容304及305的串联电路与电容302并联连接。另外，第一及第二开关元件306及307的串联电路与电容304及305的串联电路并联连接。这里，第一及第二开关元件306及307是以MOSFET为例表示的。第一变压器308的一次绕组308a连接在2个电容304及305的连接点和第一及第二开关元件306及307的连接点之间。第一变压器308具有一次绕组308a、第一二次绕组308b、第二二次绕组308c及辅助绕组308d。第一变压器308的第一二次绕组308b及第二二次绕组308c与整流用开关装置即第五及第六开关元件309及310连接。输出扼流圈311的一端与第一二次绕组308b及第二二次绕组308c的连接点连接。滤波电容320与输出扼流圈311的另一端连接。滤波电容320的两端成为输出端，与负载321连接。供给负载321的输出电压利用输出电压检测装置即输出电压检测电路351进行检测，输出给输出电压误差放大器322。在输出电压误差放大器322中将输出电压设定用的来自基准电源323的基准电压与输出电压进行比较，将其误差信号进行放大，向控制装置即控制电路324输出。
在第二半桥变换器360中，2个电容312即313的串联电路与电容303并联连接。另外，第三及第四开关元件314即315的串联电路与电容312即313的串联电路并联连接。这里，第三及第四开关元件314即315是以MOSFET为例表示的。第二变压器316的一次绕组316a连接在2个电容312及313的连接点和第三及第四开关元件314及315的连接点之间。第二变压器316具有一次绕组316a、第一二次绕组316b、第二二次绕组316c及辅助绕组316d。第二变压器316的第一二次绕组316b及第二二次绕组316c与整流用开关装置即第七及第八开关元件317及318连接。输出扼流圈319的一端与第一二次绕组316b及第二二次绕组316c的连接点连接，滤波电容320与输出扼流圈319的另一端连接。
如上所述，在第一半桥变换器350及第二半桥变换器360中公用滤波电容320。即，第一半桥变换器350及第二半桥变换器360的各输出端并联连接，向负载321供给直流功率而构成。
在第一变压器308的辅助绕组308d中产生的电压，利用电压检测装置即第一电压检测电路325进行检测，输入至电压偏差检测装置即电压偏差检测电路327。另外，在第二变压器316的辅助绕组316d中产生的电压，利用电压检测装置即第二电压检测电路326进行检测。输入至电压偏差检测电路327。在电压偏差检测电路327中，将利用第一电压检测电路325的检测电压与利用第二电压检测电路326的检测电压进行比较，通过电压信号校正电路328将比较的结果输入到控制电路324。
将由输出电压误差放大器322放大的误差信号、以及作为表示第一电压检测电路325的输出电压与利用第二电压检测电路326的输出电压比较结果的电压信号的偏差信号输入到控制电路324中。根据这些信号，在控制电路324中对开关元件306、307、309、310、314、315、317及318进行开关控制。
设置为了设定输出电压所用的、检测输出电压的输出电压检测电路351、输出电压设定用基准电源323、求出输出电压与输出电压设定用基准电源323的基准电压的偏差的输出电压误差放大器322。以及将来自该输出电压误差放大器322的误差信号取入控制电路324的内部并形成对各开关元件进行开关驱动用的驱动信号的后述驱动信号形成装置。
图2所示为实施形态1的开关电源装置的动作波形图。在图2中，(a)是第一开关元件306的驱动信号，(b)是第二开关元件307的驱动信号，(c)是第三开关元件314的驱动信号，(d)是第四开关元件315的驱动信号，(e)是加在第一变压器308的一次绕组308a上电压波形，(f)是加在第二变压器316的一次绕组316a上的电压波形。另外，在图2中，(g)中的实线是输入至第五开关元件309的栅极端的驱动信号(栅极驱动信号)，虚线是加在第五开关元件309的两端的电压波形。图2的(h)中的实线是输入至第六开关元件310的栅极端的驱动信号(栅极驱动信号)，虚线实加在第六开关元件310的两端的电压波形。图2的(i)中的实线是输入至第七开关元件317的栅极端的驱动信号(栅极驱动信号)，虚线是加在第七开关元件317的两端的电压波形。图2的(j)中的实线是输入至第八开关元件318的栅极端的驱动信号(栅极驱动信号)，虚线是加在第八开关元件318的两端的电压波形。
下面将图2所示的从时刻t0至时刻t8的电路动作按时间进行划分来说明。
<时间段t0～t1>
图2的(a)所示的栅极驱动信号一加在第一开关元件306上，则第一开关元件306在时刻t0导通。这样，在第一变压器308的一次绕组308a的两端加上相当于直流电源301的输入电压Vin[V]的1/4(Vin/4)[V]的电压。所谓(Vin/4)[V]的电压是由电容304、305、312及313决定的。这时，如图2的(g)所示，由于第五开关元件309利用栅极驱动信号，已经处于断开状态，因此若设第一变压器308的一次绕组308a的匝数为N9，第一二次绕组308b的匝数为Ns，则对第一变压器308的第一二次绕组308b加上具有2(Vin/4)·(Ns/Np)[V]的振幅值的矩形波电压。另外，第二二次绕组308c的匝数也为Ns。
<时间段t1～t2>
在时刻t1，图2的(a)所示的栅极驱动信号一加在第一开关元件306上，则第一开关元件306断开。这样，第一变压器308的一次绕组308a的两端电压下降至0[V]。这时，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压仍是0[V]不变。另外，在第二变压器316的第一二次绕组316b的两端所加的电压，由于第一开关元件306断开，因此下降至0[V]。另外，在时刻t1，利用图2的(I)所示的栅极驱动信号，第七开关元件317断开。
<时间段t2～t3>
在时刻t2，利用图2的(c)所示的栅极驱动信号，第三开关元件314导通，利用图2的(g)所示的栅极驱动信号，第五开关元件309导通。这样，在第二变压器316的一次绕组316a的两端加上具有(Vin/4)[V]的振幅的电压。这时，由于第七开关元件317已经成为断开状态，因此对第七开关元件317加上具有2(Vin/4)·(Ns/Np)[V]的振幅值的矩形波电压。
<时间段t3～t4)
在时刻t3，利用图2的(c)所示的栅极驱动信号，第三开关元件314断开，利用图2的(h)所示的栅极驱动信号，第六开关元件310断开。这时，在第二变压器316的一次绕组316a的两端加上的电压下降至0[V]。同样，第二变压器316的第一二次绕组316b的两端电压成为0[V]。
<时间段t4～t5>
利用图2的(b)及(I)所示的各栅极驱动信号，在时刻t4，第二开关元件307及第七开关元件317导通。这样，在第一变压器308的一次绕组308a的两端加上具有一(Vin/4)[V]的振幅值的电压。这时，由于第六开关元件310已经是断开状态，因此对第一变压器308的第二次绕组308c加上具有2(Vin/4)·(Ns/Np)[V]的振幅值的矩形波电压。
<时间段t5～t6>
利用图2的(b)及(j)所示的各栅极驱动信号，在时刻t5，第二开关元件307及第八开关元件318断开。这样，在第一变压器308的一次绕组308a，感应出具有(Vin/4)[V]的振幅值的电压。另外，由于第二开关元件307断开，因而第一变压器308的一次绕组308a的两端电压成为0[V]，所以第二二次绕组308c的两端电压成为0[V]。
另外，在时刻t5，第八开关元件318断开。
<时间段t6～t7>
利用图2的(d)及(h)所示的各栅极驱动信号，在时刻t6，第六开关元件310及第四开关元件315导通。这样，对第二变压器316的一次绕组316a加上一(Vin/4)[V]的电压。另外，对第二变压器316的第二二次绕组316c加上具有2(Vin/4)～(Ns/Np)[V]的振幅值的矩形波电压。
<时间段t7～t8>
利用图2的(d)及(g)所示的各栅极驱动信号，在时刻t7，第五开关元件309及第四开关31 5断开。这样，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压成为0[V]。这时，由于第八开关元件318断开，因此第二变压器316的第二二次绕组316c的两端电压成为0[V]。
实施形态1的开关电源装置的第一及第二半桥变换器350及360如上所述那样工作。在构成第一及第二半桥变换器350及360的元器件的特性有差异时，或者在电源起动时的过渡状态中，对于与将输入电压进行分压的电容302及303连接的各半桥变换器350及360，其输入电压会产生不平衡。在以往的开关电源装置中，通过检测各半桥变换器350及360的输入电压的实际值，以防止输出电压的不平衡。在本发明有关的实施形态1中，是通过间接检测加在各变压器306及316上的电压，以检测与各半桥变换器350及360的输入电压成正比的电压值，来纠正输出电压的不平衡。
下面说明实施形态1的开关电源装置中各半桥变换器350及360的输入电压不平衡的纠正方法。
在实施形态1的开关电源装置中，第一变压器308除了设置一次绕组308a、第一二次绕组308b及第二二次绕组308c，还设置辅助绕组308d。而加在该辅助绕组308d上的电压是利用第一电压检测电路325进行检测而构成的。同样，对于第二变压器316，除了设置一次绕组316a、第一二次绕组316b及第二二次绕组316c，还设置辅助绕组316d。而加在该辅助绕组316d上的电压是利用第二电压检测电路326进行检测而构成的。即，若设辅助绕组308d及316d的匝数为Nb，则在第一开关元件306或第三开关元件314为导通状态时，在各辅助绕组308d及316d中产生2(Vin/4)·(Nb/Np)[V]的电压。辅助绕组308d及316的中产生的电压即利用第一及第二电压检测电路325及326检测的值，具有与第一及第二半桥变换器350及360的输入电压成正比的振幅值。第一电压检测电路325的输出电压与第二电压检测电路326的输出电压的偏差，利用电压偏差检测电路327进行检测。然后，利用该电压偏差检测电路327检测的表示偏差检测值的偏差信号，通过电压信号校正电路328输入至控制电路324，以校正使各开关元件进行开关动作的驱动信号。在控制电路324中，通过校正各开关的驱动信号来进行控制，使电压偏差检测电路327的输入偏差成为零。
如上所述，在本发明有关的实施形态1的开关电源装置中，即使构成第一及第二半桥变换器350及360的各元器件的特性有差异，另外即使在电源起动时的过渡状态中，是间接检测加在变压器308及316上的电压，力图使来自各半桥变换器350及360的输出电压平衡。因而，实施形态1的开关电源装置，在与将输入电压进行分压的电容302及303连接的各半桥变换器350及360中，即使产生不平衡，分压的电压产生偏差时，也可能确实使各半桥变换器350及360的输入电压处于平衡状态。
下面说明实施形态1的开关电源装置中的第一及第二电压检测电路325及326的构成。
作为第一及第二电压检测电路325及326的一个例子，有一种构成是采用全波整流器，将来自辅助绕组308d及316d的电流进行整流，来检测直流电压。在具有这样构成的第一及第二电压检测电路325及326的实施形态1的开关电源装置中，若利用电容302及303将输入直流电压均匀分压，则利用第一及第二电压检测电路均匀分压，则利用第一及第二电压检测电路325及326检测的电压相等。因而，电压偏差检测电路327没有检测出偏差检测值，对控制电路324不输出偏差信号。
如果，在利用电容302及303不能将输入直流电压均匀分压时，则利用第一及第二电压检测电路325及326检测的电压产生偏差。因此，电压偏差检测电路327检测出偏差检测值，将表示该偏差检测值的偏差信号通过电压信号校正电路328，输出控制电路324。
另外，作为第一及第二电压检测电路325及326的其它例子，有一种构成是用检测矩形波电压的峰值的装置。在这样构成第一及第二电压检测电路325及326时，由于需要防止因噪声的影响而引起误动作，因此在各变压器308及316的一次绕组308a及316a或辅助绕组308d及316d的两端适当插入吸收电路，力图使动作稳定。在具有这样构成的第一及第二电压检测电路325及326的开关电源装置中，与前述构成相同，若利用电容302及303将输入直流电压均匀分压，则利用第一及第二电压检测电路325及326检测的电压相等。另外，在利用电容302及303不能将输入直流电压均匀分压时，则利用第一及第二电压检测电路325及326检测的电压产生偏差。因此，电压偏差检测电路327检测出偏差检测值，将表示该偏差检测值的偏差信号通过电压信号校正电路328，输出给控制电路324。
在控制电路324中设置基准三角波信号形成电路501，它产生决定各开关元件驱动信号周期用的三角波信号。另外，控制电路324具有驱动信号形成装置，它将来自电压偏差检测电路327的表示偏差值的校正信号作为输入，形成使各开关元件进行开关动作的驱动信号。
如前所述，在实施形态1的开关电源装置中，用输出电压检测电路351检测的输出电压输入至输出电压误差放大器322，在该输出电压误差放大器322中，与输出电压设定用基准电源323的基准电压进行比较。将该比较结果即表示输出电压误差检测电压的误差信号进行放大，输入至控制电路324。
使各开关元件进行开关动作的驱动信号在控制电路324中的生成方法，是将来自基准三角波信号形成电路501的三角波电压与来自输出电压误差放大器322的输出电压误差检测电压在电压比较装置即比较器中进行比较，然后生成脉冲波形。这时，从电压偏差检测电路327通过电压信号校正电路328输入的校正信号的偏差电压与三角波电压相加或相减，与来自输出电压误差放大器322的输出电压误差检测电压进行比较。
图3所示为控制电路324中的驱动信号形成装置的构成方框图。如图3所示，从电压偏差检测电路327通过电压信号校正电路328输入的校正信号的偏差电压与来自输出电压误差放大器322的输出电压误差检测电压进行比较。
在控制电路324中，来自电压信号校正电路328的偏差信号在加法器506中与三角波电压进行加法处理，输入至第一电压比较电路502。来自输出电压误差放大器322的输出电压误差检测电压输入至该第一电压比较电路502进行比较。其比较结果输入至第一开关元件驱动电路504，驱动控制第一半桥变换器350中的第一开关元件306、第二开关元件307、第五开关元件309及第六开关元件310。另外，来自电压信号校正电路328的校正信号在加法器507中与三角波电压进行减法处理，输入至第二电压比较电路503。来自输出电压误差放大器322的输出电压误差检测电压输入至该第二电压比较电路503进行比较。其比较结果输入至第二开关元件驱动电路505。驱动控制第二半桥变换器360中的第三开关元件314、第四开关元件315、第七开关元件317及第八开关元件318。
例如，在控制电路324中，第一电压比较电路502根据电压信号校正电路328的校正信号，检测出第一半桥变换器350的输入电压超过设定值时，利用第一开关元件驱动电路504，分别改变第一半桥变换器350中的开关元件306、307、309、310的驱动信号占空比及第二半桥变换器360中的开关元件314、315、317、318的驱动信号占空比。即，进行控制使得第一半桥变换器350中的开关元件314、315、317、318的驱动信号占空比。即，进行控制使得第一半桥变换器350中处于一次侧的第一及第二开关元件306及307的驱动信号脉冲宽度加宽，进行控制使得第二半桥变换器360中处于一次侧的第三及第四开关元件314及315的驱动信号脉冲宽度变窄。通过这样进行控制，调整第一半桥变换器350的输入电压，使其成为设定值。
另外，在控制电路324中，第二电压比较电路503根据电压信号校正电路328的校正信号，检测出第二半桥变换器360的输入电压超过设定值时，利用第二开关元件驱动电路505，进行控制使得第二半桥变换器360中处于一次侧的第三及第四开关元件314及315的驱动信号脉冲宽度加宽。同时，利用第一半桥变换器350中处于一次侧的第一及第二开关元件306及307的驱动信号脉冲宽度变窄。通过这样进行控制调整第二半桥变换器360的输入电压，使得成为设定值。
实施形态1的开关电源装置由于如上所述构成，因此在利用电容302及303进行分压的电压产生差异时，能够容易控制驱动信号，使各开关元件进行所希望的开关动作，而且即使对于因元器件的特性差异而引起的不平衡，也能够灵活应对。其结果，实施形态1的开关电源装置能够提供可靠性高的DC-DC变换器。
在本发明有关的实施形态1的开关电源装置中，利用输入侧的串联连接，具有减小开关元件施加电压的效果。特别是例如对微处理器等半导体装置供电的电源中，必须从对设备的各部分供给功率的比较高的母线电压(例如48V)变为稳定度高的低电压(例如1V)。在本发明的开关电源装置中，其构成能够进行这样的变换。本发明的开关电源装置，由于通过将输入电路串联连接，能够稳定适应高的母线电压，因此作为半导体装置的电源装置是特别有效的。
另外，在上述实施形态1中，说明的是将2组半桥型DC-DC变换器串联连接的结构，但本发明不限定于该结构，很明显即使是单管的前向型变换器、后向型DC-DC变换器、全桥型DC-DC变换器、甚至在开关变压器的两端连接开关晶体管的变形前向型DC-DC变换器，也能够应用本发明。如上所述，电路方式即使不同，但在本发明的开关电源装置中，若是具有检测隔离变压器一次绕组中感应的电压的装置、将从各DC-DC变换器得到的检测电压进行比较的装置、以及控制各开关元件用的驱动信号的开关期间的装置的结构、则也能够适应。很明显，这样构成的开关电源装置包含在本发明的范围内。
<实施形态2>
下面说明本发明有关的实施形态2的开关电源装置。图4所示为本发明有关的实施形态2的开关电源装置构成电路图。在实施形态2中，对于表示与前述实施形态1的开关电源装置的要素相同功能、构成及动作的部分，附加相同的名称及标号，并省略其说明。
实施形态2的开关电源装置与前述实施形态1相同，是将2组半桥型DC-DC变换器(以下简称为半桥变换器)450及451的输入侧串联连接、将输出侧并联连接而构成的。即，在实施形态2的开关电源装置中，将二个电容302及303串联连接，将直流电源301的电压进行分压，分压后的各电压加在第一半桥变换器450及第二半桥变换器451上。
在第一半桥变换器450中，二个电容304及305的串联电路与电容302并联连接。另外，第一及第二开关元件306及307的串联电路与电容304及305的串联电路并联连接。这里，第一及第二开关元件306及307是以MOSFET为例表示的。第一变压器308的一次绕组308a连接在二个电容304及305的连接点和第一及第二开关元件306及307的连接点之间。第一变压器308具有一次绕组308a、第一二次绕组308b、第二二次绕组308c及辅助绕组308d。第一变压器308的第一二次绕组308b及第二二次绕组308c与整流装置即第一及第二整流二极管401及402连接。输出扼流圈311的一端与第一整流二极管401及第二整流二极管402的连接点连接，滤波电容320与输出扼流圈311的另一端连接。滤波电容320的两端成为输出端，与负载321连接。供给负载321的输出电压利用输出电压检测装置即输出电压检测电路351进行检测，输出给输出电压误差放大器322。在输出电压误差放大器322中将输出电压设定用的来自基准电源323的基准电压与输出电压进行比较，将其误差信号进行放大，向控制装置即控制电路324输出。
在第二半桥变换器451中，二个电容312及313的串联电路与电容303并联连接。另外，第三及第四开关元件314及315的串联电路与电容312及313的串联电路并联连接。这里，第三及第四开关元件314及315是以MOSFET为例表示的。第二变压器316的一次绕组316a连接在二个电容312及313的连接点和第三及第四开关元件314及315的连接点之间。第二变压器316具有一次绕组316a、第一二次绕组316b、第二二次绕组316c及辅助绕组316d。第二变压器316的第一二次绕组316b及第二二次绕组316c与整流装置即第三及第四整流二极管403及404连接。输出扼流圈319的一端与第三整流二极管403及第四整流二极管404的连接点连接，滤波电容320与输出扼流圈319的另一端连接。
如上所述，在第一半桥变换器450及第二半桥变换器451中公用滤波电容320。即，第一半桥变换器450及第二半桥变换器451的各输出端并联连接，向负载321供给直流功率而构成。
在实施形态2的开关电源装置中，与前述实施形态1相同，设置电压检测电路325及326、电压偏差检测电路327、以及电压信号校正电路328。
图5所示为实施形态2的开关电源装置的动作波形图，在图5中，(a)是第一开关元件306的驱动信号，(b)是第二开关元件307的驱动信号，(c)是第三开关元件314的驱动信号，(d)是第四开关元件315的驱动信号，(e)是加在第一变压器308的一次绕组308a上的电压波形，(f)是加在第二变压器316的一次绕组316a上的电压波形。另外，在图5中，(g)是第一及第二整流二极管401及402的阴极电压波形，(h)是第三及第四整流二极管403及404的阴极电压波形。
下面将图5所示的从时刻t0至时刻t8的电路动作按时间进行划分来说明。
<时间段t0～t1>
图5的(a)所示的栅极驱动信号一加在第一开关元件306上，则第一开关元件306在时刻t0导通，在第一变压器308的一次绕组308a的两端加上(Vin/4)[V]的电压。所谓(Vin/4)[V]的电压是由电容304、305、312及313决定的。这时，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压为0[V]。这里，若设一次绕组316a的匝数为Np，第一及第二二次绕组308b及308c的各匝数为Ns，则在第一及第二整流二极管401及402的阴极端与接地之间形成(Vin/4)·(Ns/Np)[V]的电压。
<时间段t1～t2>
在时刻t1，图5的(a)所示的栅极驱动信号一加在第一开关元件306上，则第一开关元件306断开。这样，第一变压器308的一次日子308a的两端电压下降至0[V]。另外，第一及第二整流二极管401及402的阴极端电压也下降至0[V]。
<时间段t2～t3>
在时刻t2，图5的(c)所示的栅极驱动信号一加在第三开关元件314上，则第三开关元件314导通。这样，对第二变压器316的一次绕组316a加上(Vin/4)[V]的电压。另外，在第三及第四整流二极管403及404的阴极端形成具有(Vin/4)·(Ns/Np)[V]的振幅值的矩形波电压。
<时间段t3～t4>
在时刻t3，图5的(c)所示的栅极驱动信号一加在第三开关元件314上，则第三开关元件314断开。这样，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压下降至0[V]。另外，利用图5(c)所示的栅极驱动信号，第三开关元件314断开，通过这样第三及第四整流二极管403及404的阴极端电压下降至0[V]。
<时间段t4～t5>
在时刻t4，图5的(b)所示的栅极驱动信号一加在第二开关元件307上，则第二开关元件307导通。这样，第一变压器308的一次绕组308a的两端电压成为一(Vin/4)[V]。这时，在第一及第二整流二极管401及402的阴极端形成(Vin/4)·(Ns/Np)[V]的电压。
<时间段t5～t6>
在时刻t5，图5的(b)所示的栅极驱动信号一加在第二开关元件307上，则第二开关元件307断开。这样，在第一变压器308的一次绕组308a，感应出具有一(Vin/4)[V]的振幅值的电压。另外，由于第二开关元件307断开，因而第一及第二整流二极管401及402的阴极端电压成为0[V]。
<时间段t6～t7>
在时刻t6，图5的(d)所示的栅极驱动信号一加在第四开关元件315上，则第四开关元件315导通。这样，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压成为0[V]。另外，第三及第四整流二极管403及404的阴极端形成具有(Vin/4)·(Ns/Np)[V]的振幅值的矩形波电压。
<时间段t7～t8>
在时刻t7，图5的(d)所示的栅极驱动信号一加在第四开关元件315上，则第四开关元件315断开。这样，第二变压器316的二次绕组316a的两端电压成为0[V]。另外，由于第四开关元件315断开，因而第三及第四整流二极管403及404的阴极电压下降至0[V]。
在实施形态2中，检测各辅助绕组308d及316d中感应的电压的方法、以及比较该检测的电压并将该偏差取入生成各开关元件驱动信号的控制电路324的方法等，与前述实施形态1相同，并省略其说明。
特别是在实施形态2中，由于要控制的开关元件数量少，因此能够简单构成控制电路。再有，根据实施形态2的构成，能够提供进行稳定动作的开关电源装置。
另外，在上述实施形态2中，说明的是将2组半桥型DC-DC变换器串联连接的结构，但本发明不限定于该结构，很明显即使是单管的前向型变换器、后向型DC-DC变换器、全桥型DC-DC变换器、甚至在开关变压器的两端连接开关晶体管的变形前向型DC-DC变换器，也能够应用本发明。如上所述，电路方式即使不同，但在本发明的开关电源装置中，若是具有检测隔离变压器一次绕组中感应的电压的装置、将从各DC-DC变换器得到的检测电压进行比较的装置、以及控制各开关元件用的驱动信号的开关期间的装置的结构，则也能够适应。很明显，这样构成的开关电源装置包含本发明的范围内。
<实施形态3>
下面说明本发明有关的实施形态3的开关电源装置。图6所示为本发明有关的实施形态3的开关电源装置构成电路图。在实施形态3中，对于表示与前述实施形态1的开关电源装置的要素相同功能、构成及动作的部分，附加相同的名称及标号，并省略其说明。
实施形态3的开关电源装置与前述实施形态1相同，是将2组半桥型DC-DC变换器(以下简称为半桥变换器)的输入侧串联连接、将输出侧并联连接而构成的。即，在实施形态3的开关电源装置中，将二个电容302及303串联连接，将直流电源301的电压进行分压，分压后的各电压加在第一半桥变换器及第二半桥变换器上。
如图6所示，在实施形态3的开关电源装置中，设置第一电压检测电路405及第二电压检测电路406。第一电压检测电路405检测与第一变压器308的第二二次绕组308c串联连接的第五开关元件309的两端所加的电压。第二电压检测电路406检测与第二变压器316的第二二次绕组316c串联连接的第七开关元件317的两端所加的电压。这些电压检测电路405及406以外的构成具有与图1所示的实施形态1的开关电源装置相同的构成。
利用第一电压检测电路405的检测值，具有与第一半桥变换器的输入电压成正比的振幅值，利用第二电压检测电路406的检测值，具有与第二半桥变换器的输入电压成正比的振幅值。第一及第二电压检测电路405及406的输出电压输入至电压偏差检测电路327，在电压偏差检测电路327中，检测各半桥变换器的输出侧开关元件两端电压的偏差。该偏差检测值输入至控制电路324。在控制电路324中，用输入的表示偏差检测值的偏差信号，校正使各开关元件进行开关动作的驱动信号。这样，控制电路324通过校正各开关元件的驱动信号进行控制，使得利用电压偏差检测电路405及406检测的偏差检测值为零。
如上所述，在实施形态3的开关电源装置中，利用电容302及303将直流电源301的电压一分为二。该分压后的电压加在各电容器302及303上。但是，在与电容302及303并联连接的各半桥变换器的构成元器件特性有差异时，或者在电源起动时的过渡状态中，利用电容302及303进行分压的电压将产生偏差。如前所述，在以往的开关电源装置中，是通过检测输入电压的实际值，来防止输出电压的不平衡。但是，在本发明有关的实施形态3的开关电源装置中，是通过间接检测加在各变压器308及316上的电压，来检测各半桥变换器的不平衡状态。实施形态3的开关电源装置，由于采用如上所述的构成，因此对于各半桥变换器的输入电压的不平衡及与之相应的负载电流的不平衡，成为能够灵活应对的装置。
另外，在上述实施形态3中，说明的是将2组半桥型DC-DC变换器串联连接的结构，但本发明不限定于该结构，很明显即使是单管的前向型变换器、后向型DC-DC变换器、全桥型DC-DC变换器、甚至在开关变压器的两端连接开关晶体管的变形前向型DC-DC变换器，也能够应用本发明。如上所述，电路方式即使不同，但在本发明的开关电源装置中，若是具有检测隔离变压器一次绕组中感应的电压的装置、将从各DC-DC变换器得到的检测电压进行比较的装置、以及控制各开关元件用的驱动信号的开关期间的装置的结构，则也能够适应。很明显，这样构成的开关电源装置包含在本发明的范围内。
<实施形态4>
下面说明本发明有关的实施形态4的开关电源装置。图7所示为本发明有关的实施形态4的开关电源装置构成电路图。在实施形态4中，对于表示与前述实施形态1的开关电源装置的要素相同功能、构成及动作的部分，附加相同的名称及标号，并设略其说明。
实施形态4的开关电源装置与前述实施形态1相同，是将2组半桥型DC-DC变换器(以下简称为半桥变换器)的输入侧串联连接、将输出侧并联连接而构成的。即，在实施形态4的开关电源装置中，将二个电容302及303串联连接，将直流电源301的电压进行分压，分压后的各电压加在第一半桥变换器及第二半桥变换器上。
如图7所示，在实施形态4的开关电源装置中，具有检测第一变压器308的第一二次绕组308b与第二二次绕组308c的连接点的电压的第一电压检测电路407、以及检测第二变压器316的第一二次绕组316b与第二二次绕组316c的连接点的电压的第二电压检测电路408。在实施形态4的开关电源中，这些电压检测电路407及408的构成以外的部分具有与图1所示的实施形态1的开关电源装置相同的构成。
利用第一电压检测电路407的检测值，具有与第一半桥变换器的输入电压成正比的振幅值，利用第二电压检测电路408的检测值，具有与第二半桥变换器的输入电压成正比的振幅值。第一及第二电压检测电路407及408的输出电压输入至电压偏差检测电路327，在电压偏差检测电路327中，检测输出功率的偏差。该偏差检测值输入至控制电路324。在控制电路324中，用输入的表示偏差检测值的偏差信号，校正使各开关元件进行开关动作的驱动信号。这样，控制电路324通过校正各开关元件的驱动信号进行控制，使得利用电压偏差检测电路407及408检测的偏差检测值为零。
如上所述，在实施形态4的开关电源装置中，利用电容302及303将直流电源301的电压一分为二。该分压后的电压加在各电容器302及303上。但是，在与电容302及303并联连接的各半桥变换器的构成元器件特性有差异时，或者在电源起动时的过渡状态中，利用电容302及303进行分压的电压将产生偏差。但是，在本发明有关的实施形态4的开关电源装置中，是通过间接检测加在各变压器308及316上的电压，来检测各半桥变换器的电路状态，对于各半桥变换器的不平衡，成为能够灵活应对的装置。
另外，在上述实施形态4中，说明的是将2组半桥型DC-DC变换器串联连接的结构，但本发明不限定于该结构，很明显即使是单管的前向型变换器、后向型DC-DC变换器、全桥型DC-DC变换器、甚至在开关变压器的两端连接开关晶体管的变形前向型DC-DC变换器，也能够应用本发明的开关电源装置中，若是具有检测隔离变压器一次绕组中感应的电压的装置、将从各DC-DC变换器得到的检测电压进行比较的装置、以及控制各开关元件用的驱动信号的开关期间的装置的结构，则也能够适应。很明显，这样构成的开关电源装置包含在本发明的范围内。
<实施形态5>
下面说明本发明有关的实施形态5的开关电源装置。图8所示为本发明有关的实施形态5的开关电源装置构成电路图。在实施形态5中，对于表示与前述实施形态1的开关电源装置的要素相同功能、构成及动作的部分，附加相同的名称及标号，并省略其说明。
实施形态5的开关电源装置与前述实施形态1相同，是将2组半桥型DC-DC变换器(以下简称为半桥变换器)的输入侧串联连接、将输出侧并联连接而构成的。即，在实施形态5的开关电源装置中，将二个电容302及303串联连接，将直流电源301的电压进行分压，分压后的各电压加在第一半桥变换器及第二半桥变换器上。
如图8所示，在实施形态5的开关电源装置中是这样构成的，它在各输出扼流圈410及412中设置辅助绕组410a及412a，利用电压检测电路409及411检测该辅助绕组410a及412a中感应的电压。实施形态5的开关电源装置是在输出扼流圈410及412中设置辅助绕组410a及412a，将电压检测电路409及411与该辅助绕组410a及412a连接，这一点与前述图1所示的实施形态1的开关电源装置的构成不同。
利用第一电压检测电路409的检测值，具有与第一半桥变换器的输入电压成正比的值，利用第二电压检测电路411的检测值，具有与第二半桥变换器的输入电压成正比的值。第一及第二电压检测电路409及411的输出电压输入至电压偏差检测电路413，在电压偏差检测电路413中，检测输出扼流圈410及412所加电压的偏差。该偏差检测值通过电压信号校正电路414，输入至控制电路324。在控制电路324中，用输入的表示偏差检测值的偏差信号，校正使各开关元件进行开关动作的驱动信号。这样，控制电路324通过校正各开关元件的驱动信号进行控制，使得利用电压偏差检测电路409及411检测的偏差检测值为零。
如上所述，在实施形态5的开关电源装置中，利用电容302及303将直流电源301的电压一分为二。该分压后的电压加在各电容器302及303上。但是，在与电容302及303并联连接的各版权保护器的构成元器件特性有差异时，或者在电源起动时的过渡状态中，利用电容302及303进行分压的电压将产生偏差。但是，在本发明有关的实施形态5的开关电源装置中，是通过间接检测加在各变压器308及316上的电压，来检测各半桥变换器的电路状态，对于各半桥变换器的不平衡，成为能够灵活应对的装置。
另外，在上述实施形态5中，说明的是将2组半桥型DC-DC变换器串联连接的结构，但本发明不限定于该结构，很明显即使是单管的前向型变换器、后向型DC-DC变换器、全桥型DC-DC变换器、甚至在开关变压器的两端连接开关晶体管的变形前向型DC-DC变换器，也能够应用本发明。如上所述，电路方式即使不同，但在本发明的开关电源装置中，若是具有检测隔离变压器一次绕组中感应的电压的装置、将从各DC-DC变换器得到的检测电压进行比较的装置、以及控制各开关元件用的驱动信号的开关期间的装置的结构，则也能够适应。很明显，这样构成的开关电源装置包含在本发明的范围内。
<实施形态6>
下面说明本发明有关的实施形态6的开关电源装置。图9所示为本发明有关的实施形态6的开关电源装置构成电路图。在实施形态6中，对于表示与前述实施形态1的开关电源装置的要素相同功能、构成及动作的部分，附加相同的名称及标号，并省略其说明。
实施形态6的开关电源装置是将3组半桥型DC-DC变换器(以下简称为半桥变换器)的输入侧串联连接、将输出侧并联连接而构成。即，在实施形态6的开关电源装置中，将三个电容302、303即450串联连接，将直流电源301的电压一分为三，分压后的各电压加在第一半桥变换器、第二半桥变换器及第三半桥变换器上。
如图9所示，在实施形态6的开关电源装置中，是对前述图1所示实施形态1的开关电源装置的构成增加第三半桥变换器而构成的。因而，实施形态6的开关电源装置是增加了具有与第一半桥变换器相同构成的第三半桥变换器而构成的，而第三半桥变换器用电容415及416、第九开关元件417、第十开关元件418、第三变压器419、第十一开关元件421、第十二开关元件422、滤波扼流圈423、以及滤波电容320构成。因而，第一半桥变换器、第二半桥变换器及第三半桥变换器的输出端并联连接，向负载321供给直流功率。
另外，为了设定输出电压，与前述实施形态1同样设置检测输出电压的输出电压检测电路351、输出电压设定用的基准电源323、以及求出输出电压与基准电源323的基准电压的偏差的输出电压误差放大器322。来自输出电压误差放大器322的表示偏差检测值的误差信号输入至控制电路324，形成使各开关元件进行开关动作的驱动信号。
在实施形态6的开关电源装置中，第一变压器308的辅助绕组308d产生的电压利用电压检测电路325进行检测，第二变压器316的辅助绕组316d产生的电压利用电压检测电路326进行检测，第三变压器419的辅助绕组419d产生的电压利用电压检测电路420进行检测，各电压检测电路325、326及424。在平均值电压检测电路424中，计算第一变压器308的辅助绕组308d中产生的电压、第二变压器316的辅助绕组316d中产生的电压、以及第三变压器419的辅助绕组419d中产生的电压之平均电压值，将该平均电压值与各检测电压进行比较。其结果，利用平均值电压检测电路424，通过电压信号校正装置425输出给控制电路324。
控制电路324将表示来自输出电压误差放大器322的放大的误差信号与第一变压器308的输出电压及第二变压器316的输出电压及第三变压器419的输出电压之各输出电压的平均电压进行比较的结果的偏差信号作为输入，根据这些信号，对开关元件306、307、309、310、314、315、317、318、417、418、421及422进行开关控制。
图10所示为实施形态6的开关电源装置的动作波形图，在图10中，(a)是第一开关元件306的驱动信号，(b)是第二开关元件307的驱动信号，(c)是第三开关元件314的驱动信号，(d)是第四开关315的驱动信号，(e)是第九开关元件417的驱动信号，(f)是第十开关元件418的屈从信号，(g)是加在第一变压器308的一次绕组308a上的电压波形，(h)是加在第二变压器316的一次绕组316a上的电压波形，以及(I)是加在第三变压器419的一次绕组419a上的电压波形。在图10中，(j)中的实线实第五开关元件309的驱动信号，虚线是加在第五开关元件309的两端的电压波形。图10的(k)中的实线是第六开关元件310的驱动信号，虚线是加在第六开关元件310的两端的电压波形。图10的(l)中的实线是第七开关元件317的驱动信号，虚线是加在第七开关元件317的两端的电压波形。图10(m)中的实现是第八开关元件318的驱动信号，虚线是加在第八开关元件318的两端的电压波形。图10的(n)中的实线是第十一开关元件421的驱动信号，虚线是加在第十一开关元件421的两端的电压波形。图10的0中的实线是第十二开关元件422的驱动信号，虚线是加在第十二开关元件422的两端的电压波形。
下面将图10所示的从时刻t0至时刻t12的电路动作按时间进行划分来说明。
<时间段t0～t1>
图10的(a)所示的栅极驱动信号一加在第一开关元件306上，则第一开关元件306在时刻t0导通。这样，在第一变压器308的一次绕组308a的两端加上图10的(g)所示的相当于直流电源301的输入电压Vin[V]的1/6的(Vin/6)[V]的电压。所谓(Vin/6)[V]的电压是由电容304、305、312、313、415及416决定的。这时，如图10的(j)所示，由于第五开关元件309利用栅极驱动信号，已经处于断开状态，因此若设第一变压器308的一次绕组308a的匝数为Np，第一二次绕组308b的匝数为Ns，则对第一变压器308的第一二次绕组308b加上具有2·(Vin/6)·(Ns/Np)[V]的振幅值的矩形波电压。
<时间段t1～t2>
在时刻t1，利用图10的(a)所示的栅极驱动信号，第一开关元件306断开。这样，第一变压器308的一次绕组308a的两端电压下降至0[V]。
<时间段t2～t3>
在时刻t2，利用图10的(c)所示的栅极驱动信号，第三开关元件314导通。这样，如图10的(h)所示，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压成为(Vin/6)[V]。另外，在该时刻，利用图10的(l)所示的栅极驱动信号，对第二变压器316的第一二次绕组316b的两端加上2·(Vin/6)·(NS/Np)[V]的电压。
<时间段t3～t4>
在时刻t3，利用图10的(c)所示的栅极驱动信号，第三开关元件314导通。这样，如图10的(h)所示，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压成为0[V]。另外，第二变压器316的第一二次绕组316b的两端的电压成为0[V]。
<时间段t4～t5>
在时刻t4，利用图10的(e)所示的栅极驱动信号，第九开关元件417导通。这样，第三变压器419的一次绕组419a的两端电压成为(Vin/6)[V]。这时，利用图10的(n)的实线所示的栅极驱动信号，由于第十一开关元件421处于断开状态，因此第十一开关元件421的两端电压成为2·(Vin/6)·(Ns/Np)[V]。
<时间段t5～t6>
在时刻t5，利用图10的(e)所示的栅极驱动信号，第九开关元件417断开。这样，第三变压器419的一次绕组419a的两端电压成为0[V]。这时，第十一开关元件421的两端电压下降至0[V]。
<时间段t6～t7>
在时刻t6，利用图10的(b)所示的栅极驱动信号，第二开关元件305导通。这样，第一变压器308的一次绕组308a的两端电压一(Vin/6)[V]。这时，利用图10的(k)的实线所示的栅极驱动信号，由于第六开关元件310处于断开状态，因此对第六开关元件310的两端加上2·(Vin/6)·(Ns/Np)[V]的电压。
<时间段t7～t8>
在时刻t7，利用图10的(b)所示的栅极驱动信号，第二开关元件305断开。这样，第一变压器308的一次绕组308a的两端电压成为0[V]。这时，如图10的(k)所示，第六开关元件310的两端电压下降至0[V]。
<时间段t8～t9>
在时刻t8，利用图10的(d)所示的栅极驱动信号，第四开关元件315导通。这样，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压成为一(Vin/6)[V]。这时，利用图10的(m)所示的栅极驱动信号，对第八开关元件318的两端加上2·(VIN/6)·(Ns/Np)[V]的电压。
<时间段t9～t10>
在时刻t9，利用图10的(d)所示的栅极驱动信号，第四开关元件315断开。这样，第二变压器316的一次绕组316a的两端电压为0[V]。这时，第八开关元件318的两端电压也下降至0[V]。
<时间段t10～t11>
在时刻t10，利用图10的(f)所示的栅极驱动信号，第十开关元件418导通。这样，对第三变压器419的一次绕组419a的两端加上一(Vin/6)[V]的电压。这时，利用图10的(0)所示的栅极驱动信号，对第十二开关元件422的两端加上2·(Vin/6)·(Ns/Np)[V]的电压。
<时间段t11～t12>
在时刻t11，利用图10的(f)所示的栅极驱动信号，第十开关元件418断开。这样，第三变压器419的一次绕组419a的两端电压下降至0[V]。这时，利用图10的(0)所示的栅极驱动信号，第十二开关元件422的两端电压也下降至0[V]。
以上是本发明有关的实施形态6的开关电源装置的动作过程。
在本发明有关的实施形态6的开关电源装置中，各变压器308、316及419除了一次绕组308a、316a、419a、第一二次绕组308b、316b、419b、第二二次绕组308c、316c及419c以外，再增加辅助绕组308d、316d及419d。即，若设辅助绕组308d、316d及419d的匝数为Nb，则第一开关元件306或第三开关元件314导通时，辅助绕组308d、316d及419d中产生2(Vin/6)(Nb/Np)[V]的电压。辅助绕组308d、316d及419d中产生电压信号具有与各半桥变换器中具有的电压检测电路325、326及420的输出电压的平均值电压是在平均值电压检测电路424中进行计算的。然后，平均值电压检测电路424检测各电压检测电路325、326及420的输出电压与平均值电压的偏差。检测的表示偏差值的误差信号通过电压信号校正电路328，输入至控制电路324。在控制电路324中，用误差信号来校正使各开关元件进行开关驱动的驱动信号。在控制电路324中，通过这样校正各开关元件的驱动信号进行控制，使得来自电压检测电路的检测电压的偏压为零。
如上所述，在本发明有关的实施形态6的开关电源装置中，利用电容302、303及450将直流电源301的电压一分为三，分压后的电压加在各电容302、303及450上。但是，在构成与各电容302、303及450上。但是，在构成与各电容302、303及450并联连接的各半桥变换器的元器件的元件值有差异时，或者在电源起动时的过渡状态中，利用电容进行分压的电压将产生偏差。如前所述，在以往例子中，是通过检测输入电压的实际值，来防止输入电压的不平衡。但是，在本发明有关的实施形态6的开关电源装置中，由于是间接检测加在各变压器上的电压而构成的，因此能检测各半桥变换器的电路状态。由于采用这样的构成，因此实施形态6的开关电源装置对于串联连接的半桥变换器的各输入电压的不平衡，成为能够更灵活应对的电源装置。
下面说明实施形态6的开关电源装置中的电压检测电路325、326及420的构成。
作为电压检测电路325、326及420的一个例子，有一种构成是采用全波整流器，将来自辅助绕组的电流进行整流，来检测直流电压。在具有这样构成的电压检测电路325、326及420的实施形态6的开关电源装置中，若利用电容302、303及450将输入直流电压均匀分压，则利用电压检测电路325、326及420检测的电压相等。因而，平均值电压检测电路424没有检测出偏差检测值，对控制电路324不输出偏差信号。
如果，在利用电容302、303及405不能将输入直流电压均匀分压时，则利用电压检测电路325、326及420检测的电压产生偏差。因此，平均值电压检测电路424检测出偏差检测值，将表示该偏差值的偏差信号通过电压信号校正电路425，输出给控制电路324。
另外，作为电压检测电路325、326及420的其它例子，有一种构成是用检测矩形波电压的峰值的装置。在这样构成电压检测电路325、326及420时，由于需要防止因噪声的影响而引起误动作，因此在各变压器308、316及419的一次绕组308a、316a及419a或辅助绕组308d、316d及419a的两端适当插入吸收电路，力图使动作稳定。在具有这样构成的电压检测电路325、326及420的开关电源装置中，与前述构成相同，若利用电容302、303及405将输入直流电压均匀分压，则利用电压检测电路325、326及420检测的电压相等。另外，在利用电容302、303及450不能将输入直流电压均匀分压时，则利用电压检测电路325、326及420检测的电压产生偏差。因此，平均值电压检测电路424检测出偏差检测值，将表示该偏差值的偏差信号通过电压信号校正电路425，输出给控制电路324
在控制电路324中设置三角波信号形成电路，它产生决定各开关元件驱动信号周期用的三角波信号。另外，控制电路324具有驱动信号形成装置，它将来自平均值电压检测电路424的表示偏差值的偏差信号作为输入，形成使各开关元件进行开关动作的驱动信号。
如前所述，在实施形态6的开关电源装置中，用输出电压检测电路351检测的输出电压输入至输出电压误差放大器322，在该输出电压误差放大器322中，与基准电源323的基准电压进行比较。将该比较结果即表示偏差检测电压的误差信号进行放大，输入至控制电路324。
控制电路324中的使各开关元件进行开关动作的驱动信号的生成方法，是将来自三角波信号形成电路的三角波电压与来自输出电压误差放大器322的偏差检测电压在比较器中进行比较，生成脉冲波形。这时是这样构成的，即来自平均值电压检测电路424的偏差信号的偏差电压与三角波电压或输出电压误差放大器322的偏差检测电压的某一个电压相加。
实施形态6的开关电源装置由于如上所述构成，因此在利用电容302、303及450进行分压的电压产生差异时，能够容易控制驱动信号，使各开关元件进行所希望的开关动作，而且即使对于因元器件的特性差异而引起的不平衡，也能够灵活应付。其结果，实施形态6的开关电源装置能够提供可靠性高的DC-DC变换器。
另外，在上述实施形态6中，说明的是将3组半桥型DC-DC变换器串联连接的结构，但本发明不限定于该结构，很明显即使是单管的前向型变换器、后向型DC-DC变换器、全桥型DC-DC变换器、甚至在开关变压器的两端连接开关晶体管的变形前向型DC-DC变换器，也能够应用本发明。如上所述，电路方式即使不同，但在本发明的开关电源装置中，若是具有检测隔离变压器一次绕组中感应的电压的装置、将从各DC-DC变换器得到的检测电压进行比较的装置、以及控制各开关元件用的驱动信号的开关期间的装置的结构，则也能够适应。很明显，这样构成的开关电源装置包含在本发明的范围内。
另外，在实施形态6的开关电源装置中，说明的是用3组DC-DC变换器构成的例子，但本发明不限定于这样的结构，即使在用4组及4组以上的DC-DC变换器构成的开关电源装置中，通过采用与实施形态6相同的方法也能够适应，很明显也包含在本发明的范围内。
根据以上对于实施形态极性的详细说明可知，本发明具有下述的效果。
根据本发明，能提供一种开关电源装置，它串联连接多个DC-DC变换器的输入侧，使各DC-DC变换器的输入电压均衡，采用廉价而且功耗小的电路元器件使负载分配均衡。
本发明的开关电源装置是这样构成的，即电容的串联体与直流电源并联连接，将DC-DC变换器的输入端与各电容器的两端连接，将DC-DC变换器的输出端并联连接，并与负载连接，能够采用廉价而且功耗小的电路元器件，使各DC-DC变换器的输入电压均匀。
在本发明的开关电源装置中，是检测各DC-DC变换器中的变压器或扼流圈中感应的电压波形并通过比较该检测电压，将该偏差用于控制电路中的校正处理，能够确实而且高精度地使加在各DC-DC变换器上的电压均匀。
根据本发明，在输入输出之间的降压大的开关电源装置中，能够减少变压器的匝数。通过这样，在供给大电流用的开关电源装置及形状或空间有限制的开关电源装置中，由于采用本发明，能够实线小型化及高效率，所以在开关电源装置中成为通用性强的有用的电路方式。
上面对发明以某种详细的程度就理想形态进行了说明，但该理想形态的现在揭示的内容在构成的细节部分应该可以有适当变化，在不超出权利要求的发明范围及思想的情况下，能够实线各要素的组合或顺序的变化。
Claims (10)
1.一种开关电源装置，其特征在于，具备
将直流电源的电压进行分压的多个电容、
将用所述多个电容进行分压的电压分别作为输入而输出侧并联连接的多个DC-DC变换器、
检测所述DC-DC变换器的输出电压并形成与基准电压的误差信号的输出电压误差检测装置、
检测与各DC-DC变换器的输入电压相对应的电压并形成各DC-DC变换器输入电压的偏差信号的输入电压偏差检测装置、以及
将来自所述输出电压误差检测装置的误差信号及来自所述输入电压偏差检测装置的偏差信号作为输入并进行所述DC-DC变换器的驱动控制的控制装置。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
输入电压偏差检测装置由具有检测DC-DC变换器中规定的构成部分所加的电压的电压检测装置、以及检测利用所述电压检测装置检测的各DC-DC变换器的输入电压的偏差的电压偏差检测装置构成，
控制装置是这样构成，它将所述输入电压偏差检测装置的偏差信号及所述输出电压误差检测装置的误差信号作为输入，对于使所述开关装置进行开关动作的驱动信号进行校正，使得对各DC-DC变换器的输入电压平衡得到均衡，使所述输入电压偏差检测装置的偏差为零。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，由具有在连接直流电源的输入端之间串联连接的N个(N为3及3以上的整数)电容、以及与所述电容的各电容连接的N个DC-DC变换器构成，其特征在于，
输入电压偏差检测装置检测与各DC-DC变换器的输入电压相对应的电压并计算平均值，形成该平均值与和各DC-DC变换器的输入电压相对应的电压的偏差，
控制装置是这样构成，它将所述输入电压偏差检测装置的偏差信号以及所述输出电压误差检测装置的误差信号作为输入，对于使所述开关装置进行开关动作的驱动信号进行校正，使得对各DC-DC变换器的输入电压平衡得到均衡，使所述输入电压偏差检测装置的偏差为零。
4.如权利要求1至3任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
输入电压偏差检测装置是这样构成，它在变压器中增加辅助绕组，在开关装置为导通状态时，检测所述辅助绕组中感应的电压。
5.如权利要求1至3任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
输入电压偏差检测装置由检测变压器二次绕组中感应的电压而构成。
6.如权利要求1至3任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
输入电压偏差检测装置由检测输出扼流圈所加的电压而构成。
7.如权利要求1至3任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
控制装置由具有形成基准三角波信号的基准三角波信号形成装置、以及将所述基准三角波形成与输出电压误差检测装置的误差信号进行比较的电压比较装置构成，是将输入电压偏差检测装置的偏差信号与基准三角波信号或误差放大器的误差信号的某一个信号相加后，进行电压比较而构成。
8.如权利要求1至3任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
DC-DC变换器至少具有开关装置、隔离变压器、整流装置、滤波电容及输出扼流圈，所述整流装置用二极管构成。
9.如权利要求1至3任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
DC-DC变换器利用前向型变换器、后向型变换器、半桥型变换器及全桥型变换器中的一种变换器构成。
10.如权利要求1至3任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
其构成是用于对半导体装置进行供电。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |