KR100430794B1 - 전원장치 및 그 전원장치를 이용한 공기조화기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 간단한 제어로써 입력전류의 도통각(導通角)을 확대하여 역율을 개선하고, 입력전류의 고조파 성분을 저감하는 전원장치, 및 이 것을 이용한 공기조화기를 제공한다.

본 발명에 관한 전원장치는 교류전원의 전압을 정류하는 정류회로와, 정류회로에 접속된 리액터와, 복수의 스위칭소자와 컨덴서 회로를 포함하고 정류회로의 출력전압을 입력하는 역율개선회로와, 정류회로와 역율개선회로와의 사이에 접속되고, 그 사이에 형성되는 전류 경로의 통전상태를 도통 또는 차단으로 절환하는 절환스위치부와, 절환스위치부의 통전상태를 제어하는 절환스위치 구동부와, 역율개선회로의 각각의 스위칭소자를 도통ㆍ차단시키는 펄스신호를 생성하여 출력하는 펄스신호 제어부와, 펄스신호 제어부로부터의 펄스신호를 수신하여 역율개선회로의 스위칭소자를 구동시키는 스위치 구동부를 구비하고 있다.

Description

전원장치 및 그 전원장치를 이용한 공기조화기{POWER SUPPLY APPARATUS AND AIR CONDITIONER USING THE SAME}

본 발명은 교류를 직류로 변환하고, 입력전류의 고조파 성분을 저감하여 역율을 개선해서 필요한 전원전압을 공급하는 전원장치 및 이 것을 이용한 공기조화기에 관한 것이다.

종래부터, 교류-직류 변환회로로서, 교류전압을 다이오드 정류회로에 입력하여 맥류(脈流) 출력을 취득해서, 이 것을 컨덴서로써 평활하여 직류전압을 취득하는 컨덴서 입력형 정류회로가 여러 분야에서 이용되고 있다. 컨덴서 입력형 정류회로에서는 입력전류는 전류 도통각(導通角)이 좁아지고 역율이 나쁘며, 무효전력이 많으므로 전력의 유효 이용이 가능하지 않고 또한 많은 고조파 성분을 포함하고 있어서 동일 전원계통에 접속된 기기에의 장해가 문제로 되고 있다. 이 문제를 해결하기 위한, 역율을 개선해서 고조파 성분을 저감하는 기술로서 특개평9-182457호 공보에 개시된 전원장치가 있다.

이 전원장치는 도 26(a)에 나타내는 바와 같은 회로구성을 가지며, 도 26(b)에 나타내는 바와 같이, 교류전원(101)으로부터 입력된 교류전압(Vin)을 정류회로 (103)로써 맥류 출력전압으로 변환할 때에 리액터(102)를 구비하고 있다. 이에 따라서 입력전류(Iin)의 돌입을 완화시킬 수 있고, 결과적으로 전류 도통각이 넓어지므로, 역율을 개선할 수 있고 입력전류(Iin)에 포함되는 고조파 성분을 감소시킬 수 있다.

예로서, 본 전원장치를 공기조화기에 이용하는 경우, 부하(105)는 압축기용 모터 및 이 모터를 구동하는 인버터가 된다. 교류전원(101)이 100V일 때 통상은 릴레이 회로(130)를 도통상태로 하여 배전압회로로써 동작시킨다. 특히 저부하 영역에서는 릴레이 회로(130)를 차단상태로 함으로써 전원장치는 전파정류회로로 되고 출력직류전압을 낮게 억제할 수 있으므로, 이때 인버터 및 모터에서의 손실을 저감시킬 수 있다.

이상과 같이 도 26에 나타내는 종래의 전원장치는 간단한 구성의 수동부품만의 삽입으로써 역율을 개선할 수 있음과 동시에 릴레이 회로(130)의 통전상태를 절환함으로써 부하(105)의 손실을 억제할 수 있다.

또한, 기타의 기술로서 특개평11-206130호 공보에 나타내는 전원장치가 검토되고 있다. 이 전원장치는 도 27(a)에 나타내는 구성을 갖는다. 이하, 이 전원장치의 상세한 동작에 대해서 설명한다.

도 27(a)에서, 제어부(132)는 교류전원(101)의 제로크로스(zerocross)점에 동기하여 스위칭소자(131)를 소정 시간 도통시키는 펄스 신호를 출력한다. 이에 따라서 리액터(102)를 거쳐서 정류회로(133) 및 스위칭소자(131)를 통하여, 교류전원 (101)을 단락시키는 전류가 흐르므로, 입력전류는 교류전원(101)의 제로크로스점으로부터 흐른다. 그리고, 스위칭소자(131)가 도통되면, 전류는 리액터(102), 정류회로(103), 컨덴서(120a, 120b) 또는 평활 컨덴서(104)를 통해서 흐른다. 이 결과, 전류 도통각을 크게 확대시킬 수 있고 역율을 대폭으로 개선할 수 있다.

본 전원장치도 공기조화기에 이용하는 경우, 부하(105)는 압축기용 모터 및이 모터를 구동하는 인버터가 된다. 따라서, 마찬가지로 저부하 영역에서 릴레이 회로(130)를 차단상태로 함으로써 전파정류회로로 되고, 인버터 및 모터에서의 손실을 억제할 수 있다.

이상과 같이 도 27에 나타내는 종래의 전원장치는 간단한 구성과 제어로써 역율을 크게 개선할 수 있음과 동시에 릴레이 회로(130)의 통전상태를 절환함으로써 부하(105)의 손실을 억제할 수 있다.

그러나, 상기 도 26에 나타내는 종래의 전원장치에서는 간단한 구성으로써 역율을 개선할 수 있기는 하였지만 그 개선효과는 작고, 충분한 역율을 취득할 수 없다. 또한 이 회로구성으로써 고역율을 취득하기 위해서는 리액터의 값을 크게 할 필요가 있고, 이 것은 구성부품의 대형화와 이 것에 따르는 손실의 증가를 초래한다. 더욱이 릴레이 회로(130)의 통전상태를 절환할 때에 출력전압이 크게 변동하고 부하(105)에 지장을 줄 가능성이 있다는 과제를 가지고 있다.

또한, 도 27에 나타내는 전원장치에서는 간단한 스위칭 제어로써 역율을 크게 개선할 수 있지만, 이 전원장치를 공기조화기 등에 이용한 경우에 있어서, 1) 200V 입력시에는 리액터가 대형화 하므로 리액터에서의 손실이 증가하는 것, 2) 100V 입력시와 200V 입력시에는 리액터의 크기가 상이하므로 회로를 공유할 수 없는 것, 3) 릴레이 회로(130)의 통전상태를 절환할 때에 출력전압이 크게 변동하고 부하(105)에 지장을 줄 가능성이 있다고 하는 과제를 가지고 있다.

본 발명은 이러한 종래의 과제를 해결하기 위한 것으로서, 간단한 구성 및제어로써 고역율을 취득할 수 있고, 스위칭소자에서의 손실의 증대와 발생 잡음의 증대에 기인하는 필터회로에서의 손실의 증대를 방지하여, 저손실이면서 고조파 억제를 가능하게 하는 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

또한, 200V 입력시에 있어서도 리액터의 대형화와, 이에 따르는 손실의 증가를 방지함과 동시에 100V 입력시와 200V 입력시에도 회로구성을 동일하게 하여 회로의 공유를 도모할 수 있는 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

그리고, 릴레이 회로(130)의 절환시에 발생하는 출력전압의 큰 변동을 억제할 수 있는 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

또한, 이러한 전원장치를 이용한 공기조화기를 제공하는 것을 목적으로 한다.

도 1은 본 발명의 전원장치의 실시형태 1에서의 회로구성도.

도 2는 본 발명의 전원장치의 실시형태 1에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 4(a)~4(d)는 본 발명의 전원장치의 하나의 구성예에서의 전류 경로도.

도 5(a)~5(d)는 본 발명의 전원장치의 다른 하나의 구성예에서의 전류 경로도.

도 6은 본 발명의 전원장치의 실시형태 2에서의 회로구성도.

도 7은 본 발명의 전원장치의 실시형태 2에서의 회로구성도.

도 8은 본 발명의 전원장치의 실시형태 2에서의 회로구성도.

도 9(a), 9(b)는 본 발명의 전원장치의 실시형태 2에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 10은 본 발명의 전원장치의 실시형태 2에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 11은 본 발명의 전원장치의 실시형태 2에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 12(a)~12(d)는 본 발명의 전원장치의 또 다른 하나의 구성예에서의 전류 경로도.

도 13은 본 발명의 전원장치의 실시형태 3에서의 회로구성도.

도 14는 본 발명의 전원장치의 실시형태 3에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 15는 본 발명의 전원장치의 실시형태 3에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 16은 본 발명의 전원장치의 실시형태 4에서의 회로구성도.

도 17은 본 발명의 전원장치의 실시형태 5에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 18은 본 발명의 전원장치의 실시형태 5에서의 펄스신호 및 주요 파형도.

도 19는 본 발명의 전원장치의 실시형태 6에서의 회로구성도.

도 20은 본 발명의 전원장치의 실시형태 7에서의 회로구성도.

도 21은 부하에 대한 절환스위치부의 통전상태, 역율개선회로의 제어 모드 및 인버터 장치에 의한 모터장치의 속도제어를 나타내는 도면.

도 22는 부하에 대한 절환스위치부의 통전상태, 역율개선회로의 제어 모드 및 인버터 장치에 의한 모터장치의 속도제어를 나타내는 도면.

도 23은 부하에 대한 절환스위치부의 통전상태, 역율개선회로의 제어 모드 및 인버터 장치에 의한 모터장치의 속도제어를 나타내는 도면.

도 24는 본 발명의 공기조화기의 하나의 실시형태를 나타내는 구성의 블록도.

도 25는 본 발명의 전원장치의 기타의 구성예를 나타내는 도면.

도 26은 (a)는 종래의 전원장치의 일례를 나타내는 회로구성도, (b)는 주요 파형도.

도 27은 (a)는 종래의 전원장치의 다른 예를 나타내는 회로구성도, (b)는 주요 파형도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1, 101 : 교류전원 3, 102 : 리액터

2, 103, 133 : 정류회로 2a, 2b 2c, 2d : 정류소자

4a, 4b, 131 : 스위칭소자 5a, 5b, 120a, 120b : 컨덴서

6a, 6b : 역류방지 정류소자 7 : 역율개선회로

8, 104 : 평활 컨덴서 9, 105 : 부하

10, 81 : 인버터 장치 11 : 모터장치

12 : 절환스위치부 21 : 제로크로스 검출부

22 : 펄스신호 제어부 23 : 스위치 구동부

26 : 직류전압 검출부 27 : 부하상태 검출부

30 : 인버터 제어부 31 : 인버터 구동부

32 : 위치검출부 40 : 절환스위치 구동부

41 : 전압극성 판별부 42 : 입력전류 검출부

43 : 타이머부 71 : 부하전류 검출부

82 : 전동압축기 91 : 4방향 밸브

92 : 실내 유닛 93 : 실내 열교환기

94 : 실내 송풍기 95 : 실외 유닛

96 : 실외 열교환기 97 : 실외 송풍기

98 : 팽창 밸브 130 : 릴레이회로

132 : 제어부

본 발명에 관한 제1의 전원장치는 (a) 교류전원의 출력전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류회로와, (b) 상기 정류회로에 접속된 리액터와, (c) 정류회로의 출력전압을 입력하는 역율개선회로(역율개선회로는 직렬로 접속된 복수의 스위칭소자로써 구성되고, 도통, 차단함으로써 상기 교류전원으로부터 흐르는 입력전류의 전류 경로를 변화시키는 스위칭회로와, 직렬로 접속된 복수의 컨덴서로써 구성되는 컨덴서 회로와, 스위칭회로가 도통상태일 때에 컨덴서에 충전된 전하가 스위칭회로에 역류하는 것을 방지하는 역류방지 정류소자로 구성된다. 스위칭회로 및 컨덴서 회로는 병렬로 배치된다. 스위칭소자 간의 접속점과 상기 컨덴서 간의 접속점이 접속된다. 스위칭회로의 단점(端点)과 컨덴서 회로의 단점이 역류방지 정류소자를 통해서 접속된다)와, (d) 정류회로의 입력단자의 하나와, 역율개선회로의 스위칭소자 간의 접속점과의 사이에 접속되고, 그 사이에 형성되는 전류 경로의 통전상태를 도통상태 또는 차단상태로 절환하는 절환스위치수단과, (e) 절환스위치수단의 통전상태를 제어하는 스위치 제어수단과, (f) 역율개선회로의 각각의 스위칭소자를 도통ㆍ차단시키는 펄스신호를 생성하여 출력하는 펄스신호 제어수단과, (g) 펄스신호 제어수단으로부터의 펄스신호를 수신하여 역율개선회로의 스위칭회로를 구동시키는 스위치 구동수단을 구비하고 있다.

본 발명에 관한 제2의 전원장치는 상기 제1의 전원장치의 회로구성을 갖는 전원장치로서, 펄스신호 제어수단이, 교류전원전압의 반주기에서 역율개선회로의 복수의 스위칭소자 중의 적어도 1개를 소정 시간 도통시키는 펄스신호를 출력함과 동시에 스위치수단의 통전상태를 절환하는 절환신호를 스위치 제어수단에 출력한다.

본 발명에 관한 제3의 전원장치는 제2의 전원장치에 있어서, 전원전압의 제로크로스점을 검출하여 제로크로스 검출신호를 출력하는 제로크로스 검출수단을 구비하고 있다. 이때, 펄스신호 제어수단은 제로크로스 검출수단으로부터의 제로크로스 검출신호에 따라서, 역율개선회로의 스위칭소자를 소정 시간 도통시키는 펄스신호를 출력한다.

본 발명에 관한 제4의 전원장치는 제2 또는 제3의 전원장치에 있어서, 전원전압의 극성을 판별하는 전압극성 판별수단을 또한 구비하고 있다. 이때, 펄스신호 제어수단은 적어도 절환스위치수단이 도통상태일 때는 전압극성 판별수단의 판별결과를 참조하고, 전원전압의 각각의 반주기에서의 극성에 대응하여 역율개선회로의 스위칭소자를 소정 시간 도통시키는 펄스신호를 출력한다.

본 발명에 관한 제5의 전원장치는 제2 내지 제4의 전원장치 중 어느 하나의 전원장치에 있어서, 교류전원의 전류치를 검출하는 입력전류 검출수단을 또한 구비하고 있다. 이때, 펄스신호 제어수단은 펄스신호가 차단상태이고, 또한, 입력전류 검출수단으로부터 취득되는 전류치가 0일 때에 스위치수단의 통전상태를 절환한다.

본 발명에 관한 제6의 전원장치는 제2 또는 제4의 전원장치에 있어서, 전원전압의 제로크로스점을 검출하여 제로크로스 검출신호를 출력하는 제로크로스 검출수단과, 이 제로크로스 검출신호를 수신하여 소정 시간 경과후에 절환 타이밍 신호를 출력하는 타이머 수단을 구비하고 있다. 이때, 펄스신호 제어수단은 타이머 수단으로부터의 절환 타이밍 신호를 수신하여 절환스위치수단의 통전상태를 절환한다.

본 발명에 관한 제7의 전원장치는 제2 또는 제6의 전원장치 중 어느 하나의 전원장치에 있어서, 펄스신호 제어수단이, 절환스위치수단의 통전상태를 절환하기 전후에 절환스위치수단이 차단상태에서는 역율개선회로의 복수의 스위칭소자를 각각 상이한 소정 시간 도통시키는 제1펄스신호를 생성하고, 교류전원전압의 반주기마다 제1펄스신호의 출력 패턴을 절환하여 출력하며, 또한, 절환스위치수단이 도통상태에서는 역율개선회로의 스위칭소자 중 어느 1개를 소정 시간 도통시키는 제2펄스신호를 생성하고, 교류전원전압의 반주기마다 제2펄스신호의 출력 패턴을 절환하여 출력한다.

본 발명에 관한 제8의 전원장치는 제7의 전원장치에 있어서, 펄스신호 제어수단은 절환스위치수단이 차단상태일 때 출력하는 제1펄스신호 중 가장 짧은 펄스신호의 도통시간과, 절환스위치수단이 도통상태일 때 출력하는 제2펄스신호의 도통시간이 동등하게 되도록 한다.

본 발명에 관한 제9의 전원장치는 제2 내지 제8의 전원장치 중 어느 하나의 전원장치에 있어서, 부하의 크기를 검출하는 부하상태 검출수단을 또한 구비하고 있다. 이때, 스위치 제어수단은 부하상태 검출수단으로부터 취득하는 부하의 크기에 따라서 절환스위치수단의 도통 또는 차단상태를 절환한다.

본 발명에 관한 제10의 전원장치는 제9의 전원장치에 있어서, 부하가 모터장치와, 모터장치에 구동전압을 공급하기 위해서 직류를 교류로 변환하는 인버터 장치로 구성되는 경우에 부하상태 검출수단이 인버터 장치 또는 모터장치의 상태변화에 기인하여 발생하는 변화량을 검출한다.

본 발명에 관한 제11의 전원장치는 제1 또는 제10의 전원장치 중 어느 하나의 전원장치에 있어서, 역율개선회로의 출력전압을 평활하게 하는 평활 컨덴서를 구비하고 있다.

본 발명에 관한 공기조화기는 전원장치로서 상기 어느 하나의 전원장치를 이용한다.

이하, 본 발명에 관한 전원장치의 실시형태에 대해서 첨부 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 또한, 모든 도면에 있어서 동일한 참조부호는 동일 또는 동등한 구성요소 또는 부분을 나타낸다.

(실시형태 1)

도 1은 본 발명에 관한 전원장치의 하나의 실시형태를 나타내는 회로구성도이다. 도 1에서, 전원장치는 교류전원(1)과, 정류회로(2)와, 리액터(3)와, 역율개선회로(7)와 평활 컨덴서(8)와, 절환스위치부(12)로써 구성된다.

역율개선회로(7)는 2개의 스위칭소자(4a, 4b)와 2개의 컨덴서(5a, 5b) 및 2개의 역류정지 정류소자(6a, 6b)로써 구성된다. 2개의 스위칭소자(4a, 4b)의 직렬접속의 중간점과, 2개의 컨덴서(5a, 5b)의 직렬접속의 중간점은 서로 접속된다. 스위칭소자(4a)와 컨덴서(5a)는 역류방지 정류소자(6a)를 통해서 접속되고, 스위칭소자(4b)와 컨덴서(5b)는 역류방지 정류소자(6b)를 통해서 접속된다.

절환스위치부(12)는 정류회로(2)의 정류소자(2b, 2d)의 접속점과, 역율개선회로(7)의 스위칭소자(4a, 4b)의 접속점과의 사이에 접속되어 있다. 절환스위치부 (12)는 도통ㆍ차단되어, 이들 접속점간의 전류 경로의 통전상태를 도통 또는 차단으로 절환한다. 절환스위치부(12)는 기계적 스위치인 릴레이 회로나 전기적 스위치인 반도체소자 등으로 구성된다. 본 실시형태에서는 절환스위치부(12)는 릴레이 회로로 구성하고 있다. 또한, 절환스위치부(12)는 정류회로(2)의 정류소자(2a, 2c)의 접속점과 역율개선회로(7)의 스위칭소자(4a, 4b)의 접속접과의 사이에 접속되어도 좋다.

정류회로(2)는 복수의 정류소자(2a, 2b, 2c, 2d)로 구성되고, 교류전압을 정류해서 맥류 전압을 출력한다. 리액터(3)는 역율개선을 실행한다. 평활 컨덴서(8)는 역율개선회로(7)의 출력전압을 평활하게 한다. 전원장치에는 부하(9)가 접속된다.

또한, 스위칭수단(4a, 4b)에는 파워 트랜지스터, 파워 MOSFET, IGBT 등 자기소호(自己消弧) 가능한 반도체가 이용된다. 또한, 부하의 구체예로서는 전열선이나 인버터 및 이 인버터에 접속되어 동작하는 조명기기나 모터 등이 있다.

그리고, 전원장치는 역율개선회로(7)를 제어하는 수단으로서, 제로크로스 검출부(21)와, 펄스신호 제어부(22)와, 스위치 구동부(23)와, 절환스위치 구동부(40)를 구비하고 있다.

제로크로스 검출부(21)는 교류전원(1)의 제로크로스점을 검출하여 제로크로스 검출신호를 출력한다. 펄스신호 제어부(22)는 제로크로스 검출부(21)로부터의 제로크로스 검출신호를 수신하고, 스위칭수단(4a, 4b)을 구동하는 펄스신호를 생성하여 출력한다. 펄스신호 제어부(22)는 범용의 로직회로 또는 마이크로컴퓨터 등으로 구성된다. 스위치 구동부(23)는 펄스신호 제어부(22)로부터의 펄스신호를 수신하여 스위칭수단(4a, 4b)을 구동시킨다. 또한, 절환스위치 구동부(40)는 절환스위치부(12)의 통전상태를 입력하거나 차단한다. 절환스위치 구동부(40)는 본 실시형태에서는 펄스신호 제어부(22)로부터의 절환신호를 수신하여 절환스위치부(12)의 통전상태를 입력하거나 차단한다.

도 2는 상기의 전원장치에서, 절환스위치부(12)의 통전상태가 차단상태에서의 전원전압, 입력전류, 펄스신호의 파형을 나타내는 도면이다. 도 3은 절환스위치부(12)의 통전상태가 입력상태에서의 전원전압, 입력전류, 펄스신호의 파형을 나타내는 도면이다. 또한, 도 4 및 도 5는 각각 절환스위치부(12)가 차단상태 및 입력상태에 있어서의 전류 경로의 변화의 상태를 나타내는 도면이다. 이하, 본 실시형태의 전원장치에 대해서 도 1부터 도 5를 이용하여 상세하게 설명한다.

그리고, 이하에 설명하는 모든 실시형태에서 주요 파형도 중의 기호 "Vin"은 교류전원(1)의 전압파형, "Iin"은 입력전류 파형이고 각각 화살표 방향을 정방향으로 한다. 또한, "Pa"는 스위칭소자(4a)를 구동하는 펄스신호, "Pb"는 스위칭소자 (4b)를 구동하는 펄스신호이다. 그리고, "Va", "Vb"는 각각 컨덴서(5a, 5b)의 양단전압, "Vdc"는 평활 컨덴서(8)의 양단전압을 나타낸다.

펄스신호 제어부(22)는 제로크로스 검출부(21)가 검출하는 교류전원(1)의 전압(Vin)의 제로크로스점에 동기하여 스위칭소자(4a, 4b) 중의 적어도 1개를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호를 출력한다. 도 2의 예에서는 교류전원(1)의 정(正)의 반주기에서는 스위칭소자(4a)를 또한 부(負)의 반주기에서는 스위칭소자 (4b)를 소정 시간 도통상태로 하고 있다. 그리고, 이때 절환스위치 구동부(40)는 절환스위치부(12)를 차단상태로 하고 있다.

도 2에서, 스위칭소자(4a)가 도통상태일 때, 교류전원(1)으로부터 본 부하 (9)측의 전압은 컨덴서(5b)의 양단전압 Vb에 동등하게 되므로, 전압치 Vin이 Vb를 초과하는 점으로부터 도 4(a)의 경로로 입력전류 Iin이 흐르기 시작하고, 펄스신호가 차단상태로 될 때까지 증가한다.

그리고 펄스신호가 차단상태로 되면 교류전원(1)으로부터 본 부하(9)측의 전압은 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc에 동등하게 되고, 이때 Vin이 Vdc 보다 작은 경우는 일단 입력전류 Iin은 감소하지만, 전압치 Vin이 평활 컨덴서(8)의 양단전압Vdc를 초과하는 점으로부터 도 4(c)의 경로로 다시 컨덴서(8)를 충전하는 전류가 흐른다.

이 결과, 입력전류의 상승을 앞당길 수 있고 전류도통 기간을 확대할 수 있다. 부(負)의 반주기에서도 마찬가지로 스위칭소자(4b)가 도통상태일 때 전압치 Vin이 컨덴서(5a)의 양단전압 Va를 초과하는 점으로부터 도 4(b)의 경로로 입력전류 Iin이 흐르므로 전류도통 기간을 확대할 수 있다.

이러한 동작을 교류전원(1)의 반주기마다 반복함으로써, 전류도통 기간을 확대할 수 있고 충분히 높은 역율을 취득할 수 있다.

절환스위치부(12)가 차단상태일 때, 전원장치는 전파정류회로를 기본으로 한 역율개선동작을 실행하므로, 예로서, 교류전원(1)의 전압치가 AC 200V이면, 부하 (9)에 인가되는 출력전압은 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc로 되고 대략 280V 부근의 값이 된다. 여기서, 스위칭소자(4a, 4b)를 도통상태로 했을 때에 리액터(3)에 인가되는 전압은 전원전압 Vin으로부터 컨덴서(5a, 5b)의 양단전압(Va, Vb)분 만큼 완화되므로, 리액터(3)의 대형화를 억제할 수 있다.

이어서, 도 3에 나타내는 제어를 실행하는 전원장치에 대해서 설명한다. 도 3의 예에서도 교류전원(1)의 정의 반주기에서는 스위칭소자(4a)를, 또한 부의 반주기에서는 스위칭소자(4b)를 소정 시간 도통상태로 하고 있다. 그리고, 이때 절환스위치 구동부(40)는 절환스위치부(12)를 입력상태로 한다.

도 3에서 스위칭소자(4a)가 도통상태일 때, 교류전원(1)의 전압치 Vin의 제로크로스점으로부터 리액터(3)를 통해서 교류전원(1)을 단락(短絡)하는 전류 Iin이도 5(a)의 경로로 흐른다. 그리고, 펄스신호가 차단상태로 되면 컨덴서(5a)를 충전하는 전류가 도 5(b)의 경로로 흐른다.

이 결과, 입력전류는 교류전원(1)의 제로크로스점으로부터 상승하므로 전류도통 기간을 확대할 수 있다. 부의 반주기에서도 마찬가지로 스위칭소자(4b)를 도통, 차단시킴으로써, 도 5(c)에 나타내는 교류전원(1)의 단략전류와, 도 5(d)에 나타내는 컨덴서(5b)에의 충전전류가 흘러서 전류도통 기간을 확대할 수 있다.

이러한 동작을 교류전원(1)의 반주기마다 반복함으로써, 전류도통 기간을 확대 할 수 있으므로 충분히 높은 역율을 취득할 수 있다.

절환스위치부(12)가 입력상태일 때, 전원장치는 배전압정류회로를 기본으로 한 역율개선동작을 실행하므로, 예로서, 교류전원(1)의 전압치가 AC 100V이면, 부하(9)에 인가되는 출력전압은 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc로 되고 대략 280V 부근의 값이 된다. 따라서, 절환스위치부(12)를 입력하거나 차단함으로써 교류전원 (1)의 전압치가 100V라도 또한 200V라도 동등한 정도의 전압을 부하(9)에 인가할 수 있다.

더욱이, 전원전압 Vin이 200V일 때에도 리액터(3)를 소형화할 수 있으므로 100V일 때와 동일 규격의 것을 이용할 수 있고, 전원장치의 구성요소를 동일하게 할 수 있다.

이상과 같이, 본 실시형태의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써 충분하게 높은 역율을 취득할 수 있으므로, 입력전류에 포함되는 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있다. 또한, 스위칭소자(4a, 4b)의 스위칭 회수가 적으므로 발생 잡음이 적고, 필터회로 및 스위칭소자(4a, 4b)에서의 손실을 낮게 억제할 수 있다. 또한, 제로크로스점을 검출해서 확실하게 역율개선을 실행하므로 장치의 신뢰성을 높일 수 있다.

또한, 전원전압이 100V라도 또한 200V라도 동일한 회로구성 및 구성요소를 이용하여 역율개선을 실행할 수 있으므로, 복수의 전원 게통에 대응할 수 있고 개발 공수의 저감이 가능한 전원장치를 제공할 수 있다.

(실시형태 2)

도 6, 도 7 및 도 8은 본 발명에 관한 전원장치의 다른 실시형태를 나타내는 회로구성도이다. 도 6, 도 7 및 도 8에 나타내는 전원장치는 도 1에 나타낸 회로구성에 추가하여 교류전원(1)의 전압 Vin의 극성을 판별하는 전압극성 판별부(41)를 구비하고 있다.

전압극성 판별부(41)는 정류회로(2)의 교류입력단자에서, 절환스위치부(12)와의 접속점에 대한 타단(他端)의 전압극성을 판별한다. 또한, 절환스위치 구동부 (40)는 펄스신호 제어부(22)로부터의 절환신호를 수신하여 절환스위치부(12)의 통전상태의 입력, 차단을 절환한다. 이하, 도 6, 도 7 및 도 8에 나타내는 전원장치에 대해서 상세하게 설명한다.

도 9는 도 6의 전원장치에서의 교류전원(1)의 전압파형 Vin, 입력전류 파형 Iin, 펄스신호 Pa 및 Pb, 컨덴서(5a, 5b)의 양단전압 Va, Vb, 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 나타내는 도면이다.

도 6에서 절환스위치부(12)는 차단상태이다. 이때, 이 펄스신호 제어부(22)는 도 9(a)에 나타내는 바와 같이 펄스신호 Pa, Pb를 출력한다. 즉, 펄스신호 제어부(22)는 교류전원(1)의 제로크로스점에 동기하여 정(正)의 반주기에서 스위칭소자 (4a)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호 Pa를 출력하고, 또한 부(負)의 반주기에서 스위칭소자(4b)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호 Pb를 출력한다.

이에 따라서 교류전원(1)의 정의 반주기에서는 도 4(a)에 나타내는 컨덴서 (5b)에의 충전전류에 의해서, 또한 부의 반주기에서는 도 4(b)에 나타내는 컨덴서 (5a)에의 충전전류에 의해서 전류도통 기간을 확대할 수 있고 충분한 역율을 취득할 수 있다.

도 6과 같이, 절환스위치부(12)가 차단상태일 때, 펄스신호 제어부(22)가 도 9(b)에 나타내는 바와 같이, 교류전원(1)의 정(正)의 반주기에서 스위칭소자(4b)를, 또한 부(負)의 반주기에서 스위칭소자(4a)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호 Pa, Pb를 출력하면, 도 9(a)의 제어의 경우와 전류경로는 상이하지만, 전류도통 기간은 마찬가지로 확대할 수 있고 충분한 역율을 취득할 수 있다.

이어서, 전원장치의 절환스위치부(12)가 입력상태인 경우에 대해서 설명한다. 도 7 및 도 8에서 정류회로(2)의 2개의 교류입력단자에 접속된 접속점 중, 정류회로(2)에 절환스위치부(12)가 접속된 쪽의 점을 접속점 A, 다른 쪽을 접속점 B로 한다.

또한, 도 10 및 도 11은 각각 도 7 및 도 8의 전원장치에서의 교류전원(1)의 전압파형 Vin, 입력전류 파형 Iin, 펄스신호 Pa 및 Pb, 컨덴서(5b)의 양단전압 Vb, 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 나타내는 도면이다. 도 7의 전원장치에서, 절환스위치부(12)와 정류회로(2)의 접속점 A는 정류소자(2b 및 2d)의 접속점으로 되어 있다.

교류전원(1)의 전압 Vin이 정일 때, 접속점 A를 기준으로 한 접속점 B의 전위는 정의 값이 된다. 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)가 입력상태이고, 전압극성 판별부(41)에서 절환스위치부(12)의 접속점 A에 대한 접속점 B의 전위가 정인 것을 검출하면, 도 10에 나타내는 바와 같이 역율개선회로(7)의 스위칭소자 (4a)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호 Pa를 출력한다. 이때, 펄스신호 Pa가 도통상태일 때는 도 5(a)에 나타내는 교류전원(1)을 단락시키는 전류 Iin이 흐르고, 차단상태일 때는 도 5(b)에 나타내는 컨덴서(5a)의 충전전류가 흐르므로, 전류도통 기간을 확대할 수 있다.

또한, 교류전원(1)이 부(負)일 때, 접속점 A에 대한 접속점 B의 전위는 부의 값이 된다. 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)가 입력상태이고, 전압극성 판별부(41)에서 절환스위치부(12)의 접속점 A에 대한 접속점 B의 전위가 부인 것을 검출하면, 도 10에 나타내는 바와 같이 역율개선회로(7)의 스위칭소자(4b)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호 Pb를 출력한다. 이때, 펄스신호 Pb가 도통상태일 때는 도 5(c)에 나타내는 교류전원(1)을 단락시키는 전류 Iin이 흐르고, 차단상태일 때는 도 5(d)에 나타내는 컨덴서(5b)의 충전전류가 흐르므로, 전류도통 기간을 확대할 수 있다. 이상의 동작에 의해서 충분한 역율을 취득할 수 있다.

이어서, 도 8의 전원장치에 대해서 설명한다. 도 8의 전원장치에서, 절환스위치부(12)와 정류회로(2)의 접속점 A는 정류소자(2a 및 2c)의 접속점으로 되어 있다.

교류전원(1)의 전압 Vin이 정일 때, 접속점 A에 대한 접속점 B의 전위는 부의 값이 된다. 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)가 입력상태이고, 전압극성 판별부(41)에서 절환스위치부(12)의 접속점 A에 대한 접속점 B의 전위가 부인 것을 검출하면, 도 11에 나타내는 바와 같이 역율개선회로(7)의 스위칭소자(4b)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호 Pa를 출력한다. 이때, 펄스신호 Pa가 도통상태일 때는 도 12(a)에 나타내는 교류전원(1)을 단락시키는 전류 Iin이 흐르고, 차단상태일 때는 도 12(b)에 나타내는 컨덴서(5b)의 충전전류가 흐르므로, 전류도통 기간을 확대할 수 있다.

또한, 교류전원(1)이 부(負)일 때, 접속점 A에 대한 접속점 B의 전위는 정의 값이 된다. 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)가 입력상태이고, 전압극성 판별부(41)에서 절환스위치부(12)의 접속점 A에 대한 접속점 B의 전위가 정인 것을 검출하면, 도 11에 나타내는 바와 같이 역율개선회로(7)의 스위칭소자(4a)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호 Pb를 출력한다. 이때, 펄스신호 Pb가 도통상태일 때는 도 12(c)에 나타내는 교류전원(1)을 단락시키는 전류 Iin이 흐르고, 차단상태일 때는 도 12(d)에 나타내는 컨덴서(5a)의 충전전류가 흐르므로, 전류도통 기간을 확대할 수 있다. 이상의 동작에 의해서 충분한 역율을 취득할 수 있다.

절환스위치부(12)가 입력상태에서는 교류전원(1)의 전압극성에 따라서 회로구성에서 대응하는 스위칭소자(4a, 4b)를 구동시키지 않으면, 역율개선동작은 실행될 수 없다. 본 실시형태에서는 정류회로(2)의 절환스위치부(12)의 접속점을 기준으로 하여 다른 점의 전위를 검출해서, 이 것이 정전위이면 스위칭소자(4a)를 구동시키고, 또한 부전위이면 스위칭소자(4b)를 구동시킨다. 이에 따라서 절환스위치부 (12)의 접속위치에 관계없이 확실하게 역율개선을 실행할 수 있다.

이상과 같이, 본 실시형태의 전원장치에 의하면, 구성과 제어가 간단하고 충분한 고조파 억제 효과를 취득할 수 있음과 동시에 저손실인 전원장치를 제공할 수 있다고 하는 실시형태 1에서의 특징에 추가하여, 절환스위치부(12)와 정류회로(2)의 접속위치에 관계없이 확실하게 역율개선을 실행할 수 있다. 따라서, 절환스위치부(12)의 접속점을 한 쪽에 고정하기도 하고, 또한 절환스위치부(12)의 접속점을 확인하고 나서 펄스신호를 설정하기도 하는 등의 수고나, 설정 잘못에 의한 오동작을 방지할 수 있다. 이에 따라서 설치공수가 적고 신뢰성이 높은 전원장치를 제공할 수 있다.

또한, 교류전원(1)의 전압극성에 대응하여 구동시키는 스위칭소자의 결정방법은 본 실시예의 방법에 한정되는 것은 아니다. 그리고, 전압극성 판별부(41)가 실행하는 기능을 제로크로스 검출부(21)에 포함시킬 수도 있다.

(실시형태 3)

도 13은 본 발명에 관한 전원장치의 또 다른 실시형태의 회로구성도이다. 도 13에서의 전원장치는 도 1에 나타내는 회로구성에 추가하여 입력전류 검출부(42)를 구비하고 있다.

입력전류 검출부(42)는 정류회로(2)의 앞 부분에 설치되고, 교류전류 Iin의 값을 검출하여 펄스신호 제어부(22)에 출력한다.

펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환하는 경우의 입력전류파형에의 영향을 극력 억제하기 위해서, 절환 전후에 있어서 입력전류 Iin의 도통경로가 변경되지 않도록 하여 전류파형, 즉, 역율개선 동작에의 영향을 없앨 수 있는 타이밍으로 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환하도록 펄스신호를 제어한다.

이러한 절환스위치부(12)의 절환 타이밍으로서, 교류전원(1)의 각각의 반주기에서 입력전류 도통종료후의 전류 비도통기간을 선택함으로써, 영향을 최소한으로 억제할 수 있다. 펄스신호 제어부(22)는 스위칭소자(4a, 4b)에 출력하는 펄스신호가 차단상태이면서 또한 입력전류 검출부(42)로부터 검출되는 전류치가 제로인 것으로부터, 이 전류 비도통기간을 검출한다.

도 14 및 도 15는 도 13의 전원장치에서의 교류전원(1)의 전압파형 Vin, 입력전류 파형 Iin, 펄스신호 Pa 및 Pb, 절환스위치부(12)의 입력상태 "SW 입력", 및 차단상태 "SW 차단"을 나타낸 도면이다.

이하, 도 13에 나타내는 전원장치에 대해서 상세하게 설명한다. 우선, 도 13의 전원장치에서 절환스위치부(12)를 차단상태로부터 입력상태로 절환하는 경우에 대해서 설명한다.

절환스위치부(12)가 차단상태일 때, 펄스신호 제어부(22)는 도 14에 나타내는 바와 같이, 교류전원(1)의 정의 반주기에서 스위칭소자(4a)를, 또한 부의 반주기에서 스위칭소자(4b)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호를 출력하여 역율개선 동작을 실행한다. 이때 전원장치는 전파정류회로를 기본으로 한 역율개선 동작을 실행한다.

절환스위치부(12)를 입력상태로 절환하는 경우에는 펄스신호 제어부(22)는 절환 타이밍으로서, 교류전원(1)의 반주기에서 전류도통 종료후의 전류 비도통기간을 검출한다. 전류 비도통기간의 검출방법은 상기한 바와 같다. 이 전류 비도통기간에 있어서 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)를 입력상태로 절환하는 신호를 절환스위치 구동부(40)에 출력한다. 절환스위치 구동부(40)는 이 절환신호를 수신하여 절환스위치부(12)를 입력상태로 한다.

펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)를 입력상태로 절환한 후는 절환전과 마찬가지로 교류전원(1)의 정의 반주기에서 스위칭소자(4a)를, 또한 부의 반주기에서 스위칭소자(4b)를 소정 시간 도통상태로 하는 펄스신호를 출력한다. 이에 따라서 전원장치는 배전압정류회로를 기본으로 한 역율개선 동작을 실행한다. 이러한 절환스위치부(12)의 절환동작에 의해서, 입력전류의 파형 찌그러짐의 영향을 억제할 수 있다.

이어서, 도 15는 절환스위치부(12)를 입력상태로부터 차단상태로 절환하는 경우를 나타낸다. 이 경우도 상기와 마찬가지로 펄스신호 제어부(22)는 교류전원 (1)의 반주기에서의 입력전류 도통종료후의 전류 비도통기간을 검출하여, 전류 비도통기간일 때에 절환스위치부(12)를 입력상태로부터 차단상태로 절환한다. 이에 따라서 입력전류의 파형 찌그러짐의 영향을 억제할 수 있다.

이상과 같이 본 실시형태의 전원장치에 의하면, 구성과 제어가 간단하고 충분한 고조파 억제 효과를 취득할 수 있음과 동시에 저손실인 전원장치를 제공할 수있다고 하는 실시형태 1에서의 특징에 추가하여, 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환하는 경우에 발생하는 입력전류의 급격한 파형 찌그러짐을 억제할 수 있고, 전원장치의 각각의 구성요소의 규격을 작게 할 수 있으므로 장치를 소형화할 수 있어서 신뢰성이 높은 전원장치를 실현할 수 있다.

(실시형태 4)

도 16은 본 발명에 관한 전원장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 회로구성도이다.

도 16에서, 전원장치는 도 13에 나타내는 회로구성에서 입력전류 검출부(42) 대신에 타이머부(43)를 구비하고 있다.

타이머부(43)는 교류전원(1)의 반주기마다, 제로크로스 검출부(21)가 출력하는 제로크로스 검출신호를 수신하여 소정 시간 경과후에 절환스위치부(12)를 절환하는 타이밍을 나타내는 절환신호를 출력한다.

즉, 본 실시형태에 있어서도 실시형태 3과 마찬가지로 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환하는 경우, 입력전류의 파형 찌그러짐을 억제하기 위해서 전류도통 종료후의 전류 비도통기간을 검출한다.

본 실시형태에서는 전류 비도통기간의 검출방법으로서 타이머부(43)를 이용하여, 제로크로스 검출점으로부터의 경과시간을 적절하게 설정함으로써 검출한다. 이 경과시간의 설정방법으로서는 미리 부하(9)의 상태에 따라서 제로크로스점으로부터 전류도통이 종료하기까지의 시간을 계측하여 설정하는 것이 가장 간단하게 실현 가능하다. 펄스신호 제어부(22)는 이 타이머부(43)로부터의 절환신호를 수신하여 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환한다. 절환의 상세한 동작은 실시형태 3과 마찬가지이다.

이상과 같이 본 실시형태의 전원장치에 의하면, 실시형태 3과 마찬가지로 구성과 제어가 간단하고 충분한 고조파 억제 효과를 취득할 수 있음과 동시에 저손실인 전원장치를 제공할 수 있다고 하는 특징에 추가하여, 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환하는 경우에 발생하는 입력전류의 급격한 파형 찌그러짐을 억제할 수 있고, 전원장치의 각각의 구성요소의 규격을 작게 할 수 있다. 결국, 소형이고 신뢰성이 높은 전원장치를 제공할 수 있다.

더욱이, 펄스신호 제어부(22)로서 마이크로컴퓨터 등의 연산장치를 이용한 경우, 타이머부(43)도 마이크로컴퓨터 내에 내장할 수 있고, 실시형태 3에서의 입력전류 검출부(42)와 같은 새로운 구성요소를 추가하지 않고 실현할 수 있으므로, 더 한층 소형화가 가능하고 신뢰성이 높은 전원장치를 제공할 수 있다.

(실시형태 5)

도 1, 도 4, 도 17 및 도 18을 이용하여 본 발명의 전원장치의 또 다른 실시형태에 대해서 설명한다.

도 17은 도 1의 전원장치에서의 교류전원(1)의 전압파형 Vin, 입력전류 파형 Iin, 펄스신호 Pa 및 Pb, 컨덴서(5b)의 양단전압 Vb, 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 나타내는 도면이다. 도 17에서, 절환스위치부(12)는 차단상태이고, 펄스신호 제어부(22)는 교류전원(1)의 정의 반주기에서는 긴 펄스신호 Pa, 및 짧은 펄스신호 Pb를 출력하고, 부의 반주기에서는 짧은 펄스신호 Pa, 및 긴 펄스신호 Pb를 출력한다.

이 경우, 도 4(d)에 나타내는 바와 같은 리액터(3)를 통해서 단락전류와, 도 4(a) 또는 4(b)에 나타내는 컨덴서(5a, 5b)의 충전전류가 흘러서, 전류도통 기간을 확대할 수 있고, 역율을 개선할 수 있다.

또한, 이때 단략전류에 의한 리액터(3)에의 에너지 축적과 충전전류에 의한 컨덴서(5a, 5b)에의 에너지 축적이 동시에 실행되므로 평활 컨덴서(8)의 양단전압을 크게 승압시킬 수 있다.

이 승압의 정도는 펄스신호 제어부(22)가 출력하는 펄스신호의 펄스 폭의 확대에 대응하여 증가한다. 이에 따라서 전파정류전압으로부터 배전압정류전압 이상의 값까지의 전압치가 출력가능하다.

이후의 실시형태에 있어서, 절환스위치부(12)가 차단상태이고, 도 12에 나타내는 동작 모드를 "전파정류 모드", 도 17에 나타내는 동작 모드를 "승압 모드", 그리고, 절환스위치부(12)가 입력상태이고, 도 3에 나타내는 동작 모드를 "배전압정류 모드"라고 한다.

교류전원(1)의 전압치 Vin이 100V일 때, 전파정류 모드에서는 부하(9)에 인가되는 전압은 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc가 되고, 대략 140V 부근의 값이 된다.

여기서, 절환스위치부(12)를 입력상태로 절환하여, 배전압정류 모드로 하면, 역율개선동작은 유지되기는 하지만 부하(9)에 인가되는 전압은 대략 280V로 되므로, 절환전의 전압치로부터 크게 변동하게 된다. 부하(9)에 따라서는 이 인가전압의 급격한 변동에 의해서 지장이 발생할 가능성이 있다.

본 실시형태는 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환할 때에 발생하는 출력전압의 변동을 억제하는 것이다. 이하 구체적으로 설명한다.

전원장치가 전파정류 모드로써 동작하고 있을 때, 부하(9)의 증가 등에 의해서 더욱 큰 인가전압이 필요하게 된다. 이때 펄스신호 제어부(22)는 출력하는 펄스신호의 형태를 변경하여, 승압모드로써 역율의 개선과 출력전압 Vdc의 승압을 실행한다. 펄스신호 제어부(22)는 이 승압모드로써 출력전압 Vdc가 소정치(여기서는 280V)로 될 때까지, 장단 양 펄스신호의 펄스 폭을 확대시킨다. 이 출력전압 Vdc는 직류전압 검출부(도시되어 있지 않음)에서 검출되어 펄스신호 제어부(22)에 출력된다.

펄스신호 제어부(22)는 출력전압 Vdc가 280V로 된 것을 확인하면, 절환스위치부(12)를 입력상태로 절환하여 배전압정류 모드로 이행(移行)한다. 교류전원(1)의 전압치가 100V일 때, 배전압정류 모드의 출력전압 Vdc는 대략 280V 부근의 값이 된다. 따라서, 이 경우는 절환스위치부(12)의 통전상태를 변경함에 의한 출력전압의 변동을 충분히 억제할 수 있다.

또한, 승압모드에서 긴 펄스신호의 펄스 폭을 교류전원(1)의 반주기에 대략 동등하게 되도록 고정하면, 이 것은 배전압정류동작으로 된다. 그리고 여기서 다른 쪽의 스위칭소자에 짧은 펄스신호를 출력하면, 배전압정류를 기본으로 한 역율개선동작으로 되므로, 이 것은 배전압정류 모드에 완전히 동일한 동작을 하는 것이 된다.

이 상태에서 도 18에 나타내는 바와 같이 승압모드에 있어서의 짧은 펄스신호의 펄스 폭 tp와, 배전압정류 모드에 있어서의 펄스신호의 펄스 폭 tp를 동등하게 하면 2개의 모드는 완전히 동일한 동작을 하는 것이 된다. 또한, 이때, 2개의 모드에서 입력전류파형 및 출력전압 Vdc의 값도 완전히 동등하게 된다. 더욱이, 이 경우, 직류전압 검출부는 필요하지 않다.

따라서, 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)의 통전상태를 변경하는 경우, 승압모드에 있어서 배전압정류동작을 시키고, 이때 짧은 펄스신호의 펄스 폭과 배전압정류 모드에서의 펄스신호의 펄스 폭을 동등하게 제어함으로써 입력전류의 파형 찌그러짐 및 출력전압 Vdc의 변동을 없앨 수 있다.

이상과 같이 본 실시형태의 전원장치에 의하면, 구성과 제어가 간단하고 충분한 고조파 억제 효과를 취득할 수 있음과 동시에 저손실인 전원장치를 제공할 수 있다고 하는 특징에 추가하여, 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환하는 경우, 승압모드를 이용함으로써 입력전류의 급격한 파형 찌그러짐 및 출력전압 Vdc의 변동을 충분히 억제할 수 있다. 따라서, 구성요소의 규격을 작게 할 수 있으므로 장치를 소형화할 수 있고, 또한, 부하(9)에 주는 영향이 적고 안정된 출력을 제공할 수 있는 신뢰성이 높은 전원장치를 제공할 수 있다.

또한, 승압모드를 배전압정류동작으로 동작시키므로써, 절환스위치부(12)의 절환에 의한 입력전류의 파형 찌그러짐 및 출력전압 Vdc의 변동을 없앨 수 있다. 따라서, 구성요소의 규격을 더욱 작게 할 수 있으므로 장치를 한층 소형화할 수 있고, 또한, 부하(9)에 주는 영향이 없는 안정된 출력을 제공할 수 있는 매우 신뢰성이 높은 전원장치를 제공할 수 있다.

(실시형태 6)

도 19는 본 발명에 관한 전원장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 회로구성도이다. 도 19에서, 전원장치는 도 13에 나타내는 회로구성에서 부하상태 검출부 (27)를 추가로 구비하고 있다.

부하상태 검출부(27)는 본 실시형태에서는 직류전압 검출부(26)로부터 취득되는 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc와, 저항 또는 변류기(變流器) 등으로써 구성되는 부하전류 검출부(71)로부터 취득되는 부하전류에 따라서 부하(9)의 크기를 연산한다.

이하, 도 19의 전원장치에 대해서 더욱 상세하게 설명한다. 펄스신호 제어부 (22)는 부하상태 검출부(27)로부터 취득되는 부하(9)의 크기에 따라서, 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환하는 것이다.

도 19에서, 부하상태 검출부(27)에서 검출되는 부하(9)의 크기 W가 소정치 Y1 이하일 때, 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)를 차단상태로 하여 전파정류 모드로써 역율개선을 실행하고, 부하(9)의 크기 W가 소정치 Y1 이상일 때에는 절환스위치부(12)를 입력상태로 하여 배전압정류 모드로써 역율개선을 실행한다.

즉, WY1에서는 펄스신호 제어부(22)는 도 2에 나타내는 펄스신호 Pa, Pb를 출력한다. 그리고, WY1에서는 펄스신호 제어수단(22)은 도 3에 나타내는 펄스신호 Pa, Pb를 출력한다.

이에 따라서, 부하의 크기 W가 소정치 Y1 이하인 영역에서는 높은 역율을 취득함과 동시에 출력전압을 대략 그 전파정류로써 취득되는 전압에 거의 일정하게 유지할 수 있다. 또한, 부하의 크기 W가 소정치 Y1 이상인 영역에서는 높은 역율을 취득함과 동시에 출력전압을 배전압정류로써 취득되는 전압보다도 큰 전압치를 취득할 수 있다. 이 결과, 부하(9)의 크기에 따라서, 출력전압을 크게 변화시킬 수 있게 된다.

또한, WY1인 영역에서 도 17에 나타내는 바와 같이 승압모드를 이용함으로써, 부하(9)의 크기 W에 비례시켜서 펄스 폭을 확대하고, 출력전압을 전파정류로써 취득되는 전압치로부터 배전압정류로써 취득되는 전압보다 더욱 큰 전압까지, 서서히 변화시킬 수 있다.

더욱이, 또 하나의 소정치 Y2를 설정하고, 부하(9)의 크기가 Y2 이하에서는 펄스신호를 함께 차단시켜도 좋다.

즉, WY2에서는 펄스신호 제어부(22)는 펄스신호를 출력하지 않는다. 또한, Y2WY1에서는 펄스신호 제어부(22)는 도 2에 나타내는 펄스신호 Pa, Pb를 출력한다. 그리고, WY1에서는 펄스신호 제어부(22)는 도 3에 나타내는 펄스신호 Pa, Pb를 출력한다. 여기서, 출력전압을 증가시키는 데에 도 17에 나타내는 승압모드를 이용해도 좋다.

이에 따라서, 상기 실시형태에 있어서 부하(9)의 크기 W가 Y2 이하인 영역에서는 스위칭소자(4a, 4b)로의 전류도통이 없기 때문에 이 스위칭소자에서의 손실을 저감시킬 수 있으므로, 장치의 저손실화를 실현할 수 있다.

이상과 같이 본 실시형태의 전원장치에 의하면, 부하(9)의 크기 W와 소정치를 비교하고, 그 대소에 따라서 출력하는 동작모드를 변경함으로써, 부하 전역(全域)에서 높은 역율을 취득할 수 있고, 고조파 성분을 억제할 수 있음과 동시에 부하(9)의 크기에 따라서 출력전압을 변경시킬 수 있다. 또한 저부하 영역에서 펄스 신호를 차단함으로써 손실을 더욱 저감시킬 수 있다.

이 결과, 크기가 변동하는 부하에 대해서도 그 변동범위 전역에서 고조파 성분을 억제할 수 있음과 동시에 출력전압을 가변할 수 있고, 더욱 고출력화를 실현할 수 있다.

그리고, 회로구성 및 제어가 간단하므로, 발생 잡음이 작고 필터회로를 간략화할 수 있음과 동시에 스위칭수단에서의 손실이 적게 저손실화를 실현할 수도 있다.

또한, 본 발명의 전원장치에 있어서의 효과는 본 실시형태에 나타내는 절환스위치부(12)의 절환 패턴에 한정되는 것은 아니고, 실시형태 1부터 5에 나타내는 바와 같은 기타의 발명의 전원장치와 조합해서 이용함으로써, 더 한층의 효과를 취득할 수 있다.

그리고, 본 실시형태에 있어서, 부하상태 검출부(27)는 직류전압 검출부 (26)로부터 취득되는 평활 컨덴서(8)의 양단전압과, 저항 또는 변류기 등으로써 구성되는 부하전류 검출부(71)로부터 취득되는 부하전류에 따라서 부하(9)의 크기를 연산한다. 그러나, 본 발명의 전원장치에 있어서의 부하검출방법은 이 것에 한정되는 것은 아니고, 검출방법으로서 출력전압, 출력전류, 입력전류, 스위칭소자에 흐르는 전류 및 펄스 폭 등으로부터 연산할 수도 있고, 또한 이 것을 조합시켜서 연산함으로써도 검출할 수 있다.

(실시형태 7)

도 20은 본 발명에 관한 또 다른 실시형태의 회로구성도이다. 도 20에 있어서, 전원장치는 도 1에 나타내는 회로구성에서 부하(9)로서 인버터 장치(10)와 모터장치(11)를 구비하고, 또한 부하상태 검출부(27)를 구비하고 있다. 인버터 장치 (10)는 복수의 반도체 소자로 구성되고, 이 반도체 소자를 고주파로 스위칭함으로써 평활 컨덴서(8)의 양단의 대략 직류전압 Vdc를 가변전압ㆍ가변주파수의 교류전압으로 변환한다. 반도체 소자로서는 역율개선회로(7)의 스위칭소자(4a, 4b)와 마찬가지로, 파워 트랜지스터, 파워 MOSFET, IGBT 등 자기소호 가능한 반도체가 이용된다. 인버터 장치(10)로부터 출력되는 가변전압ㆍ가변주파수의 교류전압은 모터장치(11)에 대해서 가변속 구동하기 위해서 공급된다. 본 실시형태에서는 모터장치 (11)로서 브러시 없는(brushless) 직류모터를 이용한다.

또한, 부하상태 검출부(27)는 인버터 제어부(30), 인버터 구동부(31) 및 위치검출부(32)로 구성된다. 위치검출부(32)는 모터장치(11), 즉, 브러시 없는 직류모터의 회전자 위치를 검출하여, 위치검출신호를 출력하는 것이고 홀 센서(Hall sensor) 및 인코더 등으로 구성된다. 인버터 제어부(30)는 위치검출부(32)로부터의 위치검출신호에 따라서 인버터 장치(10)를 구동하기 위한 제어신호를 생성 출력하고, 마이크로컴퓨터 등으로 구성된다. 그리고, 인버터 구동부(31)는 인버터 제어부 (30)에서 생성 출력된 제어신호에 따라서 인버터 장치(10)의 반도체 소자를 구동한다.

본 실시형태에서는 위치검출부(32)가 출력하는 위치검출신호의 검출 간격으로부터 취득되는 모터장치(11)의 속도에 의거하여 부하의 크기를 검출한다.

또한, 펄스신호 제어부(22)는 스위칭소자(4a, 4b)를 구동하는 펄스신호를 생성해서 출력함과 동시에 절환스위치 구동부(40)에 대해서 절환스위치부(12)의 통전상태의 절환을 지시하지만, 본 예에서는 부하상태 검출부(27)의 구성요소인 인버터 제어부(30)가 검출한 부하의 상태의 판독도 실행한다.

이하, 도 20의 전원장치에 대해서 더욱 상세하게 설명한다. 인버터 제어부 (30)는 외부로부터의 속도지령신호 및 위치검출부(32)로부터의 위치검출신호를 수신하여 모터장치(11)를 소정의 속도로 제어하기 위해서 인버터 장치(10)를 구동하는 제어신호를 생성한다.

인버터 장치(10)에 의해서 가변속 구동되는 모터장치(11)로서, 예로서, 공조기 등에 이용되는 압축기용 모터를 고려하면, 압축기용 모터에서는 속도의 크기에 따라서 부하 토크(torque)가 증가함과 동시에 모터 권선에 발생하는 역기전압이 커지기 때문에 모터장치(11)에 인가되는 전압, 전류가 커지고 출력전압이 증대한다. 이에 따라서 교류전원(1)에서의 입력전압, 입력전류도 증대한다.

도 21, 도 22 및 도 23은 부하에 대한 절환스위치부(12)의 통전상태, 역율개선회로(7)의 제어 모드 및 인버터 장치(10)에 의한 모터장치(11)의 속도제어를 나타내는 도면이다.

도 21의 제어에서는 모터장치(11)의 기동후, 펄스신호 제어부(22)는 절환스위치부(12)를 차단상태로 하여 전파정류 모드로써 역율개선을 실행한다. 이 경우, 예로서, 교류전원(1)의 전압치가 200V이면, 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc는 대략 280V인 값이 된다.

모터장치(11)의 속도 증가에 따라서 부하의 크기도 증가한다. 펄스신호 제어부(22)는 역율 또는 효율을 최대로 하도록 부하의 크기, 결국, 모터장치(11)의 속도에 대응하여 펄스신호의 펄스 폭을 제어한다. 이 동안에 인버터 제어부(30)는 외부로부터의 속도지령신호에 의거하여 모터장치(11)를 소정의 속도로 제어하기 위해서, 인버터 장치(10)의 각각의 반도체 소자를 구동하는 고주파 펄스신호의 펄스 듀티(duty)를 제어해서 모터장치(11)에의 인가전압을 조정함으로써 모터장치(11)를 소정의 속도로 제어하는 인버터 PWM(pulse width modulation) 제어를 실행한다.

그리고, 부하의 증가에 따라서 인버터 제어부(30)가 출력하는 고주파 펄스신호의 펄스 듀티가 소정치, 예로서, 100%에 도달하면 모터장치(11)에의 전압 공급이 포화상태로 되고, 이 이상 모터장치(11)의 속도를 증가시킬 수 없게 된다. 따라서, 모터장치(11)의 속도 향상을 도모하기 위해서, 더욱 큰 전압을 공급하기 위해서는 역율개선회로(7)의 출력전압, 요컨대 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 증가시킬 필요가 있다. 여기서, 이후는 펄스신호 제어부(22)에 의한 역율개선회로(7)의 펄스신호 제어로써 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 제어해서 모터장치(11)에의 인가전압을 조정함으로써 모터장치(11)를 소정의 속도로 제어하는 인버터 PAM (pulse amplitude modulation) 제어가 실행된다.

이어서, 도 22를 이용하여 본 실시형태에 있어서의 또 하나의 제어방법에 대해서 설명한다. 도 22의 제어에서는 모터장치(11)의 기동후, 펄스신호 제어수단 (22)은 절환스위치부(12)를 차단상태로 하여 전파정류 모드로써 역율개선을 실행한다. 이 경우, 예로서, 교류전원(1)의 전압치가 100V이면 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc는 대략 140V의 값이 된다.

모터장치(11)의 속도 증가에 따라서 부하의 크기도 증가한다. 펄스신호 제어부(22)는 역율 또는 효율을 최대로 하도록 부하의 크기, 결국 모터장치(11)의 속도에 대응하여 펄스신호의 펄스 폭을 제어한다. 이 동안에 인버터 제어부(30)는 외부로부터의 속도지령신호에 의거하여 모터장치(11)를 소정의 속도로 제어하기 위해서 인버터 PWM 제어를 실행한다.

그리고, 부하의 증가에 따라서 인버터 장치(10)의 펄스 듀티가 소정치, 예로서, 100%에 도달하면 모터장치(11)에의 전압 공급이 포화상태로 되고, 이 이상 모터장치(11)의 속도를 증가시킬 수 없게 된다.

따라서, 모터장치(11)의 속도 향상을 도모하기 위해서, 더욱 큰 전압을 공급하기 위해서는 역율개선회로(7)의 출력전압, 요컨대 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 증가시킬 필요가 있다. 펄스신호 제어부(22)는 출력하는 펄스신호의 형태를 변경하고, 승압모드로써 역율개선을 실행한다. 승압모드에서는 장단 2개의 펄스신호의 펄스 폭을 제어함으로써 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 광범위하게 제어할 수 있다. 이 승압모드에서는 전압 Vdc를 제어해서 모터장치(11)에의 인가전압을 조정하여 모터장치(11)를 소정의 속도로 제어하는 인버터 PAM 제어가 실행된다.

모터장치(11)의 속도가 더욱 증가하고, 이에 따라서 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 더욱 상승시킬 때, 펄스신호 제어부(22)가 출력하는 장단 2개의 펄스신호의 펄스 폭도 확대한다. 긴 펄스신호의 펄스 폭이 교류전원(1)의 반주기에 동일한 정도로 확대되면 전원장치는 배전압정류 동작으로 된다. 이때, 펄스신호 제어부(22)는 도 18에 나타내는 바와 같이 절환스위치부(12)를 입력상태로 절환하여 배전압정류 모드로 함과 동시에 이때의 펄스신호의 펄스 폭을 절환 직전의 짧은 펄스신호의 펄스 폭에 동등하게 되도록 제어한다.

이에 따라서 전원장치의 동작 모드를 승압모드로부터 배전압정류 모드로 원활하게 이행시킬 수 있다. 펄스신호 제어부(22)는 배전압정류 모드로써 출력하는 펄스신호의 펄스 폭을 확대함으로써 평활 컨덴서(8)의 양단전압 Vdc를 더욱 상승시킬 수 있으므로, 모터장치(11)의 속도를 더욱 증가시킬 수 있다. 또한, 배전압정류 모드에서는 승압모드에 있어서의 배전압동작에 비교해서, 반도체 소자의 도통 손실을 억제할 수 있으므로 고부하 영역에서도 전원장치의 손실을 역제하여 효율좋게 역율개선을 실행할 수 있다.

이러한 동작 모드의 절환에 의해서 100V 입력시에 있어서도 200V 입력시와 동일한 정도의 출력전압 Vdc를 취득할 수 있고, 더욱 광범위하게 모터장치(11)의 속도 제어를 실행할 수 있다.

모터장치(11)의 속도를 고속 영역으로부터 저속 영역으로 저하시키는 경우는 상기의 일련의 제어에 역(逆)인 제어를 실행하면 된다.

그리고, 전파정류 모드와 승압모드와의 절환은 반드시 인버터 제어수단(30)이 출력하는 고주파 펄스신호의 펄스 듀티가 100%로 되는 점에서 절환하는 것은 아니고, 도 23에 나타내는 바와 같이 모드의 절환점이 펄스 듀티가 100%로 되는 점으로부터 전후로 상이해도 좋다.

또한, 각각의 모드 간의 절환점에 있어서 히스테리시스(hysterisis)를 설치함으로써, 모드 절환점 부근에서의 불안정 동작에 의해서 모드 변경이 번잡하게 실행되는 것을 방지할 수 있다.

따라서, 본 실시형태의 전원장치에 의하면, 모터장치(11)에서의 부하가 작은 영역에서는 절환스위치부(12)를 차단상태로 한 전파정류 모드에서의 역율개선과 인버터 PWM 제어에 의한 모터장치(11)의 속도 제어를 실행하고, 직류전압이 포화되는 부하 영역에서는 승압모드에 의한 역율개선과 인버터 PAM 제어에 의한 속도 제어를 실행한다. 또한, 부하가 큰 영역에서는 절환스위치부(12)를 입력상태로 한 배전압정류 모드에 의한 역율개선과 인버터 PAM 제어에 의한 속도 제어를 실행한다. 따라서, 모터장치(11)의 운전범위 전역에서 충분한 역율을 취득할 수 있다. 더욱이 전파정류 모드에서는 전원장치의 출력전압을 낮게 억제하고 모터장치(11)에서의 철손을 억제하며, 그리고, 승압모드에서는 인버터 PAM 제어로써 인버터 장치 (10)의 스위칭 손실을 억제하고, 또한 배전압정류 모드에서는 전원장치의 도통 손실을 억제할 수 있다.

이에 따라서, 모터장치(11)의 운전범위 전역에서 입력전류의 고조파 성분을 충분히 억제함과 동시에 광범위하게 고효율이면서 또한 고출력인 모터장치(11)의 구동을 실행할 수 있는 전원장치를 실현할 수 있다. 더욱이, 간단한 제어로써 발생 잡음이 작고 필터회로 및 스위칭소자(4a, 4b)에서의 손실 증가를 억제할 수 있다.

또한, 본 실시형태에서 펄스신호 제어부(22)가 출력하는 펄스신호의 형태, 및 절환스위치부(12)의 절환 동작은 본 실시형태에 한정되는 것은 아니다. 더욱이, 본 실시형태에 있어서 모터장치(11)는 브러시없는 직류 모터를 이용했지만, 본 발명의 전원장치에 있어서의 모터장치(11)는 이 것에 한정되는 것은 아니고 유도(誘導) 모터 등, 기타의 모터장치에서도 마찬가지의 효과를 취득할 수 있다.

또한, 부하상태 검출부(27)의 구성은 도 20에 나타내는 구성에 한정되는 것은 아니다. 그리고 부하상태의 검출방법으로서 본 실시형태에서는 모터장치(11)의 속도를 이용했지만, 기타 인버터 장치(10)의 출력펄스 듀티, 출력주파수, 출력전류치 및 모터장치(11)에 인가되는 전압, 전류 또는 입력전류 Iin 등을 이용해도 좋다. 또한, 이 것들의 조합으로써 부하의 크기를 검출함으로써도 마찬가지의 효과를 취득할 수 있다.

(실시형태 8)

도 24에 본 발명의 전원장치의 어느 하나를 적용한 공기조화기의 하나의 구성예를 나타낸다. 도 24에 나타내는 바와 같이 공기조화기는 컨버터 장치로서 실시형태 1에 나타내는 전원장치를 이용하고, 인버터 장치(81), 전동압축기(82)에 추가하여, 실내 유닛(92), 실외 유닛(95) 및 4방향 밸브(91)로 구성되는 냉동 사이클을 구비하고 있다.

실내 유닛(92)은 실내 열교환기(93)와 실내 송풍기(94)로써 구성되고, 그리고, 실외 유닛(95)은 실외 열교환기(96), 실외 송풍기(97) 및 팽창 밸브(98)로써 구성된다.

냉동 순환중에는 열매체인 냉매가 순환한다. 냉매는 전동압축기(82)에 의해서 압축되고, 실외 열교환기(96)에서 실외 송풍기(97)로부터의 송풍에 의해서 실외의 공기와 열교환되고, 그리고 실내 열교환기(93)에서 실내 송풍기(94)로부터의 송풍에 의해서 실내의 공기와 열교환된다. 실내 열교환기(93)에서의 열교환후의 공기에 의해서 실내의 냉난방이 실행된다. 냉방 또는 난방의 절환은 4방향 밸브(91)로써 냉매의 순환 방향을 반전시킴으로써 실행된다. 이상과 같은 냉동 사이클에서의 냉매의 순환은 인버터 장치(81)로써 전동압축기(82)를 구동시킴으로써 실행되고, 이러한 인버터 장치(81) 및 전동압축기(82)에의 전력 공급은 컨버터 장치인, 실시형태 1의 전원장치를 이용해서 실행된다. 전원장치의 구성 및 동작에 대해서는 상기한 바와 같다.

이상과 같은 구성에 의해서 공기조화기에서의 입력전류의 고조파 성분을 억제할 수 있다. 또한, 발생 잡음이 작고 저손실인 공기조화기를 제공할 수 있다.

본 실시형태에서는 컨버터 장치로서 실시형태 1에 나타내는 전원장치를 이용했지만, 실시형태 2로부터 실시형태 7에 나타내는 기타의 전원장치를 이용해도 마찬가지로 각각의 전원장치가 갖는 효과를 구비한 공기조화기를 제공할 수 있다.

본 발명의 전원장치에서는 교류전원(1)이 200V라도 절환스위치부(12)의 통전상태를 절환함으로써, 고조파를 억제해서 리액터(3)의 소형화를 실현할 수 있다. 따라서 100V 입력시와 동일한 리액터(3)를 이용할 수 있다.

또한, 교류전원(1)이 100V라도 고조파를 억제할 수 있음과 동시에 배전압정류회로에 의해서 취득되는 전압보다도 더욱 높은 출력전압을 취득할 수 있다. 따라서, 100V 입력이라도 배전압정류회로를 필요로 하지 않고 200V 입력시와 동등한 출력전압을 취득할 수 있다.

더욱이, 부하의 크기에 대응하여, 절환스위치부(12)의 입력과 차단, 펄스 폭 및 펄스신호 패턴을 제어함으로써, 부하 전역에서 최적인 출력전압, 역율 및 효율을 취득할 수 있다. 또한, 절환스위치부(12)의 절환의 경우, 입력전류 및 출력전압에의 영향이 없고, 장치의 소형화와 신뢰성을 높일 수 있다.

따라서, 본 발명의 전원장치는 특히 공기조화기에 대해서는 100V 기종, 200V 기종 어느 것에 있어서도 이용할 수 있고, 높은 역율을 취득하여 입력전류에 포함되는 고조파 성분을 억제시킬 수 있다.

더욱이, 회로구성 및 구성부품을 공용할 수 있는 동시에 장치의 소형화가 가능하게 되고, 개발공수 및 부품수를 대폭으로 삭감할 수 있는 매우 큰 효과를 갖는다.

또한, 상기 실시형태 1부터 실시형태 7에 나타내는 전원장치에서 컨덴서(5a, 5b)의 값을 변경하여 평활 컨덴서(8)를 생략한 회로구성을 도 25에 나타낸다. 이러한 구성의 전원장치에 있어서도, 상기의 것과 마찬가지의 효과를 취득할 수 있다.

본 발명의 제1의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써, 전류도통 기간을 확대할 수 있고, 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있는 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제2의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써, 전류도통 기간을 확대할 수 있고, 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있다. 또한, 전원전압이 200V라도 리액터의 대형화를 억제할 수 있으므로, 동일한 구성요소를 이용하여 복수의 전원 게통에 대응할 수 있는 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제3의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써, 전류도통 기간을 확대할 수 있고, 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있다. 특히, 전원전압의 제로크로스점을 검출해서 확실하게 역율개선을 실행할 수 있고 신뢰성을 높일 수 있다. 또한, 전원전압이 200V라도 리액터의 대형화를 억제할 수 있으므로, 동일한 구성요소를 이용하여 복수의 전원 게통에 대응할 수 있고, 개발공수의 저감이 가능한 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제4의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써 입력전류의 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있다. 더욱이, 절환스위치부와 정류회로의 접속위치에 관계없이 확실하게 역율개선을 실행할 수 있으므로, 절환스위치부의 접속점을 한 쪽에 고정하기도 하고, 또는 접속점을 확인하고 나서 펄스신호를 설정하는 등의 수고나, 설정 잘못에 의한 오동작을 방지할 수 있으므로 설치공수가 적고 신뢰성이 높은 전원장치를 제공할 수 있다.

본 발명의 제5의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써 입력전류의 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있다. 또한, 절환스위치부의 통전상태를 절환하는 경우에 발생하는 입력전류의 급격한 파형 찌그러짐을 억제할 수 있고, 전원장치의 각각의 구성요소의 규격을 작게 할 수있으므로 장치를 소형화할 수 있어서 신뢰성이 높은 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제6의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써 입력전류의 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있다. 더욱이, 절환스위치부의 통전상태를 절환하는 경우에 발생하는 입력전류의 급격한 파형 찌그러짐을 새로운 부품을 추가하지 않고 억제할 수 있고, 전원장치의 각각의 구성요소의 규격을 작게 할 수 있으므로 장치를 더 한층 소형화할 수 있어서 신뢰성이 높은 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제7의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써 입력전류의 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있다. 더욱이, 절환스위치부의 통전상태를 절환하는 경우에 발생하는 입력전류의 급격한 파형 찌그러짐 및 출력전압의 변동을 충분히 억제할 수 있고, 장치를 소형화할 수 있고, 또한 부하에 주는 영향이 적고 신뢰성이 높은 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제8의 전원장치에 의하면, 간단한 구성과 제어로써 입력전류의 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있고, 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있다. 더욱이, 절환스위치부의 통전상태를 절환하는 경우에 발생하는 입력전류의 급격한 파형 찌그러짐 및 출력전압의 변동을 없앨 수 있고, 장치를 대폭으로 소형화할 수 있고, 또한, 부하에 주는 영향이 없고 신뢰성이 높은 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제9의 전원장치에 의하면, 크기가 변동하는 부하에 대해서도, 그 변동범위 전역에서 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있음과 동시에 출력전압을 가변할 수 있고, 더욱 고출력화를 실현할 수 있다. 또한, 구성 및 제어가 간단하므로발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있는 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제10의 전원장치에 의하면, 모터장치에 걸리는 부하의 크기에 대응하여 동작 모드를 절환하므로, 모터장치의 운전범위 전역에서 입력전류의 고조파 성분을 충분히 억제할 수 있음과 동시에 고효율이면서 고출력인 모터장치의 구동을 실행할 수 있다. 더욱이, 구성 및 제어가 간단하므로 발생 잡음 및 손실을 낮게 억제할 수 있는 전원장치를 실현할 수 있다.

본 발명의 제11의 전원장치에 의하면, 평활 컨덴서로써 역율개선회로로부터의 직류전압에 포함되는 맥류 성분을 배제하므로, 더욱 고품질인 직류전압을 출력할 수 있다.

본 발명의 공기조화기에 의하면, 고역율이면서 고조파 성분이 적고 저손실인 공기조화기를 실현할 수 있다.

또한, 본 발명은 특정 실시형태에 대해서 설명했지만, 당업자에 의해서 많은 변형예, 수정, 기타의 이용이 명백하다. 그러므로, 본 발명은 여기에서의 특정 개시에 한정되지 않고, 첨부된 청구범위에 따라서만 한정된다.

Claims (12)

1. 전원장치에 있어서,

   (a) 교류전원의 출력전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류회로와,

   (b) 상기 정류회로에 접속된 리액터와,

   (c) 정류회로의 출력전압을 입력하는 역율개선회로로서, 상기 역율개선회로는

   직렬로 접속된 복수의 스위칭소자로써 구성되어서, 도통, 차단함에 따라서 상기 교류전원으로부터 흐르는 입력전류의 전류 경로를 변화시키는 스위칭회로와,

   직렬로 접속된 복수의 컨덴서로써 구성되는 컨덴서 회로와,

   상기 스위칭회로가 도통상태일 때에 상기 컨덴서에 충전된 전하가 상기 스위칭회로에 역류하는 것을 방지하는 역류방지 정류소자로써 구성되고, 또한,

   상기 스위칭회로 및 컨덴서 회로는 병렬로 배치되고, 상기 스위칭소자 간의 접속점과 상기 컨덴서 간의 접속점이 접속되며, 상기 스위칭회로의 단점(端点)과 상기 컨덴서 회로의 단점이 상기 역류방지 정류소자를 통해서 접속되는 상기 역율개선회로와,

   (d) 상기 정류회로의 입력단자의 하나와, 상기 역율개선회로의 스위칭소자 간의 접속점과의 사이에 접속되고, 그 사이에 형성되는 전류 경로의 통전상태를 도통상태 또는 차단상태로 절환하는 절환스위치수단과,

   (e) 해당 절환스위치수단의 통전상태를 제어하는 스위치 제어수단과,

   (f) 상기 역율개선회로의 각각의 스위칭소자를 도통ㆍ차단시키는 펄스신호를 생성하여 출력하는 펄스신호 제어수단과,

   (g) 상기 펄스신호 제어수단으로부터의 펄스신호를 수신하여 상기 역율개선회로의 스위칭회로를 구동시키는 스위치 구동수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전원장치.
2. 전원장치에 있어서,

   (a) 교류전원의 출력전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류회로와,

   (b) 상기 정류회로에 접속된 리액터와,

   (c) 정류회로의 출력전압을 입력하는 역율개선회로로서, 상기 역율개선회로는

   직렬로 접속된 복수의 스위칭소자로써 구성되어서, 도통, 차단함에 따라서 상기 교류전원으로부터 흐르는 입력전류의 전류 경로를 변화시키는 스위칭회로와,

   직렬로 접속된 복수의 컨덴서로써 구성되는 컨덴서 회로와,

   상기 스위칭회로가 도통상태일 때에 상기 컨덴서에 충전된 전하가 상기 스위칭회로에 역류하는 것을 방지하는 역류방지 정류소자로써 구성되고, 또한,

   상기 스위칭회로 및 컨덴서 회로는 병렬로 배치되고, 상기 스위칭소자 간의 접속점과 상기 컨덴서 간의 접속점이 접속되며, 상기 스위칭회로의 단점과 상기 컨덴서 회로의 단점이 상기 역류방지 정류소자를 통해서 접속되는 상기 역율개선회로와,

   (d) 상기 정류회로의 입력단자의 하나와, 상기 역율개선회로의 스위칭소자 간의 접속점과의 사이에 접속되고, 그 사이에 형성되는 전류 경로의 통전상태를 도통상태 또는 차단상태로 절환하는 절환스위치수단과,

   (e) 해당 절환스위치수단의 통전상태를 제어하는 스위치 제어수단과,

   (f) 상기 역율개선회로의 각각의 스위칭소자를 도통ㆍ차단시키는 펄스신호를 생성하여 출력하는 펄스신호 제어수단으로서,

   상기 펄스신호 제어수단은 교류전원전압의 반주기에서 상기 역율개선회로의 복수의 스위칭소자 중의 적어도 1개를 소정 시간 도통시키는 펄스신호를 출력함과 동시에 상기 절환스위치수단의 통전상태를 절환하는 절환신호를 상기 스위치 제어수단에 출력하는 상기 펄스신호 제어수단과,

   (g) 상기 펄스신호 제어수단으로부터의 펄스신호를 수신하여 상기 역율개선회로의 스위칭회로를 구동시키는 스위치 구동수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전원장치.
3. 제2항에 있어서, 전원전압의 제로크로스점을 검출하여 제로크로스 검출신호를 출력하는 제로크로스 검출수단을 또한 구비하고, 상기 펄스신호 제어수단은 해당 제로크로스 검출수단으로부터의 제로크로스 검출신호에 따라서, 상기 역율개선회로의 스위칭소자를 소정 시간 도통시키는 펄스신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
4. 제2항에 있어서, 전원전압의 극성을 판별하는 전압극성 판별수단을 또한 구비하고, 상기 펄스신호 제어수단은 적어도 상기 절환스위치수단이 도통상태일 때는 전압극성 판별수단의 판별결과를 참조하고, 전원전압의 각각의 반주기에서의 극성에 대응하여 상기 역율개선회로의 스위칭소자를 소정 시간 도통시키는 펄스신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
5. 제2항에 있어서, 교류전원의 전류치를 검출하는 입력전류 검출수단을 또한 구비하고, 상기 펄스신호 제어수단은 펄스신호가 차단상태이고, 또한, 상기 입력전류 검출수단으로부터 취득되는 전류치가 0일 때에 상기 스위치수단의 통전상태를 절환하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
6. 제2항에 있어서, 전원전압의 제로크로스점을 검출하여 제로크로스 검출신호를 출력하는 제로크로스 검출수단과, 상기 제로크로스 검출신호를 수신하여 소정 시간 경과후에 절환 타이밍 신호를 출력하는 타이머 수단을 구비하고, 상기 펄스신호 제어수단은 상기 타이머 수단으로부터의 절환 타이밍 신호를 수신하여 상기 절환스위치수단의 통전상태를 절환하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
7. 제2항에 있어서, 상기 펄스신호 제어수단은 상기 절환스위치수단의 통전상태를 절환하기 전후에 상기 절환스위치수단이 차단상태에서는 상기 역율개선회로의 복수의 스위칭소자를 각각 상이한 소정 시간 도통시키는 제1펄스신호를 생성하고,교류전원전압의 반주기마다 상기 제1펄스신호의 출력 패턴을 절환하여 출력하며, 또한, 상기 절환스위치수단이 도통상태에서는 상기 역율개선회로의 스위칭소자 중 어느 1개를 소정 시간 도통시키는 제2펄스신호를 생성하고, 교류전원전압의 반주기마다 상기 제2펄스신호의 출력 패턴을 절환하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
8. 제7항에 있어서, 상기 펄스신호 제어수단은 상기 절환스위치수단이 차단상태일 때 출력하는 상기 제1펄스신호 중 가장 짧은 펄스신호의 도통시간과, 상기 절환스위치수단이 도통상태일 때 출력하는 상기 제2펄스신호의 도통시간이 동등하게 되도록 하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
9. 제2항에 있어서, 부하의 크기를 검출하는 부하상태 검출수단을 또한 구비하고, 상기 펄스신호 제어수단은 해당 부하상태 검출수단으로부터 취득하는 부하의 크기에 따라서 상기 절환스위치수단의 도통 또는 차단상태를 절환하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
10. 제9항에 있어서, 상기 부하가 모터장치와, 상기 모터장치에 구동전압을 공급하기 위해서 직류를 교류로 변환하는 인버터 장치로 구성되는 경우에

    상기 부하상태 검출수단은 상기 인버터 장치 또는 상기 모터장치의 상태변화에 기인하여 발생하는 변화량을 검출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 역율개선회로의 출력전압을 평활하게 하는 평활 컨덴서를 또한 구비한 것을 특징으로 하는 전원장치.
12. 제11항에 기재된 전원장치를 구비한 것을 특징으로 하는 공기조화기.