CN105765840A - 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备 - Google Patents

直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备 Download PDF

Info

Publication number
CN105765840A
CN105765840A CN201380081220.5A CN201380081220A CN105765840A CN 105765840 A CN105765840 A CN 105765840A CN 201380081220 A CN201380081220 A CN 201380081220A CN 105765840 A CN105765840 A CN 105765840A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch element
capacitor
continuous
current
load
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201380081220.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105765840B (zh
Inventor
畠山和德
植村启介
筱本洋介
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN105765840A publication Critical patent/CN105765840A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105765840B publication Critical patent/CN105765840B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/09—Boost converter, i.e. DC-DC step up converter increasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明的目的在于得到一种直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备，其能够抑制成本增加，并且抑制伴随着升压动作的过电流保护电路的不必要动作，使设备稳定地持续运转。直流电源装置具备：整流电路（2），其对交流进行整流；电抗器（3），其与整流电路（2）的输入侧或输出侧连接；第一电容器（6a）和第二电容器（6b），其在连向负载（10）的输出端子之间串联连接；充电单元（7），其有选择地对第一电容器（6a）和第二电容器（6b）中的一方或双方进行充电，直流电源装置根据负载（10）的运转状态，控制相对于将第一电容器（6a）及第二电容器（6b）的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间、不充电期间与其的比率，来控制向负载（10）输出的输出电压时，根据该比率来改变将第一电容器（6a）及第二电容器（6b）的充电频率。

Description

直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备
技术领域
本发明涉及直流电源装置和具备该直流电源装置的制冷循环应用设备。
背景技术
以往提出了一种如下的电路：在以使输出电压比输入电压高的方式输出的直流电源装置中，由电抗器、串联连接的开关元件组、串联连接的电容器组以及防止来自电容器的逆流的二极管来构成升压电路，抑制由于升压而增加开关元件组的耐压的电路，特别是，存在对使用串联连接的电容器组的中点电压和两端电压的三电平逆变器进行驱动的技术(例如，专利文献1、2)。
专利文献1：国际公开第2007/110954号
专利文献2：日本特开2013-38921号公报
发明内容
然而，在上述专利文献1所记载的技术中，通过对各开关元件进行同时导通/断开控制，并适当地对各开关元件的导通时间比率进行控制，能够得到所期望的输出电压，但是在各开关元件同时为导通状态时会流过过大短路电流，用于防止过大电流流过开关元件的过电流保护电路可能进行动作，从而可能存在停止(断开控制)开关元件的动作而导致设备停止，或者因这些开关元件的暂时停止而产生电容器组的电压不均衡。此外，在上述专利文献2所记载的技术中，也与上述专利文献1所记载的技术同样地，在进行升压动作的开关元件组同时为导通状态的动作模式1中流过过大短路电流，从而过电流保护电路进行动作而导致设备停止，或者产生电容器组的电压不均衡。另一方面，为了允许在各开关元件同时为导通状态时流过的电流而提高过电流保护电路的保护等级的情况下，存在与此同时需要允许电流大的开关元件，导致成本增加之类的问题。
本发明是鉴于上述内容而完成的，其目的在于提供一种直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备，其能够在由电抗器、串联连接的开关元件组、串联连接的电容器组以及防止来自电容器的逆流的二极管构成的升压电路中，抑制成本的增加，并且即使在开关元件组成为同时导通状态的情况下，也防止因过电流保护电路进行动作而导致设备停止、电容器的电压不均衡，并能够使设备稳定地持续运转。
为了解決上述课题，实现发明目的，本发明涉及的直流电源装置是将交流变换成直流来提供给负载的直流电源装置，其特征在于，具备：整流电路，其对上述交流进行整流；电抗器，其与上述整流电路的输入侧或输出侧连接；第一电容器和第二电容器，其与向上述负载输出的输出端子间串联连接；充电单元，其有选择地对上述第一电容器和上述第二电容器中的一方或双方进行充电；以及控制部，其对上述充电单元进行控制，上述控制部根据上述负载的运转状态，控制相对于将上述第一电容器及上述第二电容器的1组的充电期间和不充电期间进行组合成的期间、上述不充电期间与其的比率，来控制向上述负载输出的输出电压时，根据该比率来改变将上述第一电容器及上述第二电容器的上述充电期间和上述不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时的该1周期的倒数、即充电频率。
根据本发明，具有如下效果：能够抑制成本的增加，并且抑制伴随着升压动作的过电流保护电路的不必要动作，使设备稳定地持续运转。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关控制状态的图。
图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置的各动作模式的图。
图4是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式c下的相电流波形、提供给负载的直流电压波形和第一开关元件及第二开关元件的控制状态的图。
图5是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式b下的相电流波形、提供给负载的直流电压波形和第一开关元件及第二开关元件的控制状态的图。
图6是表示实施方式2涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图7是说明在实施方式2涉及的直流电源装置中，第一防逆流元件发生短路故障的情况的动作示例的图。
图8是说明在实施方式2涉及的直流电源装置中，第一开关元件发生短路故障的情况的动作示例的图。
图9是表示连接驱动电感性负载的两电平逆变器作为直流电源装置的负载的示例的图。
图10是表示连接驱动电感性负载的三电平逆变器作为直流电源装置的负载的示例的图。
图11是表示两电平逆变器及三电平逆变器的线间电压波形的图。
图12是表示连接驱动2相电动机的逆变器作为直流电源装置的负载的示例的图。
图13是表示实施方式4涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图14是表示实施方式5涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。
图15是表示实施方式5涉及的制冷循环应用设备中电动机的转速与直流电压Vdc之间的关系的图。
符号说明
1、1a交流电源
2、2a整流电路
3电抗器
4a第一开关元件
4b第二开关元件
5a第一防逆流元件
5b第二防逆流元件
6a第一电容器
6b第二电容器
7充电单元
8控制部
9开关单元
10负载
20逆变器
21压缩机
22电动机
23制冷循环
100、100a、100b直流电源装置
具体实施方式
下面参照说明书附图，说明本发明的实施方式涉及的直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备。另外，本发明不局限于以下所示的实施方式。
实施方式1.
图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。如图1所示，实施方式1涉及的直流电源装置100构成为根据负载10的运转状态，将从交流电源1提供的三相交流变换成直流提供给负载10。此外，在本实施方式中，作为负载10，假定为对例如制冷循环应用设备中使用的压缩机电动机进行驱动的逆变器负载等，但是不限于此。
直流电源装置100具备：整流电路2，其对三相交流进行整流；电抗器3，其与整流电路2的输出侧连接；第一电容器6a和第二电容器6b，其在连向负载10的输出端子间串联连接；充电单元7，其有选择地对这些第一电容器6a和第二电容器6b中的一方或双方进行充电；以及控制部8，其控制充电单元7。另外，在图1所示的示例中，整流电路2构成为将六个整流二极管进行全桥连接而成的三相全波整流电路。此外，在图1所示的示例中，表示了将电抗器3与整流电路2的输出侧连接的示例，但是也可以为与整流电路2的输入侧各相连接的结构。
充电单元7具备：第一开关元件4a，其对第一电容器6a的充电和不充电进行切换；第二开关元件4b，其对第二电容器6b的充电和不充电进行切换；第一防逆流元件5a，其防止第一电容器6a的充电电荷向第一开关元件4a逆流；以及第二防逆流元件5b，其防止第二电容器6b的充电电荷向第二开关元件4b逆流。
将由第一开关元件4a和第二开关元件4b构成的串联电路的中点与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的中点连接，从第一开关元件4a的集电极向着第一电容器6a与负载10的连接点正向地连接第一防逆流元件5a，从第二电容器6b与负载10的连接点向着第二开关元件4b的发射极正向地连接第二防逆流元件5b。
第一电容器6a和第二电容器6b分别使用相同电容量的电容器。此外，作为第一开关元件4a和第二开关元件4b，例如使用功率晶体管、功率MOSFET以及IGBT等半导体元件。
控制部8根据负载10的运转状态，输出各PWM信号SW1、SW2来对第一开关元件4a和第二开关元件4b进行导通断开控制，由此控制向负载10提供的直流电压。在此，在例如负载10为电动机和驱动该电动机的逆变器的情况下，负载10的运转状态是由电动机的转速、应该向驱动该电动机的逆变器输出的输出电压表示的参数。另外，对于该负载10的控制，可以是由控制部8进行的结构，也可以是由与控制部8不同的其它控制单元(未图示)进行控制的结构。在用控制部8对负载10进行控制的结构的情况下，负载10的运转状态能够由控制部8掌握，此外，在是由与控制部8不同的其它控制单元(未图示)进行控制的结构的情况下，如果从该控制单元向控制部8通知负载10的运转状态，则控制部8能够掌握负载10的运转状态。另外，控制部10掌握该负载10的运转状态的方法不限定本发明。在此，参照图1至3，说明控制部8对第一开关元件4a和第二开关元件4b进行的开关控制。
图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关控制状态的图。另外，在图2所示的示例中，省略各结构要素的符号。
状态A表示第一开关元件4a和第二开关元件4b双方都被控制成断开的状态。在该状态下，对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电。
状态B表示仅第一开关元件4a被控制成导通的状态。在该状态下，仅对第二电容器6b进行充电。
状态C表示仅第二开关元件4b被控制成导通的状态。在该状态下，仅对第一电容器6a进行充电。
状态D表示两个开关元件4a、4b双方都被控制成导通的短路状态。在该状态下，不对第一电容器6a和第二的电容器6b双方进行充电。
在本实施方式中，控制部8根据负载10的运转状态，适当地切换图2所示的各个状态，由此来控制对负载10提供的直流电压。
图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置的各动作模式的图。如图3所示，作为实施方式1涉及的直流电源装置100的动作模式，具备：使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开控制状态的全波整流模式；以及对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的升压模式。
作为升压模式，存在下述模式：第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比(换而言之，第一电容器6a及第二电容器6b的不充电期间的比率)为50％的升压模式a(倍压模式)；第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％的升压模式b；以及第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％的升压模式c。
在全波整流模式下，通过使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开控制状态，由整流电路2进行了全波整流而得到的电压为输出电压。
在升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件4a的导通定时和第二开关元件4b的断开定时几乎同时，第一开关元件4a的断开定时和第二开关元件4b的导通定时几乎同时，图2所示的状态B和状态C轮流出现。此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压的大致2倍。另外，实际上，由于第一开关元件4a和第二开关元件4b同时为导通时短路电流流过，所以优选设置数μs程度的死区时间。
在升压模式b下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都为断开的同时断开期间。此时，周期性反复进行图2所示的状态C→状态A→状态B→状态A的状态转换，此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压与升压模式a(倍压模式)下的输出电压的中间电压。
在升压模式c下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都为导通的同时导通期间。此时，周期性反复进行图2所示的状态D→状态C→状态D→状态B的状态转换，在该同时导通期间(这里为状态D的期间)，能量蓄积在电抗器3中。此时的输出电压为升压模式a(倍压模式)下的输出电压以上的电压。
因此，各模式下的输出电压的大小关系为：全波整流模式<升压模式b<升压模式a(倍压模式)<升压模式c。
这样，在本实施方式中，通过改变第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比，能够控制对负载10提供的直流电压，控制部8根据负载10的运转状态，来改变第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比，转换为全波整流模式、升压模式b、升压模式a(倍压模式)、升压模式c，从而使直流电源装置100向负载10输出所期望的输出电压。
下面，参照图1至图5，对实施方式1涉及的直流电源装置100的各升压模式下的第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率进行说明。在此，第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率表示：在将第一电容器6a及第二电容器6b的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间、即将第一开关元件4a及第二开关元件4b的1组的导通期间和断开期间进行组合得到的期间作为1周期时，该1周期的倒数即开关频率。另外，在以下的说明中，在以第一电容器6a和第二电容器6b为主体的表述中使用“充电频率”进行说明，在以第一开关元件4a和第二开关元件4b为主体的表述中使用“开关频率”进行说明。
在本实施方式中，进行控制以使第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率为三相交流的频率的3n倍(n为自然数)。换而言之，将开关频率设为三相交流的频率的3n倍，对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制。由此，进行开关控制时各相电流中出现的失真在各相中相等的相位产生，所以能够使各相电流的波形成为相对于电源周期各错开120度的相似形状，能够克服三相交流的各相电流的不平衡。
与此相对，在将开关频率设为三相交流的频率的n倍以外的频率的情况下，各相电流的波形不会成为相似形状，产生各相电流的不平衡。此外，在与三相交流的频率同步地进行开关控制的情况中也同样，产生三相交流的各相电流的不平衡。
换而言之，在不以三相交流的频率的3n倍进行第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关，而在各相以不同的相位进行开关的情况下，产生各相电流的不平衡，各相电流的失真率变大，导致功率因素变差、谐波电流的增加。
在本实施方式中，如上所述那样，进行控制以使第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率，即第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率成为三相交流的频率的3n倍，由此以相对于电源周期各错开120度的三相交流的各相的同一相位进行第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关，从而即使在产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开期间的升压模式b和产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通期间的升压模式c下，也能够使三相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而，各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因素、抑制谐波电流。
此外，如果设为n＝1，即以三相交流的频率的3倍对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制，则噪声的产生量也少，能够减少对连接到同一个系统的其它设备造成的影响。
此外，电源频率广泛使用50Hz和60Hz，在需要与设置位置对应地进行区分使用的情况下，通过设置检测电源电压的传感器等电源电压检测单元(未图示)，检测电源电压的过零定时，能够掌握交流电源1的频率。此外，以50Hz和60Hz的最小公倍数亦即300Hz之3m倍(m为自然数)进行开关动作，由此无需知晓交流电源1的频率就能够克服各相电流的不平衡，无需设置电源电压检测单元因此还有助于低成本化。
下面，参照图4和图5，对在升压模式c及升压模式b下的开关频率(换而言之，第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率)进行说明，其中，该升压模式c下产生有使第一开关元件4a和第二开关元件4b同时为导通状态的区间(换而言之，第一电容器6a和第二电容器6b的同时不充电期间)，该升压模式b下产生有使第一开关元件4a和第二开关元件4b同时为断开状态的区间(换而言之，第一电容器6a和第二电容器6b的同时充电期间)。
图4是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式c下的相电流波形、向负载提供的直流电压波形、以及第一开关元件及第二开关元件的控制状态的图。此外，图5是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式b下的相电流波形、向负载提供的直流电压波形、以及第一开关元件及第二开关元件的控制状态的图。图4(a)和图5(a)表示使开关频率为三相交流的频率的3倍(150Hz＝50Hz×3)的情况的示例，图4(b)和图5(b)表示使开关频率为三相交流的频率的18倍(900Hz＝50Hz×3×6)的情况的示例。
如图4所示，产生有使第一开关元件4a和第二开关元件4b同时为导通状态的区间的升压模式c下，以三相交流的频率的3倍即150Hz为开关频率进行动作的情况(图4(a))，与以三相交流的频率的18倍即900Hz为开关频率进行动作的情况(图4(b))相比，相电流波形的峰值大，为大致2倍的程度。
即此外，如图5所示，在升压模式b下也是，以三相交流的频率的3倍即150Hz为开关频率进行动作的情况(图5(a))，与以三相交流的频率的18倍即900Hz为开关频率进行动作的情况(图5(b))相比，相电流波形的峰值大，为大致2倍的程度。
另外，图4、5所示的相电流在构成充电单元7的第一开关元件4a的控制状态和第二开关元件4b的控制状态中的一方或双方为导通状态的情况下，流过处于导通状态的任一方或双方。
于此相对，在此尽管未图示，但是在第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)下，因为不产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通区间和同时断开区间，因此相电流的电流量由于开关频率的变化而导致的变动较小。此外，在使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开控制状态的全波整流模式下，由于原本就不进行开关动作，因此如果流过负载10的电流恒定，则相电流的电流量就不会发生变动。
换而言之，在第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％且产生有第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通区间的升压模式c下，以及在第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％且产生有第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开区间的升压模式b下，与第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％且第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通区间和同时断开区间都不产生的升压模式a(倍压模式)相比相电流的电流量的变动大，开关频率低的情况下，流过构成充电单元7的第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一方或双方的电流増大，过电流保护电路(未图示)动作，从而停止开关动作(断开控制)，其结果，作为负载10与直流电源装置100连接的设备可能停止。此外，为了抑制这样的过电流保护电路的不必要动作，需要提高保护级别，换而言之，为了提高使过电流保护电路进行动作的电流值，需要提高第一开关元件4a及第二开关元件4b的允许电流值，进而需要重新设定构成直流电源装置100的各结构要素的各规格值等，成本增加不可避免。
因此，在本实施方式中，根据第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比(即，相对于将第一电容器6a以及第二电容器6b的1组的充电期间和不充电期间组合得到的期间、不充电期间与其的比率)，来改变第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率(即，将第一电容器6a及第二电容器6b的充电期间和不充电期间组合得到的期间作为1周期时的该1周期的倒数、即充电频率)，在产生有第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开区间(即，第一电容器6a和第二电容器6b的同时充电期间)的升压模式b下、以及产生有第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通区间(即，第一电容器6a和第二电容器6b的同时不充电期间)的升压模式c下进行动作的情况下，与第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通区间和同时断开区间都不产生的(即，第一电容器6a和第二电容器6b的同时充电期间以及同时不充电期间都不产生)的升压模式a(倍压模式)下动作的情况相比，以较高的开关频率进行动作。这样，能够减少在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下流过充电单元7的电流的电流量，从而不必将构成充电单元7的第一开关元件4a及第二开关元件4b的允许电流值增大到必要以上，此外还能够防止过电流保护电路的不必要动作。
另外，在升压模式b和升压模式c下，根据第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开区间、同时导通区间的长度，流过充电单元7的电流量发生无极变化。此外，在提高输出电压的过程中，在从升压模式b向升压模式c转换之间介入有升压模式a(倍压模式)，同样地在降低输出电压的过程中，在从升压模式c向升压模式b转换之间介入有升压模式a(倍压模式)。因此，在包含升压模式b、升压模式a(倍压模式)和升压模式c的动作范围内以如下方式进行控制即可：升压模式a(倍压模式)下的第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率(换而言之，第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率)变得最低，基于升压模式b及升压模式c的动作范围内的开关频率变得较高。
另一方面，如上所述那样，在图1所示的将三相交流变换成直流提供给负载的结构中，优选以第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率成为三相交流的频率的3n倍的方式进行控制。换而言之，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，以第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率成为三相交流的频率的3m倍(m>n)的方式进行控制。这样，即使在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，三相交流的各相电流的波形也成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率成为极小值，能够改善功率因素、抑制谐波电流，并且减小流过第一开关元件及第二开关元件的电流的电流量。
例如，将第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率在升压模式a(倍压模式)下设为三相交流的电源频率的3倍(电源频率为50Hz情况下，是150Hz)，在升压模式b和升压模式c下设为作为三相交流的电源频率广泛地使用的50Hz和60Hz的最小公倍数的3倍的频率(900Hz)等，由此能够将开关频率的上升抑制到最小限，不会因过电流而切断，而能以最大效率进行动作。
如以上所说明的那样，根据实施方式1的直流电源装置，在具备对三相交流进行整流的整流电路、与整流电路的输入侧或输出侧连接的电抗器、在连向负载的输出端子间串联连接的第一电容器和第二电容器、有选择地对这些第一电容器和第二电容器中的一方或双方进行充电的充电单元、以及控制该充电单元的控制部，并将三相交流变换成直流提供给负载的结构中，在根据负载的运转状态对第一电容器及第二电容器的不充电期间的比率进行控制时，根据相对于将第一电容器及第二电容器的1组的充电期间和不充电期间组合得到的期间、不充电期间与其的比率，来改变将第一电容器及第二电容器的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时的该1周期的倒数、即充电频率，以使得在产生有第一电容器和第二电容器的同时充电期间的情况下以及在产生有第一电容器和第二电容器的同时不充电期间的情况下，以与第一电容器和第二电容器的同时充电期间和同时不充电期间都不产生的情况相比高的开关频率进行动作，因此在第一电容器和第二电容器的同时充电期间及第一电容器和第二电容器的同时不充电期间中，能够减小流过充电单元的电流量，从而不必将构成充电单元的第一开关元件以及第二开关元件的允许电流值增大到必要以上，此外还能够防止过电流保护电路的不必要动作。
换而言之，能够抑制成本增加，并且抑制过电流保护电路伴随着升压动作的不必要动作，使连接到直流电源装置的设备稳定地持续运转。
此外，在从交流电源提供三相交流的情况下，以第一电容器及第二电容器的充电频率成为三相交流的频率的3n倍(n是自然数)的方式进行控制，由此三相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因素、抑制谐波电流，并且减小流过构成充电单元的第一开关元件及第二开关元件的电流的电流量。
实施方式2.
在实施方式1中，对如下示例进行了说明：在以产生有第一开关元件和第二开关元件的同时断开区间的升压模式b以及以产生有第一开关元件和第二开关元件的同时导通区间的升压模式c进行动作的情况下，通过以与第一开关元件和第二开关元件的同时导通区间和同时断开区间都不产生的升压模式a(倍压模式)相比高的开关频率进行动作，来抑制过电流保护电路的不必要动作，使连接到直流电源装置的设备稳定地持续运转，但是在本实施方式中说明：即使在构成直流电源装置的结构要素发生了故障的情况下，也能够抑制过电流保护电路的不必要动作，使连接到直流电源装置的设备持续运转结构。
图6是表示实施方式2涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。如图6所示，在实施方式2涉及的直流电源装置100a中，除了在实施方式1中说明的图1所示的结构之外，将由第一开关元件4a和第二开关元件4b构成的串联电路的中点与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的中点经由开关单元9连接。
在此，首先参照图7，说明第一防逆流元件5a发生短路故障的情况的动作。图7是说明在实施方式2涉及的直流电源装置中，第一防逆流元件发生短路故障的情况的动作示例的图。另外，在图7所示的示例中第一开关元件4a控制为导通，第二开关元件4b控制为断开，相对于第一开关元件4a第一电容器6a的电位高的情况下的动作示例进行说明。
图7(a)、(b)表示不具有开关单元9的结构，图7(a)表示第一防逆流元件5a正常的情况，图7(b)表示第一防逆流元件5a发生短路故障的情况。此外，图7(c)、(d)表示具有开关单元9的实施方式2涉及的结构，图7(c)表示第一防逆流元件5a正常的情况，图7(d)表示第一防逆流元件5a发生短路故障的情况。
即使是不具有开关单元9的结构，在第一防逆流元件5a正常的情况下(图7(a))，通过升压动作变成高电压的第一电容器6a的电压不会施加到第一开关元件4a，但是在第一防逆流元件5a发生短路故障的情况下(图7(b))，第一电容器6a的电压会经由发生短路故障的第一防逆流元件5a施加到第一开关元件4a(图中的实线箭头方向)，存在第一开关元件4a二次破坏之虞。此外，此时存在蓄积在第一电容器6a中的电荷放电，在第一电容器6a与第二电容器6b之间产生电压不均衡之虞。
在具有开关单元9的实施方式2涉及的结构中，第一防逆流元件5a正常的情况下(图7(c))，对开关单元9进行导通控制，在该状态下，通过升压动作变成高电压的第一电容器6a的电压不会被施加到第一开关元件4a。另一方面，在第一防逆流元件5a发生短路故障的情况下(图7(d))，对开关单元9进行断开控制，由此，能够防止从通过升压动作变成高电压的第一电容器6a向第一开关元件4a的逆流，能够防止第一电容器6a的电压施加到第一开关元件4a。此外，在该情况下，第一开关元件4a和第二开关元件4b中的至少一方控制为断开，由此电荷同等地蓄积在第一电容器6a和第二电容器6b中，因此不会产生电压不均衡，即使作为负载10连接有需要与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的连接点即中性点连接的设备的情况下，也能够实现电压的稳定提供。因此，通过将实施方式2涉及的直流电源装置100a中的动作模式设为例如使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开控制状态的全波整流模式，连接到直流电源装置100a的设备能够持续运转。
下面，参照图8，说明第一开关元件4a发生短路故障的情况的动作。图8是说明在实施方式2涉及的直流电源装置中，第一开关元件发生短路故障的情况的动作示例的图。
图8(a)、(b)表示不具有开关单元9的结构，图8(a)表示第一开关元件4a正常的情况，图8(b)表示第一开关元件4a发生短路故障的情况。此外，图8(c)、(d)表示具有开关单元9的实施方式2涉及的结构，图8(c)表示第一开关元件4a正常的情况，图7(d)表示第一开关元件4a发生短路故障的情况。另外，在图8所示的示例中，图中所示的实线箭头表示在第一开关元件4a控制为断开、第二开关元件4b控制为导通的情况下流过的电流路径，图中的虚线箭头表示在第一开关元件4a发生短路故障的情况下第二开关元件4b控制为断开而流过的电流路径。
在不具有开关单元9的结构，第一开关元件4a正常的情况下(图8(a))，第一开关元件4a控制为断开、第二开关元件4b控制为导通，由此以第一防逆流元件5a→第一电容器6a→第二开关元件4b的路径流过电流(图8(a)中的实线箭头)，对第一电容器6a进行充电，但是在第一开关元件4a发生短路故障的情况下(图8(b))，尽管第一开关元件4a控制为断开，但是以第一开关元件4a→第二开关元件4b的路径流过短路电流(图8(b)中的实线箭头)。在该状态下，相当于第一开关元件4a在实施方式1中说明的任何动作模式下一直控制为导通，所以在升压模式a(倍压模式)和升压模式b下产生第一电容器6a和第二电容器6b的同时不充电期间，在升压模式c下第一电容器6a和第二电容器6b的同时不充电期间也变长。因此，如同在实施方式1中说明的那样，即使在升压模式b和升压模式c下进行以比升压模式a(倍压模式)高的开关频率使其动作的控制，过电流保护电路(未图示)动作(断开控制)而停止第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关动作。在该情况下，以第一开关元件4a→第二电容器6b→第二防逆流元件5b的路径流过电流(图8(b)中的虚线箭头)，仅第二电容器6b被持续充电，在第一电容器6a与第二电容器6b之间产生电压不均衡。特别是，在作为负载10连接有需要与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的连接点亦即中性点连接的设备的情况下，存在该设备不正常动作之虞，例如为电动机负载等的情况下，存在导致振动、发热增加之虞。
在具有开关单元9的实施方式2涉及的结构中，第一开关元件4a正常的情况下(图8(c))，对开关单元9进行导通控制，以第一防逆流元件5a→第一电容器6a→第二开关元件4b的路径流过电流(图8(c)中的实线箭头)，对第一电容器6a进行充电。另一方面，在第一开关元件4a发生短路故障的情况下(图8(d))，对开关单元9进行断开控制，进而，第二开关元件4b被控制成断开，由此以第一防逆流元件5a→第一电容器6a→第二电容器6b→第二防逆流元件5b的路径流过电流(图8(d)中的虚线箭头)，电荷同等地蓄积在第一电容器6a和第二电容器6b中，因此不会产生电压不均衡，即使作为负载10连接有需要与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的连接点亦即中性点连接的设备的情况下，也能够实现稳定的电压提供。此外，因此，通过将实施方式2涉及的直流电源装置100a的动作模式设为例如使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开控制状态的全波整流模式，能够使与直流电源装置100a连接的设备持续运转。
在此，开关单元9能够使用例如继电器、接触器(contactor)等电磁接触器、IGBT、FET等半导体开关元件而构成，无需赘言，只要是能够实现电性开关的单元，无论使用何种单元都能够实现同样的功能。另外，在作为开关单元9使用电磁接触器的情况下，优选使用以直流能够进行开关的DC继电器等。此外，在使用IGBT等半导体开关元件来构成开关单元9的情况下，内置回流用的继流二极管(flywheeldiode)的半导体开关元件由于继流二极管沿正向导通，因此需要使用不具有该继流二极管的半导体开关元件。此外，MOSFET等具有寄生二极管，因此无法用作开关单元9。
此外，在开关单元9使用继电器的情况下，若在第一防逆流元件5a和第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二的开关元件4b发生短路故障而正有过大电流流过时进行开关动作，则存在在接点之间产生电弧从而使接点寿命变短之虞。
在以在实施方式1中说明的图3所示的全波整流模式进行动作的情况下，第一开关元件4a和第二开关元件4b中的至少一方正常或者发生了断线故障(openfault)的情况下，在开关单元9中不流过电流，因此在任何定时进行断开控制都没有问题。
另一方面，以升压模式a进行动作的情况下，对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制，因此与第一防逆流元件5a和第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b是否发生了短路故障无关，都处于在开关单元9中流过电流的状态。若在该状态下对开关单元9进行断开控制，则如上所述那样存在产生电弧之虞。因此，在以升压模式a进行动作的情况下，在转换到全波整流模式之后，对开关单元9进行断开控制即可。
在以升压模式b进行动作的情况下，如果第一开关元件4a和第二开关元件4b正常，则在第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开区间，开关单元9中不会流过电流，因此在该区间对开关单元9进行断开控制即可。此外，在以升压模式c进行动作的情况下，如果第一开关元件4a和第2的开关元件4b正常，则在第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通区间，以第一开关元件4a→第二开关元件4b的路径流过电流，在开关单元9中不流过电流，因此在该区间对开关单元9进行断开控制即可。
另外，在以升压模式b或升压模式c进行动作时，对于第一开关元件4a和第二开关元件4b中的至少一方发生短路故障的情况、在此对第一开关元件4a发生短路故障的情况进行说明，在开关单元9已处于导通控制的状态下，如图8(b)中的虚线箭头所示那样，第二电容器6b中一直流过充电电流。因此，设置对流过开关单元9的电流进行检测的检测单元(未图示)等，流过开关单元9的电流减小到不会对开关单元9的开闭控制造成障碍、即在小到不产生电弧的程度时，对开关单元9进行断开控制即可。
此外，在对开关单元9进行断开控制时，由于配线阻抗分量产生浪涌(surge)，存在对构成直流电源装置100a的各结构要素造成二次故障之虞。因此，优选设置用于吸收浪涌的电阻、二极管(未图示)，由此能够提高可靠性。
如以上所说明的那样，根据实施方式2的直流电源装置，采用经由开关单元将由第一开关元件以及第二开关元件构成而成的串联电路的中点与由第一电容器和第二电容器构成而成的串联电路的中点连接的结构，在第一防逆流元件、第二防逆流元件、第一开关元件及第二开关元件中的任一个产生短路故障的情况下，对开关单元进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，因此除了在实施方式1中说明的效果之外，还具有在第一防逆流元件、第二防逆流元件、第一开关元件及第二开关元件中的任一个产生短路故障的情况下，也不会产生第一电容器与第二电容器的电压不均衡，能够稳定地对负载供给电力，此外，不会由于过电流保护功能而导致作为负载与直流电源装置连接的设备的停止，能够持续运转，能够得到可靠性高的直流电源装置。
实施方式3.
在本实施方式中，说明与在实施方式1、实施方式2中说明的直流电源装置连接的负载。图9是表示连接驱动电感性负载的两电平逆变器作为直流电源装置的负载的示例的图。此外，图10是表示连接驱动电感性负载的三电平逆变器作为直流电源装置的负载的示例的图。此外，图11是表示两电平逆变器及三电平逆变器的线间电压波形的图。图11(a)表示两电平逆变器的线间电压波形，图11(b)表示三电平逆变器的线间电压波形。另外，实施方式3涉及的直流电源装置100a的结构与实施方式2相同，在此省略说明。
施加到与两电平逆变器连接的电感性负载的线间电压如图11(a)所示，为±Vdc/2和0这两个电平。于此相对，施加到与三电平逆变器连接的电感性负载的线间电压如图11(b)所示，为±Vdc/2、±Vdc/4以及0这三个电平，与两电平逆变器相比，电感性负载的线间电压的时间变化量(dV/dt)降低一半。换而言之，在三电平逆变器中，与两电平逆变器相比，能够抑制噪声、浪涌的产生。
特别地，在能够输出比全波整流模式下的输出电压大的电压的升压模式a(倍压模式)、升压模式b、升压模式c各模式下，能够抑制产生噪声、浪涌的产生的效果较大，例如，在能够输出全波整流模式下的输出电压的大致2倍的电压的升压模式a(倍压模式)下，通过使用三电平逆变器，能够使dV/dt变成两电平逆变器的一半，噪声、浪涌的产生量与使用两电平逆变器以全波整流模式进行动作的情况相等。换而言之，与使用两电平逆变器以升压模式a(倍压模式)进行动作的情况相比，使用三电平逆变器同样地以升压模式a(倍压模式)进行动作时能够抑制噪声、浪涌的产生量，因此不需要噪声滤波器的高性能化、对浪涌的电感性负载(例如，电动机)的绝缘强化，能够利用与使两电平逆变器以全波整流模式进行动作的情况同等的噪声滤波器、电感性负载。
此外，在三电平逆变器中，与两电平逆变器相比，能够降低dV/dt，因此流过电感性负载(例如，电动机)的电流的时间变化量(dI/dt)也能够降低，能够抑制电动机电流的高次频率分量，降低铁损，实现高效率化。
此外，通过以升压模式a(倍压模式)、升压模式b、升压模式c进行动作，在将负载10当做额定电力负载时，例如在升压模式a(倍压模式)下，对负载10供给电力的电压成倍，电流变为一半。换而言之，通过以升压模式a(倍压模式)、升压模式b、升压模式c各模式进行动作，与以全波整流模式进行动作的情况相比，能够降低流过负载10的电流，实现效率化。
此外，在连接驱动电感性负载的三电平逆变器作为负载10的情况下，如在实施方式1中说明的那样，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，采用比以升压模式a进行动作的情况高的开关频率，由此能够减小在构成充电单元7的第一开关元件4a及第二开关元件4b中流过的电流的电流量，从而不必将第一开关元件4a及第二开关元件4b的允许电流值增大到必要以上，此外能够防止过电流保护电路的不必要动作，能够使负载10稳定地持续运转。
此外，在连接驱动电感性负载的三电平逆变器作为负载10的情况下，如在实施方式2中说明的那样，在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一个产生短路故障的情况下，对开关单元9进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，由此不会无法输出Vdc/2的电压等，不会产生第一电容器6a与第二电容器6b的电压不均衡所导致的噪音、振动増大、电动机发热增加等，能够稳定地对负载10供给电力，此外，不会由于过电流保护功能而导致电动机停止，能够持续运转，能够得到可靠性高的直流电源装置。
图12是表示连接驱动2相电动机的逆变器作为直流电源装置的负载的示例的图。在图12所示的示例中，负载10构成为将2相电动机的两个线圈的连接点与由第一电容器6a和第二电容器6b构成而成的串联电路的中点即中性点C连接，将两个线圈各自的其它端子与逆变器的两个开关臂的中点M、S分别连接。
在2相电动机是内置永久磁铁的无刷DC电动机的情况下，为了产生沿着正旋转方向旋转的旋转磁场，对施加到M-C间和S-C间的各电压VMC、VSC进行控制，以使VSC的相位相对于VMC超前成为90度。
在图12所示的示例中，以相对于施加到负载10的电压Vdc第一电容器6a及第二电容器6b的电压分别成为Vdc/2的方式进行控制，由此使VSC的相位相对于VMC超前成为90度。另一方面，在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一个产生短路故障的情况等下，例如，不对第一电容器6a进行充电，而仅对第二电容器6b进行充电，会产生电压不均衡，则在以第一电容器6a及第二电容器6b的电压分别为Vdc/2作为前提的控制中，存在无法保持VSC的相位相对于VMC超前为90度，2相电动机不旋转之虞。
因此，在连接驱动2相电动机的逆变器作为负载10的情况下，也如在实施方式2中说明的那样，在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第2的开关元件4b中的任一个产生短路故障的情况下，对开关单元9进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，由此与以升压模式a(倍压模式)、升压模式b、升压模式c进行动作的情况相比输出电压变小，尽管如此，能够防止产生第一电容器6a与第二电容器6b的电压不均衡。因此，不会导致2相电动机的停止，能够持续运转，能够得到可靠性高的直流电源装置。
此外，即使在连接驱动2相电动机的逆变器作为负载10的情况下，也如在实施方式1中说明的那样，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，通过采用比升压模式a进行动作的情况高的开关频率，能够减小在构成充电单元7的第一开关元件4a及第二开关元件4b中流过的电流的电流量，从而不必将第一开关元件4a及第二开关元件4b的允许电流值增大到必要以上，此外，还能够防止过电流保护电路的不必要动作，能够使2相电动机稳定地持续运转。
如以上说明的那样，根据实施方式3的直流电源装置，即使在连接驱动电感性负载的三电平逆变器作为负载的情况下，也能够得到与实施方式1、实施方式2同样的效果，并且与使用了两电平逆变器的结构相比，能够降低电感性负载的线间电压的时间变化量(dV/dt)，由此能够抑制噪音、浪涌的产生量，此外，还能够降低流过电感性负载(例如，电动机)的电流的时间变化量(dI/dt)，因此能够抑制流过电感性负载的电流(电动机电流)的高次频率分量，降低铁损，从而实现高效率化。
此外，通过以升压模式a(倍压模式)、升压模式b、升压模式c进行动作，与以全波整流模式进行动作的情况相比，能够降低流过负载10的电流，实现效率化。
实施方式4.
在实施方式1至实施方式3中，说明了将三相交流变换成直流提供给负载的结构，但是在本实施方式中，说明将单相交流变换成直流并提供给负载的结构。
图13是表示实施方式4涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。如图13所示，实施方式4涉及的直流电源装置100b构成为将从交流电源1a提供的单相交流变换成直流并提供给负载10。另外，在图13所示的结构中，整流电路2a构成为将四个整流二极管进行全桥连接而成的单相全波整流电路。此外，在图13所示的示例中，表示将电抗器3连接到整流电路2a的输出侧的示例，但是也可以是与整流电路2a的输入侧连接的结构。
在本实施方式中，也与实施方式1同样地，作为实施方式4涉及的直流电源装置100b的动作模式，具有使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开控制状态的全波整流模式和对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的升压模式，作为该升压模式，具有第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)、第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％的升压模式b以及第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％的升压模式c。对于这些各动作模式，与在实施方式1中说明的将三相交流变换成直流提供给负载的结构相同，因此省略说明。
如图13所示，在交流电源1a为单相交流电源的情况下，也与实施方式1中说明的那样，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，以与以升压模式a(倍压模式)进行动作的情况相比高的开关频率进行动作。这样，与在实施方式1中说明的将三相交流变换成直流提供给负载的结构同样地，能够减小在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下流过充电单元7的电流的电流量，从而不必将构成充电单元7的第一开关元件4a及第二开关元件4b的允许电流值增大到必要以上，此外，也能够防止过电流保护电路的不必要动作。
另外，在将单相交流变换成直流并提供给负载的结构中，优选按照升压模式a下的第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率成为单相交流的频率的n倍的方式来进行控制。该情况下，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，进行控制以使第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率成为单相交流的频率的m倍(m>n)。这样，在任意升压模式中单相交流的各相电流的波形均成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而，各相电流的失真率成为极小值，能够改善功率因素、抑制谐波电流，并且减小流过第一开关元件4a及第二开关元件4b的电流的电流量。
例如，将第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率在升压模式a(倍压模式)下设为单相交流的电源频率(例如，50Hz或60Hz)或其倍数，在升压模式b和升压模式c下设为作为单相交流的电源频率广泛地使用的50Hz和60Hz的最小公倍数(300Hz)或其倍数，由此能够将开关频率的上升抑制到最小限，不会因过电流而切断，而能够以最大效率进行动作。
此外，在交流电源1a为单相交流电源的情况下，如在实施方式2中说明的那样，在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一个产生短路故障的情况下，通过对开关单元9进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，由此即使在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一个产生短路故障的情况下，也不会产生第一电容器6a与第二电容器6b的电压不均衡，能够稳定地对负载10供给电力，此外，不会由于过电流保护功能而导致作为负载10与直流电源装置100b连接的设备的停止，能够持续运转。
如以上说明的那样，根据实施方式4的直流电源装置，在将单相交流变换成直流并提供给负载的结构中，也与实施方式1同样地，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，通过以与以升压模式a(倍压模式)进行动作的情况相比高的开关频率进行动作，能够减小在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下流过充电单元的电流的电流量，从而不必将构成充电单元的第一开关元件及第二开关元件的允许电流值增大到必要以上，此外，还能够防止过电流保护电路的不必要动作。
此外，以使升压模式a下的开关频率成为单相交流的频率的n倍的方式来进行控制，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，以使开关频率成为单相交流的频率的m倍(m>n)的方式来进行控制，由此在任意升压模式下单相交流的各相电流的波形均成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而，各相电流的失真率成为极小值，能够改善功率因素、抑制谐波电流，并且能够减小流过第一元件元件及第二开关元件的电流的电流量。
此外，在将单相交流变换成直流并提供给负载的结构中，与实施方式2同样地，在第一防逆流元件、第二防逆流元件、第一开关元件和第二开关元件中的任一个产生短路故障的情况下，通过对开关单元进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，由此在第一防逆流元件、第二防逆流元件、第一开关元件以及第二开关元件中的任一个产生短路故障的情况下，也不会产生第一电容器与第二电容器的电压不均衡，能够稳定地对负载供给电力，此外，不会由于过电流保护功能而导致作为负载与直流电源装置连接的设备的停止，能够持续运转，能够得到可靠性高的直流电源装置。
实施方式5.
在本实施方式中，说明应用了实施方式2中记载的直流电源装置100a的制冷循环应用设备。
在此，参照图14，说明实施方式5涉及的制冷循环应用设备的更加具体的结构。
图14是表示实施方式5涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。作为实施方式5涉及的制冷循环应用设备，假定例如空调机、热泵式热水器、冰箱以及制冷机等，在图14所示的示例中，作为实施方式2的图6中说明的直流电源装置100a的负载10，示出了连接制冷空调装置的结构示例，其中，该制冷空调装置包含利用了由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的中点亦即中性点的例如三电平逆变器或2相电动机驱动用的逆变器20、压缩机21、电动机22、制冷循环23而构成。另外，实施方式5涉及的直流电源装置100a的结构与实施方式2相同，在此省略说明。
逆变器20根据从直流电源装置100提供的直流电压Vdc和中性点的电压Vdc/2来进行动作，以可变速度、可变电压对内置于压缩机21的电动机22进行驱动，由此用压缩机21对制冷循环23内的制冷剂进行压缩来使制冷循环23动作，从而进行制冷、制暖等所期望的动作。
在图14所示那样构成的制冷循环应用设备中，能够具有通过上述实施方式1、实施方式2中说明的直流电源装置100、100a得到的效果。
换而言之，如在实施方式1中说明的那样，在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下，以与以升压模式a(倍压模式)进行动作的情况相比高的开关频率进行动作。这样，能够减小在以升压模式b和升压模式c进行动作的情况下流过充电单元7的电流的电流量，从而不必将构成充电单元7的第一开关元件4a及第二开关元件4b的允许电流值增大到必要以上，此外还能够防止过电流保护电路的不必要动作。
例如，将第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率在升压模式a(倍压模式)中设为三相交流的电源频率的3倍(在电源频率是50Hz的情况下为150Hz)，在升压模式b和升压模式c中设为作为三相交流的电源频率被广泛地使用的50Hz和60Hz的最小公倍数的3倍的频率(900Hz)等，由此能够将开关频率的上升抑制到最小限，不会因过电流而切断，而能够以最大效率进行动作。
此外，如在实施方式2中说明的那样，在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第二开关元件4b中的任一个产生短路故障的情况下，通过对开关单元9进行断开控制，并且以全波整流模式进行动作，由此在第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、第一开关元件4a和第2的开关元件4b中的任一个产生短路故障的情况下，也不会产生第一电容器6a与第二电容器6b的电压不均衡，能够稳定地对逆变器20供给电力，此外，不会由于过电流保护功能而导致逆变器20、由逆变器20驱动的电动机22的停止，能够持续运转。
此外，适用实施方式1、实施方式2涉及的直流电源装置100、100a的本实施方式涉及的制冷循环应用设备的效果不限于此。
图15是表示实施方式5涉及的制冷循环应用设备的电动机的转速与直流电压Vdc之间的关系的图。一般而言，制冷空调装置在与目标温度的差较大的情况下以提高制冷能力而迅速地接近目标温度的方式进行动作。此时，逆变器20通过使电动机22的转速增加，增加由压缩机21压缩的制冷剂量来提高制冷能力。驱动电动机22所需的电压值的特性为，如图15所示那样与电动机22的转速成比例地增加，在感应电压低的电动机的情况下为Vm1(图15中所示的虚线)，在感应电压高的电动机的情况下为Vm2(图15中所示的单点划线)。在使用感应电压较高的电动机的情况下，由于能够对应于与从逆变器20提供的电压增加的量、以较少电流进行驱动，所以逆变器20的损耗减小，能够进行高效的运转。然而，在以全波整流模式进行动作的情况下，由于直流电压Vdc较低，所以以能够进行高效率运转的最大转速N1为上限值，虽然在此以上的转速通过使用弱磁通控制也能运转，但是由于电流增加，而使效率恶化。
在图14所示的直流电源装置100a中，与电动机22的转速上升相对应，在到转速N1为止的区域中切换为全波整流模式，在从转速N1到转速N2为止的区域中切换为升压模式b，在转速N2切换为升压模式a(倍压模式)，在转速N2以上的区域中切换为升压模式c，由此能够将直流电压Vdc升压，从而能够高效率且高速地驱动电动机22。此外，在转速N1以上的区域中，以Vm2≒Vdc进行动作，由此逆变器20在调制率高的状态进行动作，所以PWM的开关脉冲数量减少，从而能够实现因减少逆变器20的开关损耗和减少电动机22的高频铁损而带来的高效率化。此外，通过以升压模式c进行动作，能够输出比升压模式a(倍压模式)更高的电压，所以能够实现因电动机22高圈数化产生的感应电压的增加而带来的高效率化。
此外，通过使用三电平逆变器作为逆变器20，与使用两电平逆变器的结构相比，能够降低电动机22的线间电压的时间变化量(dV/dt)，因此能够抑制噪声、浪涌的产生量，此外，还能够降低流过电动机22的电流的时间变化量(dI/dt)，因此还能够抑制电动机的谐波铁损分量，所以还能够提高电动机效率，能够实现制冷循环应用设备整体的高效率化。
另外，在直流电源装置100a产生故障，对开关单元9进行断开控制，以全波整流模式进行动作的情况下，在电动机转速较高的情况下通过使用弱磁通控制就能够运转，但是由于电流增加，而效率恶化。另一方面，例如在需要高可靠性的制冷循环应用设备(例如，服务器机房的空调、食品的制冷室等)中，由于故障而导致停止运转，存在出现设备故障、食品腐烂等之虞。在本实施方式中，即使在直流电源装置100a产生故障的情况下，尽管效率会降低，但是由于能够通过全波整流模式的动作来持续运转，因此能够得到可靠性高的制冷循环应用设备。
此外，近年来，从使用了钕(Nd)、镝(Dy)等高价且很难以进行稳定供给的稀土类磁铁的电动机转移至不使用稀土类磁铁的电动机的研究不断取得进展，但是存在效率下降和退磁耐力的下降的问题。在实施方式1中所说明的直流电源装置100中，如上述那样，对于效率下降，能够通过升压的高圈数化来进行补偿，此外，对于退磁耐力的下降，能够通过升压抑制弱磁通控制，从而能够使用可稳定供给且价格低廉的电动机。
此外，作为直流电源装置100的电源亦即交流电源1的电源电压，存在200V/400V等各种各样的电源电压。因此，如果根据每个销售地的各电源情形来设计电动机22，则电动机规格会有很多种，电动机22的评估负担和开发负担增大。在实施方式1中所说明的直流电源装置100中，例如在交流电源1的电源电压为200V的情况下以升压模式a(倍压模式)进行动作，在交流电源1的电源电压为400V的情况下以全波整流模式进行动作，由此在交流电源1的电源电压为200V的情况下和交流电源1的电源电压为400V的情况下直流电压Vdc都为相同值，能够以相同的电动机规格进行驱动。并且，在交流电源1的电源电压为400V的情况下，在以全波整流模式进行动作的情况下，当电源电压变动时直流电压Vdc也变动，但是例如以全波整流模式进行动作时直流电压Vdc与设想值相比较低的情况下，通过使用升压模式b来使直流电压Vdc升压，能够降低因电源电压的变动带来的影响，能够使逆变器20以恒定电压进行动作。
另外，例如在图15所示的电动机转速N2，若在升压模式切换时切换开关频率，则在升压模式切换点的前后，开关频率会引起震颤(chattering)等，动作变得不稳定。在该情况下，在升压模式的切换定时适用磁滞，或者在各升压模式的切换定时的前后使开关频率线性变化(例如从150Hz向900Hz线性增加)即可。
如以上的说明那样，根据实施方式5的制冷循环应用设备，采用使用了上述实施方式1所记载的直流电源装置的结构，由此能够具有通过实施方式1至4中说明的直流电源装置得到的效果。
此外，通过与电动机的转速的上升对应地切换为全波整流模式、升压模式b、升压模式a(倍压模式)、升压模式c，由此能够以高效率且高速地驱动电动机。
此外，由于能够实现因电动机的高圈数化产生的感应电压的增加而带来的高效率化，所以能够使用可稳定供给且价格低廉的电动机。
此外，能够不改变电动机规格地应对不同的电源电压，因此能够减轻电动机的评估负担和开发负担。
另外，在上述实施方式中，作为构成电容器的充电单元的开关元件和防逆流元件，通常使用以硅(Si：硅)为材料的Si类半导体是主流，但是也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石为材料的宽带禁(WBG)半导体。
由这种WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件，耐电压性高，且允许电流密度也高。因此，能够将开关元件和防逆流元件小型化，通过使用这些小型化的开关元件和防逆流元件，能够小型化使用这些元件构成的直流电源装置。
此外，由这种WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的耐热性也高。因此，能够使散热器的散热片小型化、将水冷部换成气冷部，因此能够使直流电源装置进一步小型化。
进而，由这种WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的电力损耗低。因此，能够使开关元件和防逆流元件高效率化，进而能够使直流电源装置高效率化。
另外，优选开关元件和防逆流元件双方由WBG半导体形成，但是也可以是任一方的元件由WBG半导体形成，也能够得到上述效果。
此外，在上述实施方式中，作为开关元件，列举了例如功率晶体管、功率MOSFET、IGBT为示例，但是也可以使用作为高效率的开关元件而周知的超级结构造的MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、绝缘栅极半导体装置、双极性晶体管等，也能够获得同样的效果。
此外，控制部能够由CPU(CentralProcessingUnit：中央处理单元)、DSP(DigitalSignalProcessor：数字信号处理器)、微型计算机(microcomputer：微处理器)的离散系统构成，但是除此之外，也可以由模拟电路、数字电路等电气电路元件等构成。
另外，以上的实施方式所示的结构是本发明的结构的一个示例，显然也可以与其它公知技术相组合，并且也可以在不脱离本发明要旨的范围内省略一部分等进行变更而构成。
如以上那样，本发明作为在负载的两端间串联连接多个电容器且对这多个电容器进行充电来向负载供给电力这样的结构的直流电源装置中，抑制成本增加，并且抑制过电流保护电路伴随着升压动作的不必要动作，使设备稳定地持续运转的技术是非常有用的，尤其适用于将交流变换成直流提供给负载这样的结构的直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备适用。

Claims (14)

1.一种直流电源装置，其将交流变换成直流提供给负载，其特征在于，包括：
整流电路，其对所述交流进行整流；
电抗器，其与所述整流电路的输入侧或输出侧连接；
第一电容器和第二电容器，其在连向所述负载的输出端子之间串联连接；
充电单元，其有选择地对所述第一电容器和所述第二电容器中的一方或双方进行充电；以及
控制部，其对所述充电单元进行控制，
所述控制部根据所述负载的运转状态，控制相对于将所述第一电容器及所述第二电容器的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间、所述不充电期间与其的比率，来控制向所述负载输出的输出电压时，根据该比率来改变将所述第一电容器及所述第二电容器的所述充电期间和所述不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时的该1周期的倒数、即充电频率。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
所述充电单元包括：
第一开关元件，其对所述第一电容器的充电和不充电进行切换；
第二开关元件，其对所述第二电容器的充电和不充电进行切换；
第一防逆流元件，其防止所述第一电容器的充电电荷向所述第一开关元件逆流；以及
第二防逆流元件，其防止所述第二电容器的充电电荷向所述第二开关元件逆流。
3.根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部具有：
全波整流模式，使所述第一开关元件和所述第二开关元件为断开控制状态；以及
升压模式，对所述第一开关元件和所述第二开关元件交替地进行导通控制，
在所述升压模式中，改变所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比，来控制向所述负载输出的输出电压。
4.根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部进行控制以使得：在所述升压模式的动作范围内，所述第一开关元件和所述第二开关元件同时断开的区间及同时导通的区间均没有的状态下的所述充电频率变为最低，具有所述第一开关元件和所述第二开关元件同时为断开的区间的动作范围内的所述充电频率以及具有所述第一开关元件和所述第二开关元件同时为导通的区间的动作范围内的所述充电频率变高。
5.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
由所述第一电容器和所述第二电容器构成的串联电路的两端电压和该串联电路的中点的电压被施加给所述负载。
6.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于：
所述负载是驱动二相电动机的由4个开关元件构成的逆变器。
7.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于：
所述负载是三电平逆变器。
8.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部对所述充电单元进行控制，以使得所述充电频率为所述交流的相数×频率的n倍，其中，n为自然数。
9.根据权利要求8所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部对所述充电单元进行控制，以能够对应于多种所述交流的频率，使所述充电频率为多种该交流的频率的最小公倍数。
10.根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于，还具备：
开关单元，连接于由所述第一开关元件和所述第二开关元件构成的串联电路的中点与由所述第一电容器和所述第二电容器构成的串联电路的中点之间，
在所述第一防逆流元件、所述第二防逆流元件、所述第一开关元件和所述第二开关元件中的任一个产生短路故障的情况下，所述控制部对所述开关单元进行断开控制，并且以所述全波整流模式进行动作。
11.根据权利要求10所述的直流电源装置，其特征在于：
所述开关单元是电磁接触器或不具有继流二极管的半导体开关元件。
12.根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于：
所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第一防逆流元件和所述第二防逆流元件中的至少一个由宽带禁半导体形成。
13.根据权利要求12所述的直流电源装置，其特征在于：
所述宽带禁半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
14.一种制冷循环应用设备，其特征在于，包括：
权利要求1至13中任一项所述的直流电源装置。
CN201380081220.5A 2013-11-26 2013-11-26 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备 Active CN105765840B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2013/081819 WO2015079504A1 (ja) 2013-11-26 2013-11-26 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105765840A true CN105765840A (zh) 2016-07-13
CN105765840B CN105765840B (zh) 2018-06-15

Family

ID=53198495

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380081220.5A Active CN105765840B (zh) 2013-11-26 2013-11-26 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9800077B2 (zh)
JP (1) JP6072937B2 (zh)
CN (1) CN105765840B (zh)
WO (1) WO2015079504A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109286311A (zh) * 2017-07-19 2019-01-29 中国电力科学研究院 一种抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器及调制方法
CN109936202A (zh) * 2017-12-18 2019-06-25 奥克斯空调股份有限公司 一种空调充电电路、充电控制方法以及具有该电路的空调
CN110752753A (zh) * 2019-11-04 2020-02-04 苏州大学 一种逆变升压电路以及升压器
CN111295828A (zh) * 2017-11-06 2020-06-16 大金工业株式会社 电力变换装置和空调装置

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3316470B1 (en) * 2015-06-23 2019-12-25 Nissan Motor Co., Ltd. Inverter with charging capability
JP2018152925A (ja) * 2015-08-04 2018-09-27 富士電機株式会社 ３レベルチョッパ装置
JP6606993B2 (ja) * 2015-08-19 2019-11-20 富士電機株式会社 直流−直流変換装置
US10243353B2 (en) * 2015-08-19 2019-03-26 Fuji Electroc Co., Ltd. DC-DC converter
JP6789654B2 (ja) * 2016-04-04 2020-11-25 東芝キヤリア株式会社 電源装置
JP6662163B2 (ja) * 2016-04-14 2020-03-11 富士電機株式会社 ３レベルチョッパ装置
JP6747046B2 (ja) * 2016-05-12 2020-08-26 富士電機株式会社 昇圧チョッパ回路
JP6753137B2 (ja) * 2016-05-12 2020-09-09 富士電機株式会社 昇圧チョッパ回路
WO2017216959A1 (ja) * 2016-06-17 2017-12-21 三菱電機株式会社 モータシステム、モータ駆動装置、冷凍サイクル装置および空気調和機
US10554128B2 (en) * 2018-01-05 2020-02-04 Futurewei Technologies, Inc. Multi-level boost converter

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07177742A (ja) * 1993-08-11 1995-07-14 Sanken Electric Co Ltd 直流電源装置
JPH09107681A (ja) * 1995-10-09 1997-04-22 Fuji Electric Co Ltd 直流無停電電源装置
JP2001244178A (ja) * 2000-02-29 2001-09-07 Canon Inc 露光装置および露光方法ならびにデバイス製造方法
CN1357966A (zh) * 2000-12-08 2002-07-10 松下电器产业株式会社 电源装置和使用该电源装置的空气调节器
CN101790836A (zh) * 2007-08-29 2010-07-28 三菱电机株式会社 交流直流变换装置、使用该交流直流变换装置的压缩机驱动装置和空调机
CN105191105A (zh) * 2013-06-25 2015-12-23 三菱电机株式会社 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备
CN105493390A (zh) * 2013-09-06 2016-04-13 三菱电机株式会社 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9408056D0 (en) 1994-04-22 1994-06-15 Switched Reluctance Drives Ltd A control circuit for an inductive load
JP2000278955A (ja) 1999-01-19 2000-10-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置及びこの電源装置を用いた空気調和機
US6181583B1 (en) * 1999-01-19 2001-01-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power supply device and air conditioner using the same
JP3488684B2 (ja) * 1999-11-30 2004-01-19 三菱電機株式会社 整流回路および圧縮機駆動装置
JP2004129420A (ja) * 2002-10-04 2004-04-22 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 整流装置
JP2004180422A (ja) 2002-11-27 2004-06-24 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd Ｐｗｍ整流装置
JP4596866B2 (ja) * 2003-09-09 2010-12-15 パナソニック株式会社 モータ駆動装置
US8269141B2 (en) 2004-07-13 2012-09-18 Lincoln Global, Inc. Power source for electric arc welding
US8581147B2 (en) 2005-03-24 2013-11-12 Lincoln Global, Inc. Three stage power source for electric ARC welding
US8785816B2 (en) 2004-07-13 2014-07-22 Lincoln Global, Inc. Three stage power source for electric arc welding
US9956639B2 (en) 2005-02-07 2018-05-01 Lincoln Global, Inc Modular power source for electric ARC welding and output chopper
US9855620B2 (en) 2005-02-07 2018-01-02 Lincoln Global, Inc. Welding system and method of welding
US7646182B2 (en) 2006-03-29 2010-01-12 Mitsubishi Electric Corporation Power supply apparatus
JP5053581B2 (ja) 2006-07-10 2012-10-17 株式会社ダイヘン アーク加工用電源装置
JP5361176B2 (ja) * 2006-12-13 2013-12-04 株式会社半導体エネルギー研究所 半導体装置
KR100993080B1 (ko) * 2007-08-08 2010-11-08 주식회사 엘지화학 절연 캐패시터를 이용한 배터리 셀 전압 측정 장치 및 방법
JP5087346B2 (ja) 2007-08-21 2012-12-05 株式会社ダイヘン 電源装置及びアーク加工用電源装置
JP2010178594A (ja) * 2009-02-02 2010-08-12 Minebea Co Ltd 電源装置
JP2011078290A (ja) 2009-10-02 2011-04-14 Tabuchi Electric Co Ltd 電力変換装置および太陽光発電システム
CN102118043B (zh) * 2009-12-31 2013-12-04 比亚迪股份有限公司 用于对动力电池充电的太阳能充电器
JP5857394B2 (ja) * 2010-09-15 2016-02-10 日産自動車株式会社 インバータ装置及びインバータ制御方法
JP5775760B2 (ja) 2011-08-08 2015-09-09 田淵電機株式会社 昇圧チョッパ回路およびこれを備えた電源装置
JP5505473B2 (ja) * 2012-08-02 2014-05-28 Ｔｄｋ株式会社 電源装置
EP2720341B1 (en) * 2012-10-12 2021-04-07 Samsung Electronics Co., Ltd Wireless Electric Power Receiver for Wirelessly Regulating Electric Power Using Switch
US9438062B2 (en) * 2012-10-12 2016-09-06 Samsung Electronics Co., Ltd Wireless electric power receiver for wirelessly regulating electric power using switch
US9302591B2 (en) * 2013-09-13 2016-04-05 Qualcomm Incorporated Systems and methods for bi-state impedance conversion in wireless power transfer
KR101811153B1 (ko) * 2013-10-29 2018-01-25 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 직류 전원 장치 및 냉동 사이클 기기

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07177742A (ja) * 1993-08-11 1995-07-14 Sanken Electric Co Ltd 直流電源装置
JPH09107681A (ja) * 1995-10-09 1997-04-22 Fuji Electric Co Ltd 直流無停電電源装置
JP2001244178A (ja) * 2000-02-29 2001-09-07 Canon Inc 露光装置および露光方法ならびにデバイス製造方法
CN1357966A (zh) * 2000-12-08 2002-07-10 松下电器产业株式会社 电源装置和使用该电源装置的空气调节器
CN101790836A (zh) * 2007-08-29 2010-07-28 三菱电机株式会社 交流直流变换装置、使用该交流直流变换装置的压缩机驱动装置和空调机
CN105191105A (zh) * 2013-06-25 2015-12-23 三菱电机株式会社 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备
CN105493390A (zh) * 2013-09-06 2016-04-13 三菱电机株式会社 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109286311A (zh) * 2017-07-19 2019-01-29 中国电力科学研究院 一种抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器及调制方法
CN111295828A (zh) * 2017-11-06 2020-06-16 大金工业株式会社 电力变换装置和空调装置
CN111295828B (zh) * 2017-11-06 2023-09-12 大金工业株式会社 电力变换装置和空调装置
CN109936202A (zh) * 2017-12-18 2019-06-25 奥克斯空调股份有限公司 一种空调充电电路、充电控制方法以及具有该电路的空调
CN110752753A (zh) * 2019-11-04 2020-02-04 苏州大学 一种逆变升压电路以及升压器

Also Published As

Publication number Publication date
US9800077B2 (en) 2017-10-24
US20160241073A1 (en) 2016-08-18
JPWO2015079504A1 (ja) 2017-03-16
JP6072937B2 (ja) 2017-02-01
WO2015079504A1 (ja) 2015-06-04
CN105765840B (zh) 2018-06-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105765840A (zh) 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备
JP6129331B2 (ja) 直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫
CN105612684B (zh) 直流电源装置、电动机驱动装置、空调机以及冰箱
CN105684290B (zh) 直流电源装置和制冷循环设备
CN103828214B (zh) 热泵装置、热泵系统和逆变器的控制方法
CN103348578B (zh) 逆流防止单元、电力变换装置以及制冷空气调节装置
EP2162976A2 (en) Common mode &amp; differential mode filter for variable speed drive
CN103270376A (zh) 热泵装置、热泵系统和三相逆变器的控制方法
CN103314265A (zh) 热泵装置、热泵系统和逆变器的控制方法
US10056826B2 (en) Direct-current power supply device for controlling at frequency being 3N times frequency of three-phase alternating current and refrigeration-cycle applied device including the same
CN105191105A (zh) 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备
WO2014162519A1 (ja) 電力変換装置及び冷凍空気調和装置
JP5031004B2 (ja) インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置
WO2017145339A1 (ja) 直流電源装置および冷凍サイクル適用機器
US11512885B2 (en) Variable speed drive with secondary windings
JP2016220376A (ja) 電源装置、並びにそれを用いる空気調和機
KR20020092283A (ko) 전기난방장치의 전압제어방법

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB02 Change of applicant information

Address after: Tokyo, Japan

Applicant after: Missubishi Electric Co., Ltd.

Address before: Japan Tokyo Chiyoda

Applicant before: Missubishi Electric Co., Ltd.

CB02 Change of applicant information
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant