JPWO2015079504A1 - 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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Abstract

コストの増加を抑制しつつ、昇圧動作に伴う過電流保護回路の不要動作を抑制し、安定して機器の運転を継続させることが可能な直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器を得る。交流を整流する整流回路２と、整流回路２の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１０への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段７とを備え、負荷１０の運転状態に応じて、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間に対する非充電期間の比率を制御して、負荷１０への出力電圧を制御する際に、当該比率に応じて、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数を変化させるようにした。

Description

本発明は、直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。
従来、入力電圧よりも出力電圧を高くして出力する直流電源装置において、リアクトルと、直列接続されたスイッチング素子群と、直列接続されたコンデンサ群と、コンデンサからの逆流を防止するダイオードとから昇圧回路を構成し、昇圧によるスイッチング素子群の耐圧増加を抑制する回路が提案されており、特に、直列接続されたコンデンサ群の中点電圧と両端電圧とを用いた３レベルインバータを駆動する技術がある（例えば、特許文献１，２）。
国際公開第２００７／１１０９５４号 特開２０１３−３８９２１号公報
しかしながら、上記特許文献１に記載された技術では、各スイッチング素子を同時にオン／オフ制御し、各スイッチング素子のオン時比率を適切に制御することで所望の出力電圧を得ることができるが、各スイッチング素子が同時にオン状態となった際に過大な短絡電流が流れ、スイッチング素子に過電流が流れるのを防止するための過電流保護回路が動作する虞があり、スイッチング素子の動作を停止（オフ制御）して機器の停止を招く、あるいは、これらスイッチング素子の一時的な停止によりコンデンサ群の電圧アンバランスを生じる虞がある。また、上記特許文献２に記載された技術においても、上記特許文献１に記載された技術と同様に、昇圧動作を行うスイッチング素子群が同時にオン状態となる動作モード１において過大な短絡電流が流れ、過電流保護回路が動作して機器の停止を招く、あるいは、コンデンサ群の電圧アンバランスを生じる虞がある。一方、各スイッチング素子が同時にオン状態となった際に流れる電流を許容するために過電流保護回路の保護レベルを上げる場合には、それと同時に許容電流が大きいスイッチング素子が必要となりコスト増加を招く、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、リアクトルと、直列接続されたスイッチング素子群と、直列接続されたコンデンサ群と、コンデンサからの逆流を防止するダイオードとから構成される昇圧回路において、コストの増加を抑制しつつ、スイッチング素子群が同時にオン状態となる場合においても、過電流保護回路が動作することによる機器の停止やコンデンサの電圧アンバランスを防止することができ、安定して機器の運転を継続させることが可能な直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる直流電源装置は、交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記交流を整流する整流回路と、前記整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、前記充電手段を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記負荷の運転状態に応じて、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間に対する前記非充電期間の比率を制御して、前記負荷への出力電圧を制御する際に、当該比率に応じて、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの前記充電期間と前記非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数を変化させることを特徴とする。
本発明によれば、コストの増加を抑制しつつ、昇圧動作に伴う過電流保護回路の不要動作を抑制し、安定して機器の運転を継続させることが可能となる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｃにおける相電流波形、負荷に供給する直流電圧波形、および第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の制御状態を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｂにおける相電流波形、負荷に供給する直流電圧波形、および第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の制御状態を示す図である。 図６は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図７は、実施の形態２にかかる直流電源装置において、第１の逆流防止素子が短絡故障した場合の動作例を説明する図である。 図８は、実施の形態２にかかる直流電源装置において、第１のスイッチング素子が短絡故障した場合の動作例を説明する図である。 図９は、直流電源装置の負荷として、誘導性負荷を駆動する２レベルインバータを接続した例を示す図である。 図１０は、直流電源装置の負荷として、誘導性負荷を駆動する３レベルインバータを接続した例を示す図である。 図１１は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの線間電圧波形を示す図である。 図１２は、直流電源装置の負荷として、２相モータを駆動するインバータを接続した例を示す図である。 図１３は、実施の形態４にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図１４は、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。 図１５は、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流電圧Ｖｄｃとの関係を表す図である。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００は、負荷１０の運転状態に応じて、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１０に供給する構成としている。また、本実施の形態では、負荷１０として、例えば冷凍サイクル適用機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷等を想定しているが、これに限るものではないことは言うまでもない。
直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１０への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これら第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段７と、充電手段７を制御する制御部８とを備えている。なお、図１に示す例では、整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路として構成される。また、図１に示す例では、リアクトル３を整流回路２の出力側に接続した例を示したが、整流回路２の入力側に各相毎に接続した構成であってもよい。
充電手段７は、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子４ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。
第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点とが接続され、第１のスイッチング素子４ａのコレクタから第１のコンデンサ６ａと負荷１０との接続点に向けて順方向に第１の逆流防止素子５ａが接続され、第２のコンデンサ６ｂと負荷１０との接続点から第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に第２の逆流防止素子５ｂが接続されている。
第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂには、それぞれ同容量のものが用いられる。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子が用いられる。
制御部８は、負荷１０の運転状態に応じて、各ＰＷＭ信号ＳＷ１，ＳＷ２を出力して第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御することにより、負荷１０に供給する直流電圧を制御する。ここで、負荷１０の運転状態とは、例えば、負荷１０がモータおよびそのモータを駆動するインバータである場合には、モータの回転数や、そのモータを駆動するインバータに出力すべき出力電圧で表されるパラメータである。なお、この負荷１０の制御は、制御部８が行う構成であってもよいし、制御部８とは異なる他の制御手段（図示せず）が制御する構成であってもよい。負荷１０の制御を制御部８で行う構成である場合には、負荷１０の運転状態は制御部８が把握することが可能であり、また、制御部８とは異なる他の制御手段（図示せず）が制御する構成である場合には、その制御手段から制御部８に負荷１０の運転状態を通知するようにすれば、制御部８が負荷１０の運転状態を把握することが可能である。なお、この負荷１０の運転状態を制御部１０が把握する手法により、本発明が限定されるものではない。ここでは、制御部８による第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について、図１〜３を参照して説明する。
図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。なお、図２に示す例では、各構成要素の符号を省略している。
状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。
状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第２のコンデンサ６ｂのみ充電が行われる。
状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａのみ充電が行われる。
状態Ｄは、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂが双方ともオン制御されている短絡状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの双方の充電が行われない。
本実施の形態では、制御部８は、負荷１０の運転状態に応じて、図２に示す各状態を適宜切り替えることにより、負荷１０に供給する直流電圧を制御する。
図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。図３に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００における動作モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モードとを有している。
昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティ（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの非充電期間の比率）が５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧モードｂと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃとがある。
全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とすることにより、整流回路２により全波整流された電圧が出力電圧となる。
昇圧モードａ（倍電圧モード）では、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。なお、実際には第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂが同時オンすると、短絡電流が流れるため数μｓ程度のデッドタイムを設けることが望ましい。
昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｃ→Ａ→Ｂ→Ａの状態遷移が周期的に繰り返され、このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧との中間電圧となる。
昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの状態遷移が周期的に繰り返され、この同時オン期間（ここでは状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。このときの出力電圧は、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。
したがって、各モードにおける出力電圧の大小関係は、全波整流モード＜昇圧モードｂ＜昇圧モードａ（倍電圧モード）＜昇圧モードｃとなる。
このように、本実施の形態では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷１０に供給する直流電圧を制御することが可能であり、制御部８は、負荷１０の運転状態に応じて、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させ、全波整流モード、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃを遷移することにより、直流電源装置１００が所望の出力電圧を負荷１０に出力する。
つぎに、実施の形態１にかかる直流電源装置１００の各昇圧モードにおける第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数について、図１から図５を参照して説明する。ここで、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数とは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間、つまり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの１組のオン期間とオフ期間とを組み合わせた期間を１周期とするとき、この１周期の逆数であるスイッチング周波数を示すものとする。なお、以下の説明では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを主体とする表現においては「充電周波数」を用いて説明し、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを主体とする表現においては「スイッチング周波数」を用いて説明する。
本実施の形態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように制御するようにしている。つまり、スイッチング周波数を三相交流の周波数の３ｎ倍とし、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する。このようにすれば、スイッチング制御を行った際に各相電流に現れる歪みが各相毎に等しい位相で発生するため、各相電流の波形を電源周期に対して１２０度ずつずれた相似形とすることができ、三相交流の各相電流の不平衡を解消することができる。
これに対し、スイッチング周波数を三相交流の周波数のｎ倍以外の周波数とした場合には、各相電流の波形が相似形とならず、各相電流の不平衡が生じることとなる。また、三相交流の周波数に同期してスイッチング制御を行う場合においても同様に、三相交流の各相電流の不平衡が生じる。
つまり、三相交流の周波数の３ｎ倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われず、各相毎に異なる位相でスイッチングが行われた場合には、各相電流の不平衡が生じることとなり、延いては、各相電流の歪み率が大きくなり、力率の悪化や高調波電流の増加を招くこととなる。
本実施の形態では、上述したように、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数、つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御することにより、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われるため、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ期間が生じる昇圧モードｂや、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン期間が生じる昇圧モードｃであっても、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
また、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御するようにすれば、ノイズの発生量も少なく、同一の系統に接続された他の機器に与える影響を少なくすることが可能となる。
また、電源周波数は５０Ｈｚおよび６０Ｈｚが広く用いられており、設置場所に応じて使い分ける必要がある場合には、電源電圧を検出するセンサ等の電源電圧検出手段（図示せず）を設け、電源電圧のゼロクロスタイミングを検出することで、交流電源１の周波数を把握することが可能である。また、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚの３ｍ倍（ｍは自然数）でスイッチング動作を行うことにより、交流電源１の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能であり、電源電圧検出手段を設ける必要がなくなるため低コスト化にも寄与する。
つぎに、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが同時にオン状態となる区間（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの同時非充電期間）が生じる昇圧モードｃ、および、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが同時にオフ状態となる区間（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの同時充電期間）が生じる昇圧モードｂにおけるスイッチング周波数（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数）について、図４および図５を参照して説明する。
図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｃにおける相電流波形、負荷に供給する直流電圧波形、および第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の制御状態を示す図である。また、図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｂにおける相電流波形、負荷に供給する直流電圧波形、および第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の制御状態を示す図である。図４（ａ）および図５（ａ）は、スイッチング周波数を三相交流の周波数の３倍（１５０Ｈｚ＝５０Ｈｚ×３）とした場合の例を示し、図４（ｂ）および図５（ｂ）は、スイッチング周波数を三相交流の周波数の１８倍（９００Ｈｚ＝５０Ｈｚ×３×６）とした場合の例を示している。
図４に示すように、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが同時にオン状態となる区間が生じる昇圧モードｃにおいてスイッチング周波数を三相交流の周波数の３倍の１５０Ｈｚとして動作させた場合には（図４（ａ））、スイッチング周波数を三相交流の周波数の１８倍の９００Ｈｚとして動作させた場合（図４（ｂ））と比べ、相電流波形のピーク値が大きく、略２倍程度となっている。
また、図５に示すように、昇圧モードｂにおいても、スイッチング周波数を三相交流の周波数の３倍の１５０Ｈｚとして動作させた場合には（図５（ａ））、スイッチング周波数を三相交流の周波数の１８倍の９００Ｈｚとして動作させた場合（図５（ｂ））と比べ、相電流波形のピーク値が大きく、略２倍程度となっている。
なお、図４，５に示す相電流は、充電手段７を構成する第１のスイッチング素子４ａの制御状態および第２のスイッチング素子４ｂの制御状態の一方あるいは両方がオン状態である場合に、オン状態となっている何れか一方あるいは両方に流れることとなる。
これに対し、ここでは図示しないが、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン区間や同時オフ区間が生じないため、スイッチング周波数の変化により相電流の電流量の変動は小さい。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とする全波整流モードでは、そもそもスイッチング動作が行われないので、相電流の電流量は負荷１０に流れる電流が一定であれば変動しない。
つまり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きく、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン区間が生じる昇圧モードｃ、および、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満であり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ区間が生じる昇圧モードｂにおいては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％であり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン区間と同時オフ区間の何れも生じない昇圧モードａ（倍電圧モード）よりも相電流の電流量の変動が大きく、スイッチング周波数が低い場合には、充電手段７を構成する第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの何れか一方あるいは両方に流れる電流が増大し、過電流保護回路（図示せず）が動作してスイッチング動作を停止（オフ制御）し、その結果、負荷１０として直流電源装置１００に接続した機器が停止する虞がある。また、このような過電流保護回路の不要動作を抑制するために保護レベルを上げる、つまり、過電流保護回路の動作する電流値を上げるためには、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの許容電流値を上げる、さらには、直流電源装置１００を構成する各構成要素の各諸元値を見直す等が必要となり、コスト増加が避けられない。
したがって、本実施の形態では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティ（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間に対する非充電期間の比率）に応じて、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数）を変化させ、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ区間（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの同時充電期間）が生じる昇圧モードｂ、および、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン区間（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの同時非充電期間）が生じる昇圧モードｃで動作させる場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン区間と同時オフ区間の何れも生じない（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの同時充電期間および同時非充電期間の何れも生じない）昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させる場合に比べて高いスイッチング周波数で動作させる。このようにすれば、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合に充電手段７に流れる電流の電流量を小さくすることができるので、充電手段７を構成する第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することも可能となる。
なお、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ区間や同時オン区間の長さにより、充電手段７に流れる電流量が無段階に変化する。また、出力電圧を上げる過程において、昇圧モードｂから昇圧モードｃに遷移する間に昇圧モードａ（倍電圧モード）が介在し、同様に出力電圧を下げる過程において、昇圧モードｃから昇圧モードｂに遷移する間に昇圧モードａ（倍電圧モード）が介在することとなる。したがって、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃを含む動作範囲内において、昇圧モードａ（倍電圧モード）における第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数（つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数）が最も低くなり、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃによる動作範囲におけるスイッチング周波数が高くなるように制御すればよい。
一方、上述したように、図１に示した三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成においては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数が三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御するのが望ましい。つまり、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数が三相交流の周波数の３ｍ倍（ｍ＞ｎ）となるように制御する。このようにすれば、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合においても、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流を抑制しつつ、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子に流れる電流の電流量を小さくすることが可能となる。
例えば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数は、昇圧モードａ（倍電圧モード）では三相交流の電源周波数の３倍（電源周波数が５０Ｈｚである場合には１５０Ｈｚ）、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃでは三相交流の電源周波数として広く用いられている５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数の３倍の周波数（９００Ｈｚ）等にすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が可能となる。
以上説明したように、実施の形態１の直流電源装置によれば、三相交流を整流する整流回路と、整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、これら第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、この充電手段を制御する制御部とを備え、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、負荷の運転状態に応じて、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの非充電期間の比率を制御する際に、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間に対する非充電期間の比率に応じて、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数を変化させ、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時充電期間が生じる場合、および、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時非充電期間が生じる場合には、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時充電期間および同時非充電期間の何れも生じない場合に比べて高いスイッチング周波数で動作させるようにしたので、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時充電期間、および、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時非充電期間において充電手段に流れる電流量を小さくすることができるので、充電手段を構成する第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することも可能となる。
つまり、コストの増加を抑制しつつ、昇圧動作に伴う過電流保護回路の不要動作を抑制し、安定して直流電源装置に接続した機器の運転を継続させることが可能となる。
また、交流電源から三相交流が供給される場合に、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流を抑制しつつ、充電手段を構成する第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子に流れる電流の電流量を小さくすることが可能となる。
実施の形態２．
実施の形態１では、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の同時オフ区間が生じる昇圧モードｂ、および、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の同時オン区間が生じる昇圧モードｃで動作させる場合には、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の同時オン区間と同時オフ区間の何れも生じない昇圧モードａ（倍電圧モード）よりも高いスイッチング周波数で動作させることで、過電流保護回路の不要動作を抑制し、安定して直流電源装置に接続した機器の運転を継続させる例について説明したが、本実施の形態では、直流電源装置を構成する構成要素が故障した場合でも、過電流保護回路の不要動作を抑制しつつ、直流電源装置に接続した機器の運転を継続可能な構成について説明する。
図６は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図６に示すように、実施の形態２にかかる直流電源装置１００ａでは、実施の形態１において説明した図１に示す構成に加え、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点とが開閉手段９を介して接続されている。
ここでは、まず、第１の逆流防止素子５ａが短絡故障した場合の動作について、図７を参照して説明する。図７は、実施の形態２にかかる直流電源装置において、第１の逆流防止素子が短絡故障した場合の動作例を説明する図である。なお、図７に示す例では、第１のスイッチング素子４ａがオン制御され、第２のスイッチング素子４ｂがオフ制御されており、第１のスイッチング素子４ａに対して第１のコンデンサ６ａの電位が高い場合の動作例について説明する。
図７（ａ），（ｂ）は、開閉手段９を有していない構成を示し、図７（ａ）は第１の逆流防止素子５ａが正常である場合、図７（ｂ）は第１の逆流防止素子５ａが短絡故障している場合を示している。また、図７（ｃ），（ｄ）は、開閉手段９を有する実施の形態２にかかる構成を示し、図７（ｃ）は第１の逆流防止素子５ａが正常である場合、図７（ｄ）は第１の逆流防止素子５ａが短絡故障している場合を示している。
開閉手段９を有していない構成でも、第１の逆流防止素子５ａが正常である場合には（図７（ａ））、昇圧動作により高電圧となった第１のコンデンサ６ａの電圧が第１のスイッチング素子４ａに印加されることはないが、第１の逆流防止素子５ａが短絡故障している場合には（図７（ｂ））、第１のコンデンサ６ａの電圧が短絡故障した第１の逆流防止素子５ａを介して第１のスイッチング素子４ａに印加され（図中の実線矢印方向）、第１のスイッチング素子４ａが二次破壊する虞がある。また、このときに第１のコンデンサ６ａに蓄えられた電荷が放電し、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの間で電圧アンバランスが生じる虞がある。
開閉手段９を有する実施の形態２にかかる構成では、第１の逆流防止素子５ａが正常である場合には（図７（ｃ））、開閉手段９が閉制御され、この状態では、昇圧動作により高電圧となった第１のコンデンサ６ａの電圧が第１のスイッチング素子４ａに印加されることはない。一方、第１の逆流防止素子５ａが短絡故障している場合には（図７（ｄ））、開閉手段９が開制御され、これにより、昇圧動作により高電圧となった第１のコンデンサ６ａから第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止することができ、第１のコンデンサ６ａの電圧が第１のスイッチング素子４ａに印加されることを防止することが可能となる。また、この場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの少なくとも一方がオフ制御されることにより、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとに等しく電荷が蓄えられるため、電圧アンバランスを生じることなく、負荷１０として第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の接続点である中性点を接続する必要のある機器を接続した場合でも、安定した電圧供給が可能となる。したがって、実施の形態２にかかる直流電源装置１００ａにおける動作モードを、例えば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードとすることで、直流電源装置１００ａに接続した機器の運転を継続可能となる。
つぎに、第１のスイッチング素子４ａが短絡故障した場合の動作について、図８を参照して説明する。図８は、実施の形態２にかかる直流電源装置において、第１のスイッチング素子が短絡故障した場合の動作例を説明する図である。
図８（ａ），（ｂ）は、開閉手段９を有していない構成を示し、図８（ａ）は第１のスイッチング素子４ａが正常である場合、図８（ｂ）は第１のスイッチング素子４ａが短絡故障している場合を示している。また、図８（ｃ），（ｄ）は、開閉手段９を有する実施の形態２にかかる構成を示し、図８（ｃ）は第１のスイッチング素子４ａが正常である場合、図７（ｄ）は第１のスイッチング素子４ａが短絡故障している場合を示している。なお、図８に示す例では、図中に示す実線矢印は、第１のスイッチング素子４ａがオフ制御され、第２のスイッチング素子４ｂがオン制御されている場合に流れる電流経路を示し、図中の破線矢印は、第１のスイッチング素子４ａが短絡故障している場合に、第２のスイッチング素子４ｂがオフ制御されることで流れる電流経路を示している。
開閉手段９を有していない構成でも、第１のスイッチング素子４ａが正常である場合には（図８（ａ））、第１のスイッチング素子４ａがオフ制御され、第２のスイッチング素子４ｂがオン制御されることで、第１の逆流防止素子５ａ→第１のコンデンサ６ａ→第２のスイッチング素子４ｂの経路で電流が流れ（図８（ａ）中の実線矢印）、第１のコンデンサ６ａが充電されるが、第１のスイッチング素子４ａが短絡故障している場合には（図８（ｂ））、第１のスイッチング素子４ａがオフ制御されているにも関わらず、第１のスイッチング素子４ａ→第２のスイッチング素子４ｂの経路で短絡電流が流れる（図８（ｂ）中の実線矢印）。この状態では、実施の形態１において説明した何れの動作モードにおいても、第１のスイッチング素子４ａが常時オン制御されていることと等しく、昇圧モードａ（倍電圧モード）および昇圧モードｂにおいては、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの同時非充電期間が生じることとなり、昇圧モードｃにおいても、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの同時非充電期間が長くなる。このため、実施の形態１において説明したように、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃにおいて昇圧モードａ（倍電圧モード）よりも高いスイッチング周波数で動作させる制御を行ったとしても、過電流保護回路（図示せず）が動作して第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング動作を停止（オフ制御）することとなる。この場合には、第１のスイッチング素子４ａ→第２のコンデンサ６ｂ→第２の逆流防止素子５ｂの経路で電流が流れ（図８(ｂ)中の破線矢印）、第２のコンデンサ６ｂのみ充電され続けることとなり、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの間で電圧アンバランスが生じる。特に、負荷１０として第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の接続点である中性点に接続する必要のある機器を接続した場合には、その機器が正常に動作しなかったり、例えばモータ負荷等である場合には、振動や発熱の増加を招いたりする虞がある。
開閉手段９を有する実施の形態２にかかる構成では、第１のスイッチング素子４ａが正常である場合には（図８（ｃ））、開閉手段９が閉制御され、第１の逆流防止素子５ａ→第１のコンデンサ６ａ→第２のスイッチング素子４ｂの経路で電流が流れ（図８（ｃ）中の実線矢印）、第１のコンデンサ６ａが充電される。一方、第１のスイッチング素子４ａが短絡故障している場合には（図８（ｄ））、開閉手段９が開制御され、さらに、第２のスイッチング素子４ｂがオフ制御されることにより、第１の逆流防止素子５ａ→第１のコンデンサ６ａ→第２のコンデンサ６ｂ→第２の逆流防止素子５ｂの経路で電流が流れ（図８（ｄ）中の破線矢印）、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとに等しく電荷が蓄えられるため、電圧アンバランスを生じることなく、負荷１０として第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の接続点である中性点を接続する必要のある機器を接続した場合でも、安定した電圧供給が可能となる。また、したがって、実施の形態２にかかる直流電源装置１００ａにおける動作モードを、例えば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードとすることで、直流電源装置１００ａに接続した機器の運転を継続可能となる。
ここで、開閉手段９は、例えばリレーやコンタクタ等の電磁接触器や、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の半導体スイッチ素子を用いて構成することが可能であり、電気的に開閉可能なものであればどのような手段を用いても同様の機能を実現できることは言うまでもない。なお、開閉手段９として電磁接触器を用いる場合には、直流で開閉可能なＤＣリレーなどを用いることが望ましい。また、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子を用いて開閉手段９を構成する場合、環流用のフライホイールダイオードを内蔵しているものは、フライホイールダイオードの順方向で導通してしまうため、このフライホイールダイオードを有していないものを用いる必要がある。また、ＭＯＳＦＥＴ等は寄生ダイオードがあるため、開閉手段９として用いることはできない。
また、開閉手段９としてリレーを用いた場合には、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂや第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが短絡故障して過大電流が流れている最中に開閉動作を行うと、接点間にアークが発生して接点寿命が短くなる虞がある。
実施の形態１で説明した図３に示す全波整流モードで動作している場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの少なくとも一方が正常あるいは開放故障している場合には、開閉手段９に電流は流れないため、どのタイミングで開制御しても問題ない。
一方、昇圧モードａで動作している場合には、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂとを交互にオン制御するため、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂや第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが短絡故障しているか否かに依らず、開閉手段９に電流が流れた状態にある。この状態で開閉手段９を開制御すると、上述したようにアークが発生する虞がある。したがって、昇圧モードａで動作している場合には、全波整流モードに移行した後に開閉手段９を開制御するようにすればよい。
昇圧モードｂで動作している場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが正常であれば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ区間では、開閉手段９には電流が流れないため、この区間で開閉手段９を開制御すればよい。また、昇圧モードｃで動作している場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが正常であれば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン区間では、第１のスイッチング素子４ａ→第２のスイッチング素子４ｂの経路で電流が流れ、開閉手段９には電流が流れないため、この区間で開閉手段９を開制御すればよい。
なお、昇圧モードｂあるいは昇圧モードｃで動作している際に、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの少なくとも一方が短絡故障した場合、ここでは、第１のスイッチング素子４ａが短絡故障した場合について説明すると、開閉手段９が閉制御された状態では、図８（ｂ）中の破線矢印で示すように、第２のコンデンサ６ｂに常時充電電流が流れる。このため、開閉手段９に流れる電流を検出する検出手段（図示せず）等を設け、開閉手段９に流れる電流が、開閉手段９の開閉制御に支障がない、つまり、アークが発生しない程度に小さくなった際に、開閉手段９を開制御するようにすればよい。
また、開閉手段９を開制御した際に、配線インピーダンス成分によりサージが発生し、直流電源装置１００ａを構成する各構成要素の二次故障の要因となる虞がある。このため、サージ吸収用の抵抗やダイオード（図示せず）を設けるのが望ましく、これにより信頼性を向上させることが可能となる。
以上説明したように、実施の形態２の直流電源装置によれば、開閉手段を介して第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子からなる直列回路の中点と第１のコンデンサおよび第２のコンデンサからなる直列回路の中点とを接続した構成とし、第１の逆流防止素子、第２の逆流防止素子、第１のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子の何れかに短絡故障が発生した場合に、開閉手段を開制御すると共に、全波整流モードで動作させるようにしたので、実施の形態１において説明した効果に加え、第１の逆流防止素子、第２の逆流防止素子、第１のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子の何れかに短絡故障が発生した場合においても、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの電圧アンバランスを生じることなく、安定して負荷に電力供給を行うことが可能となり、また、過電流保護機能により負荷として直流電源装置に接続した機器の停止を招くことなく運転を継続可能となり、信頼性の高い直流電源装置を得ることが可能となる。
実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態１，２において説明した直流電源装置に接続する負荷について説明する。図９は、直流電源装置の負荷として、誘導性負荷を駆動する２レベルインバータを接続した例を示す図である。また、図１０は、直流電源装置の負荷として、誘導性負荷を駆動する３レベルインバータを接続した例を示す図である。また、図１１は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの線間電圧波形を示す図である。図１１（ａ）は、２レベルインバータの線間電圧波形を示し、図１１（ｂ）は、３レベルインバータの線間電圧波形を示している。なお、実施の形態３にかかる直流電源装置１００ａの構成は、実施の形態２と同一であるので、ここでは説明を省略する。
２レベルインバータに接続される誘導性負荷に印加される線間電圧は、図１１（ａ）に示すように、±Ｖｄｃ／２および０との２レベルとなる。これに対し、３レベルインバータに接続される誘導性負荷に印加される線間電圧は、図１１（ｂ）に示すように、±Ｖｄｃ／２、±Ｖｄｃ／４、および０の３レベルとなり、２レベルインバータに比べて誘導性負荷の線間電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）が半分に低下する。つまり、３レベルインバータでは、２レベルインバータよりもノイズやサージの発生を抑制することが可能となる。
特に、全波整流モードにおける出力電圧よりも大きな電圧を出力可能な各昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、昇圧モードｃでは、ノイズやサージの発生を抑制できることの効果が大きく、例えば、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍の電圧を出力することができる昇圧モードａ（倍電圧モード）では、３レベルインバータを用いることにより、ｄＶ／ｄｔを２レベルインバータの半分にすることが可能となり、２レベルインバータを用いて全波整流モードで動作させた場合とノイズやサージの発生量が同等となる。つまり、２レベルインバータを用いて昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させる場合よりも、３レベルインバータを用いて同様に昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させた方が、ノイズやサージの発生量を抑制することができるため、ノイズフィルタの高性能化やサージに対する誘導性負荷（例えば、モータ）の絶縁強化が不要となり、２レベルインバータを全波整流モードで動作させる場合と同等のノイズフィルタや誘導性負荷を利用することができる。
また、３レベルインバータでは、２レベルインバータよりもｄＶ／ｄｔが低くできるため、誘導性負荷（例えば、モータ）に流れる電流の時間変化量（ｄＩ／ｄｔ）も低くすることが可能となり、モータ電流の高次周波数成分が抑制され鉄損が低減して高効率化を図ることが可能となる。
また、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、昇圧モードｃで動作させることにより、負荷１０を定電力負荷と見做すと、例えば、昇圧モードａ（倍電圧モード）では、負荷１０への供給電力の電圧が倍となると、電流は半分となる。つまり、各昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、昇圧モードｃで動作させることにより、全波整流モードで動作させる場合よりも負荷１０に流れる電流が低減され効率化を図ることが可能となる。
また、負荷１０として誘導性負荷を駆動する３レベルインバータを接続した場合においても、実施の形態１において説明したように、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、昇圧モードａで動作させる場合よりも高いスイッチング周波数とすることにより、充電手段７を構成する第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂに流れる電流の電流量を小さくすることができるので、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することも可能となり、安定に負荷１０の運転を継続させることが可能となる。
また、負荷１０として誘導性負荷を駆動する３レベルインバータを接続した場合においても、実施の形態２において説明したように、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合に、開閉手段９を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、Ｖｄｃ／２の電圧が出力できなくなる等、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧アンバランスを生じて騒音や振動の増大やモータの発熱の増加等を招くことなく、安定して負荷１０に電力供給を行うことが可能となり、また、過電流保護機能によりモータの停止を招くことなく運転を継続可能となり、信頼性の高い直流電源装置を得ることが可能となる。
図１２は、直流電源装置の負荷として、２相モータを駆動するインバータを接続した例を示す図である。図１２に示す例では、負荷１０は、２相モータの２つのコイルの接続点を、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点である中性点Ｃに接続し、２つのコイルのそれぞれの他端子を、インバータの２つのスイッチングアームの中点Ｍ，Ｓにそれぞれ接続され構成されている。
２相モータが永久磁石を内蔵したブラシレスＤＣモータである場合、正回転方向に回転する回転磁界を発生させるためには、Ｍ−Ｃ間とＳ−Ｃ間に印加される各電圧ＶＭＣ，ＶＳＣを、ＶＭＣに対してＶＳＣが９０度の進み位相になるように制御する。
図１２に示す例では、負荷１０に印加される電圧Ｖｄｃに対して、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧がそれぞれＶｄｃ／２となることで、ＶＭＣに対してＶＳＣが９０度の進み位相になるように制御される。一方、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合等において、例えば、第１のコンデンサ６ａに充電が行われず、第２のコンデンサ６ｂのみに充電されて電圧アンバランスが生じると、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧がそれぞれＶｄｃ／２となっていることを前提としている制御では、ＶＭＣに対してＶＳＣが９０度の進み位相を保つことができなくなり、２相モータが回転しなくなる虞がある。
したがって、負荷１０として２相モータを駆動するインバータを接続した場合においても、実施の形態２において説明したように、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合に、開閉手段９を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、昇圧モードｃで動作させた場合よりも出力電圧は小さくなるものの、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧アンバランスが生じることを防ぐことができる。このため、２相モータの停止を招くことなく運転を継続可能となり、信頼性の高い直流電源装置を得ることが可能となる。
また、負荷１０として２相モータを駆動するインバータを接続した場合においても、実施の形態１において説明したように、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、昇圧モードａで動作させる場合よりも高いスイッチング周波数とすることにより、充電手段７を構成する第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂに流れる電流の電流量を小さくすることができるので、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することも可能となり、安定に２相モータの運転を継続させることが可能となる。
以上説明したように、実施の形態３の直流電源装置によれば、負荷として誘導性負荷を駆動する３レベルインバータを接続した場合においても、実施の形態１，２と同様の効果を得ることができ、さらに、２レベルインバータを用いた構成よりも誘導性負荷の線間電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）を低くできるため、ノイズやサージの発生量を抑制することができ、また、誘導性負荷（例えば、モータ）に流れる電流の時間変化量（ｄＩ／ｄｔ）も低くすることができるので、誘導性負荷に流れる電流（モータ電流）の高次周波数成分が抑制され鉄損が低減して高効率化を図ることが可能となる。
また、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、昇圧モードｃで動作させることにより、全波整流モードで動作させる場合よりも負荷１０に流れる電流が低減され効率化を図ることが可能となる。
実施の形態４．
実施の形態１から３では、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成について説明したが、本実施の形態では、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成について説明する。
図１３は、実施の形態４にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１３に示すように、実施の形態４にかかる直流電源装置１００ｂは、交流電源１ａから供給される単相交流を直流に変換して負荷１０に供給する構成としている。なお、図１３に示す構成では、整流回路２ａは、４つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された単相全波整流回路として構成される。また、図１３に示す例では、リアクトル３を整流回路２ａの出力側に接続した例を示したが、整流回路２ａの入力側に接続した構成であってもよい。
本実施の形態においても、実施の形態１と同様に、実施の形態４にかかる直流電源装置１００ｂにおける動作モードとして、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モードとを有し、この昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧モードｂと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃとがある。これら各動作モードについては、実施の形態１において説明した三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成と同様であるので、説明を省略する。
図１３に示すように、交流電源１ａが単相交流電源である場合においても、実施の形態１において説明したように、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させる場合よりも高いスイッチング周波数で動作させる。このようにすれば、実施の形態１において説明した三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成と同様に、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合に充電手段７に流れる電流の電流量を小さくすることができるので、充電手段７を構成する第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することも可能となる。
なお、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成においては、昇圧モードａにおける第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数が単相交流の周波数のｎ倍となるように制御するのが望ましい。この場合、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数が単相交流の周波数のｍ倍（ｍ＞ｎ）となるように制御する。このようにすれば、何れの昇圧モードにおいても単相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流を抑制しつつ、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂに流れる電流の電流量を小さくすることが可能となる。
例えば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数は、昇圧モードａ（倍電圧モード）では単相交流の電源周波数（例えば、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）あるいはその倍数、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃでは単相交流の電源周波数として広く用いられている５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数（３００Ｈｚ）あるいはその倍数にすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が可能となる。
また、交流電源１ａが単相交流電源である場合においても、実施の形態２において説明したように、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合に、開閉手段９を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合においても、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧アンバランスを生じることなく、安定して負荷１０に電力供給を行うことが可能となり、また、過電流保護機能により負荷１０として直流電源装置１００ｂに接続した機器の停止を招くことなく運転を継続可能となる。
以上説明したように、実施の形態４の直流電源装置によれば、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成においても、実施の形態１と同様に、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させる場合よりも高いスイッチング周波数で動作させることにより、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合に充電手段に流れる電流の電流量を小さくすることができるので、充電手段を構成する第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することも可能となる。
また、昇圧モードａにおけるスイッチング周波数が単相交流の周波数のｎ倍となるように制御し、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、スイッチング周波数が単相交流の周波数のｍ倍（ｍ＞ｎ）となるように制御することにより、何れの昇圧モードにおいても単相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流を抑制しつつ、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子に流れる電流の電流量を小さくすることが可能となる。
また、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成においても、実施の形態２と同様に、第１の逆流防止素子、第２の逆流防止素子、第１のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子の何れかに短絡故障が発生した場合に、開閉手段を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、第１の逆流防止素子、第２の逆流防止素子、第１のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子の何れかに短絡故障が発生した場合においても、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの電圧アンバランスを生じることなく、安定して負荷に電力供給を行うことが可能となり、また、過電流保護機能により負荷として直流電源装置に接続した機器の停止を招くことなく運転を継続可能となり、信頼性の高い直流電源装置を得ることが可能となる。
実施の形態５．
本実施の形態では、実施の形態２に記載した直流電源装置１００ａを適用した冷凍サイクル適用機器について説明する。
ここでは、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器のより具体的な構成について、図１４を参照して説明する。
図１４は、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等を想定しており、図１４に示す例では、実施の形態２において図６で説明した直流電源装置１００ａの負荷１０として、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点である中性点を利用した例えば３レベルインバータや２相モータ駆動用のインバータ２０、圧縮機２１、モータ２２、冷凍サイクル２３を含み構成される冷凍空調装置を接続した構成例を示している。なお、実施の形態５にかかる直流電源装置１００ａの構成は、実施の形態２と同一であるので、ここでは説明を省略する。
インバータ２０は、直流電源装置１００から供給される直流電圧Ｖｄｃと中性点の電圧Ｖｄｃ／２により動作し、圧縮機２１に内蔵されるモータ２２を可変速度、可変電圧で駆動することで、圧縮機２１にて冷凍サイクル２３内の冷媒を圧縮して冷凍サイクル２３を動作させることで、冷房や暖房など所望の動作を行う。
図１４に示すように構成された冷凍サイクル適用機器では、上述した実施の形態１，２において説明した直流電源装置１００，１００ａにより得られる効果を享受することができる。
つまり、実施の形態１において説明したように、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合には、昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させる場合よりも高いスイッチング周波数で動作させる。このようにすれば、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃで動作させる場合に充電手段７に流れる電流の電流量を小さくすることができるので、充電手段７を構成する第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することも可能となる。
例えば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数は、昇圧モードａ（倍電圧モード）では三相交流の電源周波数の３倍（電源周波数が５０Ｈｚである場合には１５０Ｈｚ）、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃでは三相交流の電源周波数として広く用いられている５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数の３倍の周波数（９００Ｈｚ）等にすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が可能となる。
また、実施の形態２において説明したように、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合に、開閉手段９を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合においても、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧アンバランスを生じることなく、安定してインバータ２０に電力供給を行うことが可能となり、また、過電流保護機能によりインバータ２０やインバータ２０により駆動されるモータ２２の停止を招くことなく運転を継続可能となる。
また、実施の形態１，２にかかる直流電源装置１００，１００ａを適用した本実施の形態にかかる冷凍サイクル適用機器の効果はこれに留まらない。
図１５は、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流電圧Ｖｄｃとの関係を表す図である。一般に、冷凍空調装置は、目標温度との差が大きい場合には能力を向上させて、迅速に目標温度に近づけるよう動作する。このとき、インバータ２０は、モータ２２の回転数を増加させて、圧縮機２１で圧縮する冷媒量を増加させることで能力を向上させる。モータ２２の駆動に必要な電圧値は、図１５に示すようにモータ２２の回転数に比例して増加し、誘起電圧が低いモータの場合にはＶｍ１（図１５中に示す破線）、誘起電圧が高いモータの場合にはＶｍ２（図１５中に示す一点鎖線）のような特性となる。誘起電圧が高いモータを用いた場合には、インバータ２０から供給する電圧が増加する分、少ない電流で駆動することが可能であるため、インバータ２０の損失が小さくなり、高効率な運転が可能となる。しかし、全波整流モードで動作させた場合、直流電圧Ｖｄｃが低いため、高効率な運転が可能な最大回転数はＮ１が上限値となり、それ以上の回転数では弱め磁束制御を用いることで運転は可能であるが電流が増加するため効率は悪化することとなる。
図１４に示す直流電源装置１００ａでは、モータ２２の回転数の上昇に応じて、回転数Ｎ１までの領域では全波整流モード、回転数Ｎ１から回転数Ｎ２までの領域では昇圧モードｂ、回転数Ｎ２では昇圧モードａ（倍電圧モード）、回転数Ｎ２以上の領域では昇圧モードｃへと切り替えることで、直流電圧Ｖｄｃを昇圧することができるので、モータ２２を高効率且つ高速で駆動させることが可能となる。また、回転数Ｎ１以上の領域では、Ｖｍ２≒Ｖｄｃで動作させることにより、インバータ２０は変調率が高い状態で動作するため、ＰＷＭによるスイッチングパルス数が減少するため、インバータ２０のスイッチング損失の低減や、モータ２２の高周波鉄損の低減による高効率化を図ることが可能である。また、昇圧モードｃで動作させることにより、昇圧モードａ（倍電圧モード）よりもさらに高い電圧を出力可能であるため、モータ２２の高巻数化による誘起電圧の増加による高効率化が図れる。
また、インバータ２０として３レベルインバータを用いることで、２レベルインバータを用いた構成よりもモータ２２の線間電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）を低くできるため、ノイズやサージの発生量を抑制することができ、また、モータ２２に流れる電流の時間変化量（ｄＩ／ｄｔ）も低くすることができるので、モータの高周波鉄損成分も抑制することが可能となるため、モータ効率も向上させることができ、冷凍サイクル適用機器全体の高効率化を図ることが可能である。
なお、直流電源装置１００ａに故障が発生し、開閉手段９を開制御して全波整流モードで動作させた場合には、モータ回転数が高い場合には弱め磁束制御を用いることで運転は可能であるが電流が増加するため効率は悪化する。一方、例えば高信頼性が必要な冷凍サイクル適用機器（例えば、サーバルームの空調や食品の冷凍室など）では、故障により運転が停止されると機器の故障や、食品の腐敗などが進んでしまう虞がある。本実施の形態では、直流電源装置１００ａに故障が発生した場合でも、効率は低下するものの、全波整流モードでの動作により運転を継続できるため、信頼性の高い冷凍サイクル適用機器を得ることが可能となる。
また、近年、ネオジウム（Ｎｄ）やディスプロシウム（Ｄｙ）などの高価かつ安定供給が困難な希土類磁石を使用したモータから、希土類磁石を用いないモータへの移行検討が進んでいるが、効率低下および減磁耐力の低下が課題となっている。実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、上述したように効率低下を昇圧による高巻数化で補うことが可能であり、また、減磁耐力の低下については、昇圧による弱め磁束制御の抑制を図ることが可能となり、安定供給が可能で且つ安価なモータを使用することが可能となる。
また、直流電源装置１００の電源である交流電源１の電源電圧としては、２００Ｖ／４００Ｖなど様々な電源電圧が存在する。そのため、仕向地毎の各電源事情に併せてモータ２２を設計するとモータ仕様が複数種類となり、モータ２２の評価負荷や開発負荷が増大する。実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、例えば、交流電源１の電源電圧が２００Ｖの場合には昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させ、交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合には全波整流モードで動作させることで、直流電圧Ｖｄｃが交流電源１の電源電圧が２００Ｖの場合と交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合とで同値となり、同一のモータ仕様で駆動することが可能となる。さらに、交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合においても、全波整流モードで動作させた場合、電源電圧が変動すると直流電圧Ｖｄｃが変動するが、例えば、全波整流モードで動作させた場合に直流電圧Ｖｄｃが想定値よりも低くなる場合には、昇圧モードｂを用いて直流電圧Ｖｄｃを昇圧することにより、電源電圧の変動による影響を低減することが可能となり、インバータ２０を一定電圧で動作させることが可能となる。
なお、例えば、図１５に示すモータ回転数Ｎ２において、昇圧モードが切り替わる際にスイッチング周波数を切り替えると、昇圧モードが切り替わるポイントの前後でスイッチング周波数がチャタリングを起こす等、動作が不安定になることが考えられる。この場合には、昇圧モードの切替タイミングにヒステリシスを適用するか、あるいは、スイッチング周波数を各昇圧モードの切替タイミングの前後でリニアに変化させる（例えば１５０Ｈｚから９００Ｈｚにリニアに増加）ようにすればよい。
以上説明したように、実施の形態５の冷凍サイクル適用機器によれば、上述した実施の形態１に記載の直流電源装置を用いて構成することにより、実施の形態１から４において説明した直流電源装置により得られる効果を享受することができる。
また、モータの回転数の上昇に応じて、全波整流モード、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃへと切り替えることで、モータを高効率且つ高速で駆動させることが可能となる。
また、モータの高巻数化による誘起電圧の増加による高効率化が図れるので、安定供給が可能で且つ安価なモータを使用することが可能となる。
また、モータ仕様を変更することなく異なる電源電圧に対応することが可能であるので、モータの評価負荷や開発負荷を軽減することができる。
なお、上述した実施の形態において、コンデンサの充電手段を構成するスイッチング素子や逆流防止素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよい。
このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子や逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置の小型化が可能となる。
また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置の一層の小型化が可能になる。
さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置の高効率化が可能になる。
なお、スイッチング素子および逆流防止素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がＷＢＧ半導体によって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。
また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを例として挙げたが、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタ等を用いても、同様の効果を得ることが可能である。
また、制御部は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
以上のように、本発明は、負荷の両端間に複数のコンデンサが直列接続され、これら複数のコンデンサを充電して負荷に電力供給を行う構成の直流電源装置において、コストの増加を抑制しつつ、昇圧動作に伴う過電流保護回路の不要動作を抑制し、安定して機器の運転を継続させる技術として有用であり、特に、交流を直流に変換して負荷に供給する構成の直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に適している。
１，１ａ 交流電源、２，２ａ 整流回路、３ リアクトル、４ａ 第１のスイッチング素子、４ｂ 第２のスイッチング素子、５ａ 第１の逆流防止素子、５ｂ 第２の逆流防止素子、６ａ 第１のコンデンサ、６ｂ 第２のコンデンサ、７ 充電手段、８ 制御部、９ 開閉手段、１０ 負荷、２０ インバータ、２１ 圧縮機、２２ モータ、２３ 冷凍サイクル、１００，１００ａ，１００ｂ 直流電源装置。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる直流電源装置は、変換経路上にリアクトルを有し、交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組を充電する際の充電期間と非充電期間とを合わせた期間に対する前記非充電期間の比率に応じて、前記充電期間と前記非充電期間とを合わせた期間の逆数である充電周波数を変化させる制御を前記充電手段に対して行って前記負荷への出力電圧を制御する制御部と、を備えたものである。
以上説明したように、実施の形態１の直流電源装置によれば、負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの１組を充電する際の充電期間と非充電期間とを合わせた期間に対する非充電期間の比率に応じて、充電期間と非充電期間とを合わせた期間の逆数である充電周波数を変化させる制御を充電手段に対して行い、その際に、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時充電期間が生じる場合、および、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時非充電期間が生じる場合には、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時充電期間および同時非充電期間の何れも生じない場合に比べて高いスイッチング周波数で動作させるようにしたので、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時充電期間、および、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの同時非充電期間において充電手段に流れる電流量を小さくすることができ、充電手段を構成する第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の許容電流値を必要以上に大きくすることなく、また、過電流保護回路の不要動作を防止することが可能となる。

Claims (14)

  1. 交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
    前記交流を整流する整流回路と、
    前記整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、
    前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、
    前記充電手段を制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記負荷の運転状態に応じて、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間に対する前記非充電期間の比率を制御して、前記負荷への出力電圧を制御する際に、当該比率に応じて、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの前記充電期間と前記非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数を変化させる
    ことを特徴とする直流電源装置。
  2. 前記充電手段は、
    前記第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子と、
    前記第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子と、
    前記第１のコンデンサの充電電荷の前記第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、
    前記第２のコンデンサの充電電荷の前記第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 前記制御部は、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオフ制御状態とする全波整流モードと、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオン制御する昇圧モードと、
    を有し、
    前記昇圧モードにおいて、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させて、前記負荷への出力電圧を制御する
    ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
  4. 前記制御部は、前記昇圧モードによる動作範囲内において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が同時にオフする区間および同時にオンする区間の何れも有していない状態における前記充電周波数が最も低くなり、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が同時にオフする区間を有する動作範囲における前記充電周波数、および、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が同時にオンする区間を有する動作範囲における前記充電周波数が高くなるように制御することを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
  5. 前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサからなる直列回路の両端電圧と当該直列回路の中点の電圧とが前記負荷に印加されることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  6. 前記負荷が二相モータを駆動する４つのスイッチング素子で構成されるインバータであることを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
  7. 前記負荷が３レベルインバータであることを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
  8. 前記制御部は、前記充電周波数が前記交流の相数×周波数のｎ倍（ｎは自然数）となるように、前記充電手段を制御することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  9. 前記制御部は、複数種の前記交流の周波数に対応して、前記充電周波数が複数種の当該交流の周波数の最小公倍数となるように、前記充電手段を制御することを特徴とする請求項８に記載の直流電源装置。
  10. 前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子からなる直列回路の中点と前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサからなる直列回路の中点との間に接続された開閉手段
    をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１の逆流防止素子、前記第２の逆流防止素子、前記第１のスイッチング素子、および前記第２のスイッチング素子の何れかに短絡故障が発生した場合に、前記開閉手段を開制御すると共に、前記全波整流モードで動作させる
    ことを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
  11. 前記開閉手段は、電磁接触器、あるいは、フライホイールダイオードを有していない半導体スイッチ素子であることを特徴とする請求項１０に記載の直流電源装置。
  12. 前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子、および前記第２の逆流防止素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
  13. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１２に記載の直流電源装置。
  14. 請求項１から１３のいずれか一項に記載の直流電源装置を備えることを特徴とする冷凍サイクル適用機器。
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