KR19980064110A

KR19980064110A - 인버터 제어장치

Info

Publication number: KR19980064110A
Application number: KR1019970068408A
Authority: KR
Inventors: 까쑤미 마에까와
Original assignee: 니시무로 다이조; 가부시끼가이샤 도시바
Priority date: 1996-12-13
Filing date: 1997-12-13
Publication date: 1998-10-07
Also published as: EP0848487A3; EP0848487B1; US5942876A; DE69733798D1; CN1075278C; KR100278549B1; DE69733798T2; CN1187065A; JP3267524B2; JPH10174453A; EP0848487A2

Abstract

본 발명은 인버터 제어장치가 전류 지령(기준)과 출력 전류의 편차를 연산하는 편차 연산 회로와, 이 편차 연산 회로로부터 편차에 준해서 편차 전류 벡터의 각도를 연산하는 벡터 각 연산 회로와, 이 벡터각 연산 회로로 부터의 편차 전류 벡터의 각도와 자신의 출력중의 스위칭 신호에 준해서 또는 편차 전류 벡터의 각도와 자신의 스위칭 신호 및 이전에 출력되어 있는 스위칭 신호에 준해서 스위칭 신호를 선택하는 스위칭 시켄스 논리 회로를 갖고, 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 스위칭 신호에 준해서 자기 소호형 스위치 소자를 제어하여 출력 전류를 얻는 것이다.

Description

인버터 제어장치

본 발명은 자기 소호형 스위칭 소자를 갖는 인버터를 제어하는 인버터 제어장치에 관한 것이다.

교류 전동기의 가변속 제어장치의 성능은 전류 제어의 성능에 의한 경우가 많고, 고성능이 요구되는 경우에는 외부의 속도 제어계, 토크 제어계 등으로부터 부여되는 전류 지령치에 인버터 출력 전류가 고속으로 응답함이 요구된다.

PWM 인버터에서 그와같은 고속의 전류 응답의 얻어지는 제어 방법으로서 전류 히스테리시스 밴드에 의한 PWM 제어 방법이 있다. 여기서 PWM이라 함은 펄스폭 변조를 의미한다. 도 1에 그 제어 구성을 나타낸다.

도 1에 있어서, 1은 직류전원, 2는 콘덴서, 3은 인버터에서 자기 소호형 스위칭 소자(SUP, SVP, SWP, SUN, SVN, SWN)와 각각의 소자에 역병렬로 접속된 다이오드(DUP, DVP, DWP, DUN, DVN, DWN)로 구성된다. 4는 교류 전동기의, 5U, 5V, 5W은 홀(CT), 6은 전류 검출기, 7U, 7V, 7W는 각각 교류 전동기에 흐를 상전류 지령치(iu^*, iv^*,iw^*)와 전류 검출기(6)로부터 출력되는 교류 전동기의 상전류의 검출치(iu, iv, iw)를 입력하고, 편차(△iu, △iv, △iw)를 출력하는 감산기, 8U, 8V, 8W은 전류 편차(△iu, △iv, △iw)을 입력하고, 그 값이 설정된 히스테리시스폭(hys/2)을 초과하면, 출력하는 논리치 1로 변경하고, (-hys/2)를 하회하면, 출력을 논리치0로 변경하는 히스테리시스 콤퍼레이터이다. 히스테리시스 콤퍼레이터(8U, 8V, 8W)의 출력은 인버터(3)의 각 상의 PWM 신호(Uo, Vo, Wo)이로, 논리회로(9)로 출력된다. 논리회로(9)는 PWM 신호(Uo, Vo, Wo)를 입력하고, Uo, Vo, Wo 및 그 논리 반전 신호로 소정의 온딜레이 타임 처리를 행하여, 인버터(3)를 구성하는 6개의 자기 소호형 스위칭 소자로의 구동 신호를 출력한다. 논리회로(9)의 출력은 게이트 회로(10)를 거쳐서 인버터(3)의 상당하는 자기 소호형 스위칭 소자의 게이트에 부여된다.

이와같은 회로의 동작은 간단히 도 2로 설명할 수 있다.

도 2에 있어서, 일점쇄선으로 나타낸 정현파의 전류 지령치(iu^*)의 상하에 점선으로 나타난 hys/2의 히스테리시스폭을 갖고 있다. 전류(iu)가 정방향으로 변화하여 전류 지령치(iu^*+hys/2)에 도달하면, 히스테리시스 콤퍼레이터의 출력은 논리치 0으로 되어 인버터의 부측의 스위치를 온하여 전동기 권선에 -ED/2의 부전압을 부여하여 전류를 iu 부방향으로 변화시키고, 전류(iu)가 부방향으로 변화하여 전류 지령치(iu^*-hys/2)에 도달하면, 인버터의 정측의 스위치를 온하여 전동기 권선에 +Ed/2의 정전압을 부여하여 전류(iu)를 정방향으로 변화시킴으로서 전류(iu)를 전류 기준(iu^*)의 ±hys/2의 히스테리시스폭 내에 들어 가도록 제어한다. 여기서 Ed는 직류 전원(1)의 전압이다. 콤퍼레이터의 게인은 대략 무한대이면 좋으므로, 초고속의 전류 제어 응답이 얻어진다. 단 마찬가지로 콤퍼레이터의 게인이 대략 무한대 이므로 스위칭 주파수를 제한하기 위한 히스테리시스폭이 필요하다. 최대의 스위칭 주파수는 권선의 누설 임피던스, 인버터 직류 전압, 자기 소호형 스위칭 소자의 스위칭 속도 등과 히스테리시스폭에 의해서 정해진다.

1상만을 고려하면 이상의 설명으로 좋으나, 실제의 3상 인버터에 의한 교류 전동기 구동에 있어서는 도 2와 같은 이상적인 PWM 파형을 얻을 수는 없다.

도 3에 3상 인버터에 의한 교류 전동기 구동에 히스테리시스 밴드 PWM제어를 사용한 경우의 파형예를 나타낸다. 위에서 히스테리시스 밴드 PWM 제어에 의한 전류 파형(iu, iv, iw)과 전동기 상전압(Vu, Vv, Vw) 및 선간 전압(Vu-v)의 파형이다. 전류 파형(iu, iv, iw)에는 히스테리시스 밴드도 나타나 있다. 도면에서 명백한 바와같이 스위칭 주파수가 변화하고 있다. T1로 나타낸 기간은 스위칭 주파수가 낮고, T2로 나타낸 기간은 스위칭 주파수가 높다. 이와같은 현상은 회전수가 낮을 때나, 전류 지령치가 적을 때에 발생한다.

T1에 있어서, 스위칭 주파수가 낮은 것은 3상도 전압이 +Ed/2이고, 선간 전압으로서는 모두 0이고, 전류가 역기전력만에 의해서 변화하는 기간이고, 회전수가 낮으면 역기전력이 작으므로 그 사이의 전류 변화가 완만하게 되기 때문이다. 또 3상의 전압이 모두 동전위이고, 선간 전압이 모두 0이 되도록 전압을 조합시켜 만든 벡터는 크기가 0이므로, 이후 제로 전압 벡터라 한다.

역으로 T2에 있어서, 스위칭 주파수가 높은 것은 이 사이의 3상의 전압이 같아지는 기간이 아니고, 전동기의 선간 전압(Vu-v, Vv-w, Vw-u)중 2개가 0이 아니므로 전류 변화가 급속하기 때문이다. 기간(T2)의 스위칭 주파수에 대한 전류 리플(ripple)의 비율은 기간(T1)에 비해 현저하게 악화된다. 또, 제로 전압 벡터가 아닌 전압 벡터를 이후는 총칭하여 비제로 전압 벡터라 한다.

T2와 같이 스위칭 주파수가 높아지는 현상은 전류 기준(이후 경우에 따라서는 전류 지령이라 한다)의 크기가 작은 경우에 발생하기 쉽다. T1과 같이 스위칭 주파수가 낮아 지는 현상은 전동기의 회전수가 낮고 역기전력이 작은 경우에 발생하기 쉽다. 저회전수 또는 전류 기준이 작은 경우에는 쌍방에 의해서 매우 큰 변조 주파수 변동을 발생시킨다.

전류 제어 응답이 매우 고속인 장점을 가짐에도 불구하고, 히스테리시스 밴드 PWM 제어가 최근 바람직하지 않게 된 이유로서;

(1) 히스테리시스 밴드 PWM 제어는 도 3의 T1과 T2와 같이 스위칭 주파수가 크게 변화한다.

(2) 히스테리시스 밴드 제어는 도 3의 T2의 기간에서는 3각파 비교 PWM 제어등 다른 PWM 제어에 비해서 동일 스위칭 주파수에서의 전류 리플이 현저하게 큰 이유를 들 수 있다. 변조 주파수가 변화하면, 소음·라디오 노이즈 대책이 곤란하게 된다. 또 변조기의 설계는 최고 변조 주파수에 맞추어야 하므로, 변조 주파수가 변동하는 것은 장치의 대형화를 의미한다. 최고 변조 주파수를 낮추기 위해서 히스테리시스 밴드를 크게 하면, 전류 리플이 커진다. 히스테리시스 밴드 PWM 제어는 3각파 비교등의 PWM 제어에 비해서도 전류 리플이 크므로, 스위칭 소자의 전류 정격이 큰 마진을 갖지 않으면 안되어 매우 불리하다. 도 3에 나타낸 바와같이 회전수, 3상 전류 기준의 진폭, 히스테리시스 밴드를 모두 일정하게 하고 있으나, 이것으로도 스위칭 주파수는 변화된다.

이들을 해결하는 것으로서, 「고조파 억제와 고속 전류 응답을 가능하게 한 전류 제어 PWM 인버터」 오가사하라, 니시무라, 아까모도, 난이와(전기학회 논문지 B, 소화 61년 2월호)가 발효되어 있다. 이 방식은 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어외에 고조파 제어 가능한 스위칭 방식을 취하고, 전류 기준의 스텝 변화시와 같이 전류 편차가 큰 경우에는 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어를 사용하고, 정상 상태와 같이 전류 편차가 작은 경우에는 고조파 제어가능한 스위칭 방식을 사용하도록 전류 편차의 크기에 따라서 쌍방을 절환하여 사용하는 것이다.

정상 상태에 있어서의 스위칭 방식은 교류 전동기의 역기전력 벡터의 각도를 검출하고, 역기전력 벡터를 사이에 두고 존재하는(가장 가까운 각도를 가짐) 2개의 비제로 전압 벡터와 제로 전압 벡터만을 사용하여 스위칭 제어하는 방식으로, 확실히 전류 변화율이 작은 전압 벡터가 선택되게 되어 고조파 억제에 효과적인 것으로 생각된다. 단 전동기의 회전수가 높아져 인덕턴스에 의한 전압 강하가 커지게 되면, 정상 상태에서도 소망 전류를 흐르게 하기 위해서는 역기전력 벡터와의 각도차가 큰 전압 벡터를 사용할 필요가 있게 된다. 이러한 경우에 본 발명에서는 전류 편차가 커지게 되어 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어로 절환한다.

역기전력 벡터 검출 방법으로서는 편차 전류의미분을 이용하는 방법, 영구자석 전동기에 대해서는 역기전력을 계산하여 구하는 방법이 소개되어 있다, 그러나 상기 문헌 중에서도 기술한 바와같이 편차전류의 미분을 이용하는 방법은 노이즈에 약하고, 영구 자석 전동기에 대해서의 역기전력을 게산하여 구하는 방법은 정상 상태를 가정하고 있기 때문에, 과도 상태에서 오차를 발생시킬 우려가 있다. 이 스위칭 방식은 역기전력 벡터의 방향을 기준으로 스위칭 신호를 정하므로, 역기전력 벡터의 오검출은 그 대로 부정확한 스위칭 신호를 출력하게 된다.

이상과 같이 이 방식은 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어의 병용이 필수이다.

고속 응답이 필요없으면 고조파 억제 가능한 스위칭 방식만으로도 좋다고 말할 수는 없다.

그러나 히스테리시스 밴드 PWM 제어는 고조파가 큰 것과, 변조 주파수 변동이 매우 중대한 문제로서, 특수한 용도 이외에는 사용되지 않았다. 또 역기전력 벡터 검출에 준한 방법은 역기전력 검출을 행하는 것 자체가 문제이다. 역기전력이 불면한 부하의 경우에는 편차전류의 미분을 이용하여 역기전력 벡터를 추정하게 됨으로서 노이즈에 약한 시스템이 된다.

여기서 본 발명은 상기한 문제점을 감안하여 역기전력 벡터의 위치 정보를 이루고 고조파 억제 가능하고 또 고속의 전류제어 응답이 가능한 PWM 신호를 얻을 수 있고, 스위칭 주파수가 대폭적으로 변동하지 않는 PWM 신호를 얻을 수 있는 인버터 제어장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

인버터의 출력 전압 벡터는 제로 전압 벡터와 비제로 전압 벡터로 대별할 수 있다. 제로 전압 벡터 출력 기간의 전류는 역기전력만으로 변화하므로, 상기 방식과 같은 역기전력의 위치 정보가 아닌 경우에 한하여, 전류 변화 방향을 제어하기 위한 제로 전압 벡터를 이용할 수 없다. 전류 변화 방향을 제어할 수 있는 것은 비제로 전압 벡터이다. 그렇다고 해서 비제로 전압 벡터만을 이용하여 전류 제어 하면, 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어와 같이 고조파를 다량으로 발생한다. 따라서 제로 전압 벡터와 비제로 전압 벡터를 적절하게 나누어 사용할 필요가 있다.

또 이와같은 전류 제어가 성립되어 있는 것으로 하면, 전류 편차가 매우 작은 전류 제어의 정상 상태에서는 「제로 전압 벡터 출력중의 역기전력에 의한 전류 변화를 보충하도록 비제로 전압 벡터를 이용하여 제어한다」와 같이 분리해서 사용해야 한다.

본 발명에서는 제로 전압 벡터 출력 중의 전류 변화를 알기 위해서 전류 편차 그것을 사용한다. 전류 편차를 가능한 한 작도록 비제로 전압 벡터를 이용하여 전류 제어하고, 이상적으로는 전류 편차가 제로가 된 시점에서 제로 전압 벡터로 이행시킨다.

제로 전압 벡터 출력중의 전류 변화는 역기전력 다음에 전압 벡터로서는 어떻게 변화하는지가 불분명하다. 그러나 전류 편차가 제로로 된 시점에서 제로벡터로 이행함으로 전류 편차 벡터로서는 확실히 커질 것으로 예상된다. 또 제로 전압 벡터 출력중의 전류 변화는 전류 편차 벡터 그대로 나타나고 있다. 따라서 전류 편차를 재차 가능한 한 작게 되도록 비제로 전압 벡터를 이용하여 전류 제어하면, 정상 상태를 계속할 수 있다. 또, 전류 편차를 작게 하도록 제어하는 동작은 전류 제어의 통상의 동작 그대로이다. 전류 기준의 스텝 변화등의 과도 상태에서도 동일한 로직으로 전류 제어가 성립할 수 있게 된다.

종래의 전류 제어에서는 전류가 평균적으로 전류 기준과 동등해 지도록 제어 하고자 하는 것에 대해서, 본 발명의 방식에서는 평균적으로 동등하게는 제어하지 않고, 제로 전압 벡터 출력중의 역기전력에 의한 변화만큼 및 1/2만큼 평균치로서는 기준으로부터 벗어나게 된다.

이상의 원리에 의해서 정상 상태의 제로 전압으로부터 비제로 전압으로의 이행시에는 전류 편차 벡터가 역기전력에 의한 변화분을 나타낼 수 있다. 후에는 전류 편차 벡터를 0로 제어하기 위해서는 비제로 전압 벡터를 어떻게든 선택하면 좋다.

본 발명에서는 전류 편차 벡터를 사이에 둔 2개의 비제로 전압 벡터 사이에 의한 스위칭을 행한다. 2개의 비제로 전압 벡터의 어느것을 선택하는 가는 후단에서 기술한다. 일단 비제로 전압 벡터에 의한 제어로 들어간 후에는 「2개의 인접하는 비제로 전압 벡터중 전류 편차 벡터와 각도차가 더 작은 비제로 전압 벡터를 선택한다」라는 논리를 조합한다. 선택된 비제로 전압 벡터에 의해서 전류는 변화하여 당연히 전류 편차 벡터도 변화한다. 정상 상태에서 전류 편차가 작아지는 과정에서는 이 논리에 의해서 2개의 비제로 전압 벡터 사이에서 자동적으로 스위칭이 행해진다. 과도상태에서는 편차 벡터의 변화가 정상 상태와는 다르기 때문에 선택되는 비제로 전압 벡터가 인접하는 벡터로 차례로 이행하여 가는 경우가 있으나, 정상 상태에서는 동일한 2개의 비제로 전압 벡터가 반복하여 선택된다.

정상 상태에서는 인접하는 2개의 비제로 전압 벡터와 제로 전압 벡터의 조합으로 스위칭 제어 된다. 이 결과로서 출력되는 평균 전압은 인접하는 2개의 비제로 전압 벡터의 사이에 놓인 영역에 포함된다. 어느 평균 전압과 이들을 출력하기 위해서 이용되는 전압 벡터의 조합이 고조파의 발생이 작기 때문에 현재 더 이용되고 있는 3각파 비교 PWM 제어와 동일한 조합이 된다. 역기전력 벡터는 결과로서 출력되는 평균 전압의 가까이에 존재하는 경우가 많고, 이 경우에는 전류 리플을 가장 작게 제어할 수 있는 전압 벡터만을 이용하여 제어하게 된다.

전류 편차가 제로가 될 때까지 비제로 전압 벡터를 이용하여 전류 제어하는 것은 현실적으로는 불가능하다. 그러나 「그 이상 비제로 전압 벡터에 의한 스위칭을 중복해도 전류 편차를 작게 할 수 없는」 시점은 출력중의 비제로 전압 벡터와 전류 편차 벡터의 각도차로부터 검출할 수 있고, 이 시점에서 제로 전압 벡터로 이행한다.

본 발명에서는 이상의 원리에 준해서 스위칭 제어를 행하고, 정상 상태에서는 고조파가 작은 PWM제어, 과도상태에서는 고속의 전류제어를 가능하게 하는 PWM 네어를 실현할 수도 있는 것이다.

따라서 본 발명의 상기 목적은 상술한 원리에 준한 인버터 제어장치를 제공함으로서 달성된다.

자기 소호형 스위칭 소자를 갖는 인버터의 출력 전류가 전류 지령에 추종하도록 제어하는 인버터 제어장치에 있어서, 상기 전류 지령과 상기 출력 전류의 편차를 연산하는 편차 연산 회로와, 이 편차 연산 회로로 부터의 편차에 준해서 편차 전류 벡터의 각도를 연산하는 벡터각 연산 회로와, 이 벡터각 연산 회로에서 연상된 편차 전압 벡터의 각도와 자신의 출력중의 스위칭 신호에 준해서, 또는 상기 편차 전압 벡터의 각도와 자신의 출력중의 스위칭 신호 및 이전에 출력 되어 있는 스위칭 신호에 준해서 스위칭 신호를 선택하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 스위칭 시켄스 논리 회로를 갖고, 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 스위칭 신호에 준해서 상기 자기 소호형 스위칭 소자를 제어하는 것을 특징으로 한다.

도 1은 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어회로의 개략 구성도.

도 2는 히스테리시스 밴드 PWM 제어의 동작 설명도.

도 3은 히스테리시스 밴드 PWM 제어의 문제점의 설명도.

도 4는 본 발명의 제 1실시예를 나타낸 개략 구성도.

도 5는 본 발명의 제 1실시예에 있어서의 전압형 인버터의 출력 가능한 전압벡터도.

도 6은 본 발명의 제 1실시예에 있어서의 스위칭 시켄스 논리 회로의 상세 구성도.

도 7은 본 발명의 제 1실시예에 있어서의 시켄스 기동회로의 상세 구성도.

도 8은 도 7에 나타낸 시켄스 기동회로의 허용 오차 영역의 설명도.

도 9는 도 6에 나타낸 스위칭 시켄스 논리 회로의 동작 설명도.

도 10은 도 9에 나타낸 시점(t1)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 11은 도 9에 나타낸 시점(t1)으로부터 시점(t2)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 12는 도 9에 나타낸 시점(t2)에서의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 13은 도 9에 나타낸 시점(t3)에서의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 14는 도 9에 나타낸 시점(t4)에서의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 15는 도 9에 나타낸 시점(t4)으로부터 시점(t7)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 16은 도 9에 나타낸 시점(t7)으로부터 시점(t9)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 17은 도 9에 나타낸 시점(t11)으로부터 시점(t12)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 18은 도10~도17에 나타낸 전류가 변화한때의 전류 벡터의 선단 궤적도.

도 19는 본 발명의 제 1실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어의 시뮬레이션 결과(정상상태)

도 20은 본 발명의 제 1실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어의 시뮬레이션 결과(전류지령급변시)

도 21은 본 발명의 제 2실시예에 있어서의 스위칭 시켄스 논리 회로의 상세 구성도.

도 22는 도 21에 나타낸 스위칭 시켄스 논리 회로를 이용한 경우의 동작 설명도.

도 23은 도 22에 나타낸 시점(t1)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 24는 도 22에 나타낸 시점(t1)에서의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 25는 도 22에 나타낸 시점(t2)에서의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 26은 도 22에 나타낸 시점(t2)으로부터 시점(t4)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 27은 도 22에 나타낸 시점(t4)으로부터 시점(t6)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 28은 도 22에 나타낸 시점(t6)에서 전류 전압의 벡터 관계도.

도 29는 도 22에 나타낸 시점(t6)으로부터 시점(t9)까지의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 30은 도 22에 나타낸 시점(t9)에서의 전류 전압의 벡터 관계도.

도 31은 본 발명의 제 2실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어의 시뮬레이션 결과(정상상태)

도 32는 본 발명의 제 2실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어의 시뮬레이션(스위칭 주파수의 변화를 나타냄)

도 33은 본 발명의 제 2실시예에 의한 시켄스 기동회로의 상세 구성도.

도 34는 도 33에 나타낸 시켄스 기동회로의 동작 설명도.

도 35는 본 발명의 제 3실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어의 시뮬레이션(스위칭 주파수가 일정하게 행해지는 때의 변화를 나타냄)

도 36은 본 발명의 제 4실시예에 의한 시켄스 기동회로의 상세 구성도.

도 37은 제 4실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어의 시뮬레이션 결과.

본 발명의 더 구체적인 이해와 그 잇점을 설명하기 위해서, 첨부한 도면을 참조하여 더 구체적으로 설명한다.

여러 도면에 걸쳐서 동일 또는 대응부에는 유사한 참조부호를 붙였다. 도 4를 참조하여 본 발명의 일실시예를 설명하겠다.

도 4는 본 발명의 제 1실시예의 인버터 제어장치의 블록 구성도이다.

도 4에 있어서, 1~6, 9, 10은 도 1과 동일 구성 요소이므로, 그 설명은 생략한다. 또 i^*, i, △i, sw(k)는 각각 전류 기준, 전류, 전류 편차, PWM신호를 벡터로서 나타내고 있지만, 각각의 벡터는 3상의 벡터 성분으로 성립되어 있다. 11은 전류 기준 벡터(i^*)와 전류 검축 벡터(i)의 편차 벡터(△i)를 구하는 벡터 감산기이다.

벡터 감산기(11)의 내부 구성은 전류 기준 벡터나 전류 검출 벡터가 부여되는 쪽의 형태에 의해서 결정되고, 이들이 종래와 같이 U, V, W의 3상의 성분으로 부여되는 것이면, 도 1 중의 감산기(7U, 7V, 7W)를 일조의 세트로 한 것으로 생각해도 좋다. 12는 편차 벡터(△i)로부터 그 각도(θ△i)를 구하는 벡터각 연산 회로이다. 벡터각 연산 회로(12)에서는 편차 벡터의 3상의 UVW좌표 성분(△iu, △iv, △iw)을 아래식 (1), (2)에 따른 3상 2상 변환에 의해서 직교 2조의 XY 좌표의 성분(△ix, △iy)로 변환한다.

△ix=(2△iu-△iv-△iw)/3 … (1)

△iy=(△iv-△iw)/… (2)

또 벡터에 있어서의 직교 좌표와 극좌표 사이의 관계식 및 △ix, △iy의 부호로부터 아래식 (3), (4)에 따라 편차 벡터의 각도(θ△i)를 구한다.

XY좌표의 Y축과 UVW 좌표의 U축을 일치시키면, 편차 벡터가 U축의 정방향을 향하고 있을 대, 「θ△i=0」이다. 13은 스위칭 시켄스 논리 회로, 14는 시켄스 기동회로이다.

스위칭 시켄스 논리 회로(13)는 전류 편차 벡터의 각도(△θ)와 시켄스 기동회로(14)의 출력하는 시켄스 기동 신호에 준해서 동작하고, 스위칭 지령 벡터 swc=sw(k)를 출력한다. 스위칭 지령 벡터(sw(k))는 3상의 스위칭 지령(swu, swv, sww)을 성분으로 하는 벡터이고, 성분으로 기입할 때에는 (swu, swv, sww)을 사용한다. 즉 sw(k)=(swu, swv, sww)이다.

스위칭 지령(swu, swv, sww)은 2진수이고, 0 또는 1의 값을 취한다. 스위칭 지령 swu=1은 인버터 U상의 정측 소자(SUP)을 온(부측 소자(SUN)는 오프), swu=0은 인버터 U상의 부측 소자(SUN)을 온(정측 소자(SUP)는 오프)하는 지령 신호이다.

스위칭 지령 벡터(sw(k))의 k는 (swu, swv, sww)의 각 스위칭 지령의 값을 그대로 나란히 기입할 수 있는 2진수를 10진수로 변환한 값이다. 예를 들어 (swu, swv, sww)=(1, 0, 0)일 때, 각 스위칭 신호의 값을 그대로 기입하여 나란히 하면, 2진수 100이고, 이것을 10진수로 변환하면, 4이다. 따라서 sw(4)=(1, 0, 0)은 U상만 정측 소자를 온, 다른상은 부측 소자를 온하는 스위칭 지령을 나타낸다. k의 값은 0~7 사이의 값을 취득하고, 스위칭 신호 벡터 sw(0)~sw(7)이 존재한다. 스위칭 지령(sw(k))에서 인버터의 소자의 온, 오프가 제어되는 때 인버터가 출력하는 전압의 공간 벡터를 v(k)로 기입 표시하게 된다. 전압 벡터(v(k))는 인버터 직류 전압(Ed)시에 표 1에 나타낸 바와 같은 값을 취한다. 스위칭 지령 벡터(sw(0) 및 sw(7)) 시에는 인버터의 3상 출력 전압이 모두가 같은 전위가 되고, 어느 선간을 취해도 선간 전압 크기가 0이 된다.

이때의 전압 벡터를 제로 전압 벡터로 총칭한다. 이 이외의 스위칭 지령 벡터(sw(1)~sw(6))시의 전압 벡터는 크기가 직류 전압(Ed)와 같고, 방향이 60도씩 엇갈린 벡터로 크기를 가지므로 비제로 전압 벡터라 총칭한다.

전압 벡터를 도 5에 나타낸다.

스위칭 지령 벡터(sw(k))와 전압 벡터(v(k))는 1대 1에 대응하므로 제로 전압 벡터(v(0), v(7))에 대응하는 스위칭 신호(sw(0), sw(7))를 제로 벡터, 다른 스위칭 신호를 비제로 벡터라 한다.

[표 1]

스위칭 시켄스 논리 회로(13)의 상세도를 도 6에 나타낸다. 도 6에서, 21은 저류 편차 벡터각 벡터(θ△i), PWM 신호로서 출력중의 스위칭 지령 벡터(swc) 및 swc로 변경전에 PWM 신호로서 이용한 스위칭 지령벡터(swo)를 입력하고, 다음회 출력 변경시에 선택할 스위칭 신호(swn)을 출력하는 스위칭 지령 벡터 선택 테이블이다. 스위칭 지령 벡터 선택 테이블(21)의 내용을 표 2 및 표 3에 나타낸다. 표 2는 PWM 신호로서 출력 중의 스위칭 지령이 제로 벡터 시에, 표 3은 비제로 벡터시에 이용되는 테이블이다.

[표 2]

표 2는 PWM 신호로서 출력 중의 스위칭 지령(swc)이 제로 벡터이면, 그것이 sw(0), sw(7) 중 어느 한가지 이거나 또 전회의 스위칭 지령(swo)이 어느 벡터였는지 여부에 관계없이 전류 편차 벡터의 각도만으로 스위칭 지령(swn)이 선택되는 것을 나타내고 있다. 전류 편차 벡터의 각도(θM)가 「-π/6~π/6」이면, sw(4)가 선택되고, swn으로서 출력된다. 앞의 표 1에서 알 수 있는 바와같이 v(4)의 각도는 0이고, 「출력 중의 스위칭 지령이 제로 벡터시에는 전류 쳔차 벡터의 각도에 가장 가까운 각도를 갖는 전압 벡터를 발생시키는 스위칭 지령을 선택한다」라는 논리를 테이블화 한 것이 표 2이다.

[표 3]

한편, PWM 신호로서 출력 중의 스위칭 지령(swc)이 비제로 벡터인 경우에는, 출력 중의 스위칭 지령(swc)에 의해서, 또 전회 출력한 스위칭 지령(swo)에 의해서, 스위칭 지령 선택 테이블(21)이 출력한 스위칭 지령(swn)으로 변한다.

표 3을 말로 설명하면 다음과 같다.

(1) 전류 편차 벡터와 PWM 신호로서 출력중의 스위칭 지령(swc)에 의한 비제로 전압 벡터의 각도차가 ±30도 이내이면, 출력 중의 스위칭 지령(swc)과 동일한 스위칭 신호를 선택한다.

(2) 전류 편차 벡터와 출력 중의 스위칭 지령(swc)에 의한 비제로 전압 벡터의 각도차가 ±30도 이상 ±60도 내이면, 출력 편차 벡터와 가장 가까운 각도의 비제로 전압 벡터는 출력 중의 비제로 전압 벡터의 인접하는 벡터로 이동한다. 전류 편차 벡터와 가장 가까운 각도의 비제로 전압 벡터를 발생시키는 스위칭 지령을 선택한다.

(3) 전류 편차 벡터와 PWM 신호로서 출력중의 스위칭 지령에 의한 비제로 전압 벡터의 각도차가 ±90도 이상이면, 제로 벡터를 출력한다. 제로 전압 벡터를 발생시키는 스위칭 지령에는 sw(0), sw(7)의 2종류가 있으나 어느 것을 선택하는 가는 전회 PWM신호로서 출력도니 스위칭 지령(swo)에 의해서 결정된다.

이상의 표 3의 벡터의 선택 논리이다.

스위칭 지령 벡터 선택 테이블(21)에는 표 2, 표 3의 내용이 일괄하여 기재되어 있다.

22는 불일치 검출회로이고, 스위칭 지령 벡터 선택 테이블(21)의 출력(swn)과 래치 회로(23)의 출력(swc)를 비교하여, 일치하면 논리치 0, 불일치하면 논리치 1을 출력한다.

24는 앤드 회로이고, 시켄스 기동회로(14)의 출력하는 시켄스 기동 지령과 불일치 검출 회로(22)의 출력하는 불일치 신호의 앤드를 취하여 출력한다. 25는 오어회로로 앤드 회로(24)의 출력과 제로 벡터 검출기(26)의 오어를 취하여 출력한다.

제로 벡터 검출기(26)는 벡터 선택 테이블(21)의 출력(swn)이 sw(0), sw(7) 중 어느 하나이면, 논리치 1를 아니면, 논리치 0을 출력한다. 27은 도시하지 않은 클록 발생기에서 부여되는 제어 샘플링을 결정하는 클록 신호와 오어 회로(25)의 출력 신호의 앤드를 취하는 앤드 회로이다. 앤드 회로(27)의 출력은 래치 회로(23), 래치 회로(28)에 래치 타이밍신호로서 부여된다. 래치 회로(23)의 데이터 입력으로서는 벡터 선택 테이블(21)의 출력(swn)이 부여되어 있고, 래치 타이밍 신호가 상승하고, 데이터 입력 신호를 래치하여 swc로서 출력한다. 28도 래치 회로에서 데이터 입력으로서는 래치 회로(23)의 출력(swc)이 부여되어 있고, 래치 타이밍 신호에 의해서 데이터 입력 신호를 래치하여 swo로서 출력한다.

시켄스 기동회로(14)의 일례를 도 7에 나타낸다. 도 7에 있어서, 30UP, 30UN, 30VP, 30VN, 30WP, 30WN은 콤퍼레이터이다. 이 중 콤퍼레이터 30UP, 30VP, 30WP은 입력 신호가 정의 소정치를 넘는 값이면 논리치 1을 그렇지 아니하면, 논리치 0을 출력한다.

콤퍼레이터(30UN, 30VN, 30WN)은 입력 신호가 부위 소정치 보다 더 부측이면, 논리치 1를, 그렇지 아니하면, 논리치 0를 출력한다. 콤퍼레이터(30UP, 30UN)에는 전류 편차 벡터(△i)의 U상 성분(△iu), 콤퍼레이터(30VP, 30VN)에는 V상 성분(44iv), 콤퍼레이터(30WP, 30WN)에는 W상 성분(△iw)이 부여되어 있다.

31U, 31V, 31W은 NOT회로이고, 입력신호의 부정 논리를 취하여 출력한다. NOT 회로(31U)에는 스위칭 시켄스 논리 회로(13)가 출력하는 스위칭 지령(swc)의 U상 성분(swu)이 NOT 회로(31V)에는 동일하게 V상 성분(swv)이, NOT 회로(31W)에는 동일하게 w상 성분(sww)이 부여된다.

32UP, 32UN, 32VP, 32VN, 32WP, 32WN은 앤드 회로이다. 앤드 회로(32UP, 32VP, 32WP)에는 각각 스위칭 지령(swc)의 U상 성분(swu), V상 성분(swv)이 W상 성분(sww)이 한쪽의 입력으로서 부여되고, 콤퍼레이터(30UP, 30VP, 30WP)의 출력이 다른 쪽 입력으로서 부여되고, 각각 앤드를 추하여 출력한다. 앤드 회로(32UP, 32VP, 32WP)에는 각각 부정 논리 회로(31U, 31V, 31W)의 출력이 한쪽의 입력으로서 부여되고, 콤퍼리에터(30UN, 30VN, 30WN)의 출력이 다른 쪽 입력으로서 부여되고, 각각 앤드를 취하여 출력한다. 오어 회로(33)는 앤드 회로(32UP, 32UN, 32VP, 32VN, 32WP, 32WN)의 출력의 모든 오어를 취하여 시켄스 기동 신호로서 출력한다.

다음에 도 7에 나타낸 시켄스 기동회로(14)의 작용에 대해서 설명한다.

콤퍼레이터(30UP, 30UN)에는 전류 편차 벡터(△i)의 U성분 △iu=iu^*-iu가 부여되어 있다. 콤퍼레이터의 비교 레벨의 크기를 H로 하면,

|△iu| H

이면, 콤퍼레이터(30UP, 30UN)의 출력은 모두 0이다. 앤드 회로(32UP, 32UN)의 출력도 0이 된다.

|△iv| H

|△iw| H

도 성립되면, 앤드 회로(32UP, 32UN, 32VP, 32VN, 32WP, 32WN)의 출력 모두가 0이 되므로, 오어 회로(33)의 출력은 스위칭 지령의 값에 불구하고 0이 된다.

즉 전류 편차의 크기가 콤퍼레이터의 비교레벨의 크기 H로 정해진 오차 영역의 범위내이면, 시켄스 기동회로(14)의 출력은 0이다.

|△iu| H

되면, 콤퍼레이터(30UP, 30UN)의 출력은 1이 된다. 이때 콤퍼레이터(30UP)의 출력이 1이고 또 swu=1일때만 앤드 회로(32UP)의 출력은 1이 되고, 오어 회로(33)를 거쳐서 시켄스 기동회로(14)는 논리치 1을 출력한다. 콤퍼레이터(30UP)의 출력이 1이어도 swu=0이면 앤드 회로(32UP)의 출력은 0이다.

즉 인버터의 정측의 소자를 온하고 있는 상에서 그 상의 전류가 기준을 H이상 상회한 때 시켄스 기동회로(14)의 논리치 1를 출력하게 된다. 동일하게 부측의 소자를 온하고 있는 상에서 그 상전류가 기준을 H이상 하회한 때 시켄스 기동회로(14)는 논리치 1을 출력한다. U상의 경우에 이것은 콤퍼레이터(30UN), 부정논리회로(31U), 앤드 회로(32UN), 오어 회로(33)로 이루어 진다. V상, W상도 동일하다.

이상에 의해서 시켄스 기동회로(14)는 전류가 소정의 오차 이상이 되고 또 소정의 스위치 조건이 성립한 때만이 논리치 1을 출력하여 스위칭 시켄스 논리 회로(13)를 기동한다.

다음에 도 7의 시켄스 기동회로(14)의 허용 오차 영역을 도 8에 나타낸다.

도 8에는 2개의 3각형이 도시되어 있다. UVW 좌표에 있어서, U축, V축, W축의 성분이 각각 순번으로 u, v, w일 때, (u, v, w)로 표시하면, 앞서 설명한 콤퍼레이터의 비교 레벨(H)를 이용하여 제 1의 3각형의 정점은 (2H, -H, -H), (-H, 2H, -H), (-H, -H, 2H), 제 2의 3각형의 정점은 (-2H, H, H), (H, -2H, H), (H, H, -2H)로 표시된다.

전류 편차 벡터의 선단이 제 1의 3각형과 제 2의 3각형의 쌍방에 포함되는 6각형의 영역 내에 있으면, 도 7의 콤퍼레이터의 30UP~30WN의 모두가 출력이 0이므로, 오어 회로(33)의 출력도 0이다. 상기 2개의 3각형중 어느 것에만 포함되고, 상기 6각형에는 포함되지 않는 6개의 소 3각형 영역의 경우에는 스위치 조건에 따라서 오어 회로(33)의 출력이 달라진다.

예를 들어(2H, -H, -H), (H, 0, -H), (H, -H, 0)을 정점으로 하는 소삼각형 내의 영역에서는 전류 편차의 U상 성분은 H를 초과하므로, 콤퍼레이터(30UP)의 출력은 1이다. 이때 스위칭 신호 swu=1이면 앤드 회로(32UP)의 출력은 1이 되나, 신호 swu=0이면, 앤드 회로(32UP)의 출력은 0이고, 다른 앤드 회로의 출력도 모두 0이다.

따라서 스위칭 신호 swu=1이면, 소삼각형 영역은 허용 오차 범위외로 간주되고, 시켄스 기동회로는 논리치 1을 출력하나, 스위칭 신호 swu=0이면 소삼각형 영역은 허용 오차 범위내로 간주되고, 시켄스 기동회로(14)는 논리치 0을 출력한다.

이와같이 허용오차 영역의 크기를 스위칭 신호에 의해서 변화시킴으로서, 동일 소자가 상당히 고속으로 온 오픈을 반복하는 것을 방지할 수 있다.

도 4에 나타낸 제 1의 실시예의 전체 동작을 도 6, 도 9를 참조하여 설명한다.

도 9는 스위칭 시켄스 논리 회로(13)의 각부 동작 파형도이다.

도 9에서 (a)는 앤드 회로(27)에 부여되는 클록 신호이고, (b)는 시켄스 기동회로(14)에 부여되는 시켄스 기동 지령이고, (c)는 불일치 검출 회로(22)가 출력하는 불일치 검출신호이고, (d)는 앤드 회로(24)의 출력이고, (e)는 제로 벡터 검출기(26)가 출력하는 제로 벡터 검출신호이고, (f)는 오어 회로(25)의 출력 신호이고, (g)는 앤드 회로(27)의 출력 신호이고, (i)는 벡터 선택 테이블(21)이 출력하는 스위칭 신호(swn)이고, (j)는 래치 회로(23)가 출력하는 스위칭 신호(swc)로 최종적으로 PWM 신호로서 논리 회로(9)로 출력되는 신호이고, (k)는 래치 회로(28)가 출력하는 스위칭 신호(swo)이고, (u), (v), (w)은 스위칭 지령의 각각 U상, V상, W상 성분이다.

또 도 4에서 PWM 인버터의 부하인 유도 전동기의 전압 방정식은

단 k=0, 1, …, 7

이다. 이 식에서 권선저항(R)은 작으므로 여기서 무시하면,

로 변형할 수 있다. 좌변이 전류 미분 di/dt 이므로 이 식은 전류가 대략 벡터(v(k)-e)의 각도 방향으로 변화하고, 그 변화 속도가 |(v(k)-(e)|인 것을 나타내고 있다.

도 9에 있어서, 시각(t1)까지의 사이에 래치 회로(23)는 도 9(j)와 같이 스위칭 지령 swc=sw(0)을 출력하고 있다. 따라서 도 4의 인버터(3)의 하측의 스위칭 소자(SUN, SVN, SWN)가 온되고, 출력 전압 벡터 v(0)=0이다. 이때 전류 미분

이므로 전류는 역기전력 만으로 변화하고 있다.

이때의 벡터의 관계가 도 10과 같게 된다. 도 10에 있어서, 좌측의 6각형은 도 5에서 나타낸 인버터의 출력 가능한 접안 벡터이다. 점선의 화살표로 나타내고 있는 것은 역기전력 벡터(e)이다. 우측에는 도 8의 허용 오차 영역의 별형상을 도시하고 있다. 전류 기준 및 전류 벡터도 전압 벡터와 원점을 맞추어 도시되어 있다. 전류 기준(i^*)의 선단은 당연히 별 형상의 중심에 있다. 이 때 전류(i)가 도시한 바와 같이 벡터로 한다. 전류 편차(△i)는 전류 벡터의 선단에서 전류 기준벡터의 선단을 향산 벡터이므로 도 10에서 전류 편차 벡터의 각도에 가장 가까운 각도를 갖는 전압 벡터는 v(4)이다.

따라서 도 6의 벡터 선택 테이블은 표 2에 준해서 swn으로서 v(4)를 선택하여 출력한다. 전류 변화는 (5)식에 의하므로 도 10에 있어서 역기전력 벡터와 동일한 크기이므로, 역기전력 벡터의 선단에서 원점으로 향사는 방향을 갖는 백색 화살표를 따라서 전류는 변화한다. 전류 벡터의 선단에서 나오는 동일한 백색 화살표를 도시하고 있다. 전압 벡터(v(0))를 인버터가 출력하면, 이 백색 화살표 방향으로 전류가 변화하는 것을 (5)식은 나타내고 있다. 따라서 시간이 경과하면, 전류 벡터는 도 11과 같이 변화하여,

△iu -H

가 성립하게 된다. 이것에 의해서 도 7에서 콤퍼레이터(30UN)의 출력은 1, swu=0이므로 앤드 회로(32UN)의 출력도 1이 되고, 도 4의 스위칭 시켄스 기동 회로(14)는 1을 출력한다. 도 9에서 시켄스 기동회로(14)의 출력은 (b)에서 나타내고 있고, 그 타이밍을 t1으로 나타내고 있다.

스위칭 신호 swn=sw(4), swc=sw(0)이므로, 불일치 검출 회로(22)의 출력은 그때까지도 논리치 1이었으므로, 시켄스 기동회로(14)의 출력은 0에서 1로 변화한 이 시점(t1)에서 앤드 회로(24)의 출력(d)dms 1이 된다.

벡터 선택 테이블(21)의 출력은 swn=sw(4)이므로, 제로 벡터 검출기(26)의 출력은 0이나, 앤드 회로(24)의 출력(d)dl 1로 되어 있으므로 오어 회로(25)의 출력(f)도 1이 된다.

시각(t2)로서 클록(a)이 상승하고, 앤드 회로(27)의 출력(g)이 1로 되고, 래치 회로(23) 및 래치 회로(28)는 그 때의 데이터 입력을 래치한다. 래치 회로(23)의 출력 (j)은 sw(0)에서 sw(40)로, 래치 회로(23)의 출력(k)은 sw(5)에서 sw(0)으로 변화한다. 이때 전류 편차 벡터(△i)는 도 11과 같이 「-π/6θ△1π/6」이다. 표 3으로부터 벡터 선택 테이블(21)은 도 9중 (i)로 나타낸 바와같이 sw(4)를 연속하여 출력한다. 이것에 의해서 불일치 검출 회로(22)의 출력은 1로부터 0으로 변화하여, 앤드 회로(24), 오어 회로(25), 앤드 회로(27)의 출력은 모두 0이 된다.

시점(t2)에 있어서, 스위칭 신호(swc)가 sw(0)으로부터 sw(4)로 전환된 후의 벡터도를 도 13에 나타낸다. 인버터 출력 전압이 v(4) 이므로, 전류의 변화 방향은 백색 화살표로 나타낸 전압 v(4)-e의 방향이다. 전류가 허용 오차 범위에 들어가도록 변화하므로 스위칭 시켄스 논리 회로(14)의 출력(b)은 시각(t2) 후, 잠시 경과후 1로부터 0으로 변화한다.

도 12의 백색 화살표 방향으로 전류가 변화하면 전류 편차 벡터(△i)는 시계 방향으로 회전한다. 따라서 각도(θ△i)는 「-π/6θ△1π/6」의 영역으로부터 즉시 -π/6(=11π/6)를 초과하고, 「3π/2θ△i11π/6」의 영역으로 들어간다. θ△i가 「3π/2θ△i11π/6」의 영역으로 들어간 시점(t3)에서 벡터 선택 테이블(21)은 표 3에 준하여 스위칭 신호(sw(5))를 출력하게 된다.

이 시점의 벡터도를 도 13에 나타낸다. 전류 벡터의 선단이 일점쇄선상을 이동하여, 허용 오차 영역에서 W폭 성분이 제로의 점선으로 나타낸 라인을 초과하면, 「θ△i11π/6」가 된다. 이것에 의해서 도 9중의 (c)에 나타낸 바와 같이 불일치 검출 회로(22)의 출력은 1이 된다.

그러나 도 13에서 알 수 있는 바와같이 편차 벡터(△i)의 크기는 허용 오차 영역의 범위내이고, 시켄스 기동회로(14)의 출력(b)이 0이므로, 앤드 회로(24)의 출력(d)은 0 그대로 이다. 또 벡터 선택 테이블(21)의 출력은 swn=sw(5)이므로, 제로 벡터 검출기(26)의 출력도 0이므로, 오어 회로(25)의 출력(f)도 0이다. 따라서 래치 회로(23)의 출력(swc), 즉 PWM 신호 출력은 sw(4)가 유지되고, 전류 벡터의 선단은 도 15의 일점쇄선상을 이동하고, 곧 U축 성분이 제로의 점선으로 나타낸 라인을 초과한다.

이 시점의 벡터도를 도 14에 나타낸다. 전류 벡터의 선단이 U축 성분이 제로의 점선으로 나타낸 라인을 초과했기 때문에 전류 편차 벡터의 각도는 「7π/6θ△i 3π/6」의 영역으로 들어가 있다. 이 시점(t4)로서 벡터 선택 테이블(21)의 출력(swn)은 표 3에 따른 sw(5)로부터 sw(7)로 변화한다. 제로 벡터로의 이행의 경우에 표 3에서는 출력중의 swc의 값뿐만 아니라 그 swc의 값으로 변화하기 전에 출력된 swo의 값도 사용하여 벡터 sw(0), sw(7)중 어느 것을 선택하는 가를 결정하고 있다. 그 sw의 값으로 변화하기 전에 출력하고 있었던 swo의 값은 래치 회로(28)로 부터 부여된다.

이와같은 제로 벡터의 선택에 이전의 swo의 값을 이용하는 것은 기본적으로 스위칭 신호의 이행을 3각파 비교 PWM의 이행 순서에 가까워지기 때문이다. 표 3의 제로 벡터의 선택 논리를 언급하여 나타내면;

「인버터의 정측의 소자가 개 이상 온되어 있는 상태에서 하나만 온돈 상태로 이행하고 있으면, 다음의 제로 벡터로 이행하는 경우에는 정측의 소자는 모두 오프되고, 부측의 소자를 모두 온하는 신호를 산택한다. 즉 sw(0)를 선택한다. 역으로 인버터의 부측의 소자가 2개 이상 온되어 있는 상태이므로, 하나만 온된 상태를 이행하면 다음의 제로 벡터로 이행하는 경우에는 부측의 소자가 모두 오프되고, 정측의 소자를 모두 온하는 신호를 선택한다. 즉 sw(7)을 선택한다.」

라는 논리이다. 단 있을 수 없는 이행은 표 3에서는 제외하고 있다. 표 3에서는 sw(5), sw(6), sw(7) 중 어느 하나로부터, sw(4)로 이행하는 경우에는, 다음에 제로 벡터로 이행하는 경우에는 sw(0)이 선택된다. sw(4)는 인버터의 정측의 소자를 하나만 온하는 스위칭 신호이고, sw(5), sw(6), sw(7)은 인버터 정측의 소자를 2개 이상 온하는 스위칭 신호이다. 인버터의 정측의 소자를 2개 이상 온하는 스위칭 신호에는 기타 sw(3)이 존재함에도 불구하고, 표 3에서 sw(4) 이전의 swc값으로서 sw(3)을 생략한 것은 sw(3)에서 sw(4)로 이행하는 것이 표 3의 논리를 갖게 할 수 없기 때문이다. 표 3에 의하면, sw(3)으로부터 이행 가능한 스위칭 신호는 sw(1), sw(2) 및 제로 벡터 만이다. 물론 sw(3)를 부가하고 sw(3), sw(5), sw(6), sw(7) 중 어느 것으로부터 sw(4)로 이행하는 경우에는 다음에 제로 벡터로 이행하는 경우에는 sw(0)가 선택된다라는 논리로 해도 상관없다.

sw(3)로부터 sw(4)로의 이행이 없으므로 「sw(3)→sw(4)sw(0)」와 같은 선택이 이루어지지 않는다.

이상에 의해서 시각(t4)에서 벡터 선택 테이블(21)의 출력(swn)이 sw(5)로부터 sw(7)로 변화하고 제로 벡터 검출 회로(26)의 출력(e)이 0에서 1 변화한다. 이것에 의해서 앤드 회로(24)의 출력(d)에 관계 없이, 오어 회로(25)의 출력(f(은 1로 변화한다. 따라서 다음의 클록 신호의 상승하는 타이밍(t5)로서 앤드 회로(27)의 출력(g)도 상승하고, 래치 회로(23), 래치 회로(28)는 입력 데이터를 래치한다. 래치 회로(23)의 출력(j)은 sw(4)에서 sw(7)로 래치 회로(28)의 출력(k)은 sw(0)에서 sw(4)로 변화한다. 스위칭 시켄스 논리 회로(13)의 출력은 래치 회로(23)의 출력 신호이면, 인버터 시점(t5)이후 스위칭 신호(sw7)에 의해 운전된다.

이 시점(t5)에서의 스위칭 신호의 이행이 시켄스 기동회로(14)로부터 요구없이 행해지는 것이 중요한 특징이다. 스위칭 신호(sw)(7)로 운전되고, 인버터(3)의 출력 전압 벡터가 v(7)로 되므로, 전류는

v(7)-e=-e

에 의해 변화하도록된다. 도 15에 일점쇄선으로 나타낸 직선상을 전류 벡터의 선단이 이동한다. 벡터 선택 테이블(21)은 매우 단시간 사이에 sw(1)를 출력 하지만, 전류 편차 벡터가 반시계방향으로 회전하여 그 각도(θ△i)가 시점(t6)에서 「3π/2θ△i11π/6」의 영역으로 복귀함으로써 sw(5)를 출력하게 된다. 여기까지 불일치 검출 회로(22)의 출력(c)은 1로 그대로 있지만, 시켄스 기동 지령(b)이 0이므로 앤드 회로(24)의 의 출력은 0이고, 또한 제로벡터 검출기(26)의 출력도 0이므로 래치 회로(23, 28)는 동작하지 않는다. 전류는 또한 도 15의 일점 쇄선으로 나타낸 직선상을 이동하는 도중, 시점(t7)에서 나타낸 전류 벡터로 이동한다. 이 시점(t7)에서 전류(i)는 허용 오차 영역 「Δiv H」의 선을 넘고 있다. 이것에 의해, 도 7의 콤퍼레이터(30VP)의 출력이 1로 변화한다.

또한 여기까지 스위칭 신호(sw(7))로 운전되고 있으므려, 도 7의 스위칭 신호(swv)도 1이고, 앤드 회로(32VP)가 1로 되어, 오어 회로(33]를 거쳐서 시켄스 기동회로(13)는 시켄스 기동 지령(b)으로서 1을 출력한다. 앤드 회로(24)를 거쳐서 오어 회로(25)의 출력은 1로 된다. 다음의 클록 펄스(a)의 상승 (t8)에서 래치 회로(23, 28)은 입력 데이터를 래치한다.

래치 회로(23)의 출력(j)는 sw(7)로부터 sw(5)로, 래치 회로(23)의 출력(k)은 sw(4)로부터 sw(7)로 변화한다. 벡터 선택 테이블은 표 3으로부터 sw(5)를 그대로 계속 출력하므로, 불일치 검출 회로(22)의 출력(c)은 1로부터 0으로 변환하다. 인버터(5)에 의해 운전되므로 전류 v(5)-e로 변화하도록 되어, 전류 벡터의 선단은 도 16의 일점쇄선상을 이동하고, 이것에 의해 전류 편차 벡터는 반시간방향으로 회전하고, 시각(t9)에서 그 각도(θΔi)는 「-π/6θΔiπ/6」의 영역으로 다시 들어가, 벡터 선택 테이블(21)은 sw(4)를 출력하게 된다.

불일치 검출 회로(22)의 출력(c)이 1로 변화하지만, 시켄스 기동 지령(b)이 0이므로 앤드 회로(24)의 출력은 0이고, 또한 제로 벡터 검출기(26)의 출력도 0 이므로 래치 회로(23, 28)는 동작하지 않다. 전류가 또한 일점쇄선상을 이동하여 도 16에 나타낸 위치까지 도달하고, 전류 편차 벡터의 각도가 「π/6θΔiπ/2」의 영역으로 들어간 시점(t10)에서 벡터 선택 테이블(21)은 표 3에 기초하여 sw(0)로 출력(1)을 변화시킨다.

제로 벡터 검출기(26)의 출력이 1로 되고, 오어 회로(25)의 출력도 1로 되므로, 다음의 클록 펄스의 상승(t11)에 있어서 앤드 회로(27)의 출력이 1로 도고, 래치 회로(23, 28)은 그 시점의 입력 데이터를 래치한다. 래치 회로(23)의 출력은 sw(5)로부터 sw(0)으로, 래치 회로(28)읜 출력은 sw(7)로부터 sw(5)로 변화한다. 인버터 출력 전압이 v(0)로 되므로, 전류는 v(0)-e로 변화하고, 도 17의 일점쇄선을 이동하고 벡터 선택 테이블(21)은 sw(6)를 출력하게 된다.

그러나, 전류 편차 벡터의 각도(θΔi)는 「π/6θΔi」의 영역으로 들어 갈 뿐이므로 그 후의 전류 변화로 곧 「-π/6θΔiπ/6」의 영역으로 복귀하여 벡터 선택 테이블(21)은 sw(4)을 출력하도록 된다. 이상에 의해 벡터 관계는 도 9의 t1 이전의 상태로 복귀한다. 전류가 도 17에 나타낸 위치까지 변화하면, 시각(t1)에서 설명한 변화가 다시 발생하게 된다.

이상의 과정에서의 전류 벡터의 선단의 궤적을 도 18에 나타낸다. 본 발명에 의하면 허용 오차 영역의 극히 일부를 사용하여 전류 제어되는 것을 알 수 있다. 일단 도 18과 같은 기전력과 전류 편차의 관계가 성립하면, 이후는 비제로전압 벡터로서는 v(4)와 v(5)만이 선택되게 된다.

인버터 제어장치는 제로전압 벡터시의 -e에 의한 전류 변화를 보정하도록 전류 제어함으로 출력하는 비제로 전압 벡터의 조합으로 역기전력(e) 상당의 전압 벡터를 내고 있어야 할 것이다. 도 18에 있어서는 그 비제로 전압 벡터로서 v(k)-e의 크기가 작은 2개의 전압 벡터 v(4), v(5)가 선택되고 있다. 이 2개의 전압 벡터의 조합은 전류 변화 속도가 가장 완만하여 정상 상태에서 바람직한 조합이 된다.

또한 본 발명에서는 역기전력 벡터를 검출하게 되고, 바람직한 전압 벡터만을 선택할 수 있다.

도 19는 제 1실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어의 정상 상태에 관한 시뮬레이션 결과이다. 도 19에 있어서, 최상 단에는 전동기의 U상, V상, W상 전류를, 다음 단에는 시켄스 기동회로의 시켄스 기동 지령 신호를 나타내고 있다.

그리고, 그 아래의 3개의 신호는 U상, V상, W상의 스위칭 신호(swu, swv, sww)이다. 선간 전압 상당의 신호로서 swu-swv를 다음의 단에 나타내고 있다. 그 아래에는 전류 기준, 전류, 역기전력의 U상 성분을 i^*u, iu, eu로 나타내고 있다.

최하단은 토크이다. 선단 전압 상당의 신호(swu-swv)를 보면 알 수 있는 바와 같이 도 19에서는 역펄스가 나오지 않는다. 제어 샘플링과 허용 오차 영역의 설정치(H)의 값 등에 의해서는, 역펄스가 나오는 수도 있지만, 그러한 경우 도 9에서의 클록 펄스(a)의 주파수를 높게 해 주면 역 펄스는 나오기 힘들게 된다. 클록 펄스(a)의 주파수를 높게 하면, 출력 중의 전압 벡터와 전류 편차 벡터의 각도 차가 ±90도 이상인 기간(도 9에서의 t4~t5, t10~t11의 기간)이 짧아 진다. 즉, 너무 양이 작아 진다. 이것에 의해 복귀함도 빨라 지고, 각가의 기간의 직후의 벡터 선택 테이블이 sw(1)이나 sw(6)을 출력하고 있는 기간이 짧게 된다. 결과로서 sw(1), sw(6)이 래치 회로(23)로 래치될 가능성이 적어 진다.

이상과 같은 본 발명에 의하면, 역펄스가 나오기 힘들게 된다. 종래의 히스테리시스 밴드 PWM에서 설명한 쓸데 없는 스위칭이 적어 진다.

도 20은 제 1실시예에 의한 유도 전동기의 전류 제어에 있어서, 토크가 절대치로서 동일하고 그 부호가 양으로부터 음으로 단계적으로 변화하도록 전류 지령을 급변시킨 경우의 시뮬레이션 파형이다. 이러한 과도 상태에 있어서도 정상적으로 전류 제어가 됨을 알 수 있다.

전류 지령의 급변하는 바와 같은 과도 상태에 있어서는

(1) 전류 편차의 크기가 허용 오차 영역으로 들어가지 않게 된다.

(2) 전류 편차 벡터의 각도(θΔi)가 급변한다.

의 어느 하나 또는 쌍방이 발생하여도 전류를 빠르게 지령에 추종시킨다.

제 1실시예에 있어서는 벡터를 표 2, 표 3에 의해 선택하고 있고, 도 5에 나타낸 6개의 비제로전압 벡터간의 직접적인 이행에 있어서는, 이접하는 비제로 전압 벡터의 이행만이 허용되지 않는다는 논리에 의해, 정상 상태에서는 선간 전압에 있어서 역펄스가 나오기 힘들게 되는 것을 실현하고 있다. 과도 상태에 있어서는 그것까지 출력되고 있었던 비제로 전압 벡터와 인접되어 있지 않은 멀리 떨어진 비제로 전압 벡터가 요구되는 경우가 있다.

이러한 경우, 표 3에 나타낸 논리에 의해, 일단 제로 벡터로 이행하고, 그 후 표 2에 나타낸 논리에 의해 다시 비제로 전압 벡터를 출력한다. 즉, 제로 벡터를 경유하면 출력가능한 모든 비제로 전압 벡터간의 이행을 허락하고 있고, 이것에 의해 과도 상태에서의 급속한 전류 제어를 실현하고 있는 것이다.

도 20에 있어서, 토크의 값이 양의 값으로부터 음의 값으로 직선적으로 변화하고 있지만, 이 변화 속도는 인버터의 출력 전압, 역기전력 및 인덕턴스에 의해 결정되는 속도이다. 이것에 의해 변조 주파수와 무관하게 PI 제어 등에서는 실현할 수 없는 초고속의 응답이 얻어진다. GTO와 같은 저속 스위칭 소자에서는 허용 오차 영역의 설정치(H)를 크게 해야 하므로 정상 상태에서 전류 리플을 크게되지만, 전류 기준의 급변, 또는 부하 외란에 위한 전류 변화에 의한 과도시에는 고속 스위칭 소자를 사용한 경우와 동등한 고속 응답이 얻어진다. 이러한 고속 응답은 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어에 의해서도 실현할 수 있었다.

그러나, 제 1실시예에 의하면 고속 응답을 실현하는 동시에, 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어에서는 불가능하였던 정상시에서의 고조파를 저감한 PWM 제어를 과도시와 동일한 제어 논리로 실현할 수 있다. 또, 역기전력 정보가 불필요하므로 잡음에 강한 PWM 제어가 실현가능하다.

제 1실시예에서는 정상 상태에 있어서 매우 바람직한 전압 벡터만이 선택되어 있으나, 전압 벡터의 이행시의 스위칭 회수에는 문제가 있다.

도 9에서의 스위칭 신호(swc)의 이동 변화를 보면

sw(0)→sw(4)→sw(7)→sw(5)→sw(0)

이다. sw(4)로부터 sw(7)로의 이행에서는 스위칭 신호의 V상, W상 성분이 동시에 0으로부터 1로 변화하고 있고, sw(5)로부터 sw(0)으로의 이행에서는 스위칭 신호의 U상, W상 성분이 동시에 1로부터 0으로 변화하고 있다. 즉, 벡터 이행을 위하여 2상에서 스위칭이 행해지고 있다.

삼각파 비교 PWM일 경우에는

sw(0)→sw(4)→sw(5)→sw(7)→sw(5)→sw(4)→sw(0)

와 같이 이행하도록 스위칭 신호가 생성된다. 이 시켄스가 스위칭 회수 당외 고주파 저감 효과가 가장 우수하다.

도 9(i)를 보면, 전압 벡터 선택 테이블로부터는 타이밍(t3)에서 sw(5)의 스위칭 신호가 출력되고 있고, 이 신호를 출력에 반영시킬수 있으면

sw(0)→sw(4)→sw(5)

의 벡터 이행이 가능하게 된다.

이것을 실현하기우하여 스위칭 시켄스 논리 회로(13)의 변경예의 구성을 도 21에 나타낸다.

도 2에 있어서, 21~24 및 26~28은 도 6에 나타낸 회로와 동일 구성 요소이다. 40은 제로 벡터 검출기, 41은 앤드 회로, 25A는 3입력의 오어 회로이다. 제로 벡터 검출기(40)는 래치 회로(28)의 출력이 제로 벡터인지 아닌지를 검출하고, 제로 벡터이면 논리 값 1을, 그렇지 않으면 0을 출력한다.

앤드 회로(41)에는 제로 벡터 검출 회로(40)의 출력과 불일치 검출 회로(22)의 출력이 부여되어 있다. 오어 회로(25A)는 도 21의 오어 회로(25)와 같은 2개의 입력 외에 새로이 앤드 회로(41)의 출력이 부여되어 있다.

또한, 제 1실시예에서는 제로 벡터의 스위칭 신호 sw(0)-, sw(7)로부터의 백터 선택에 표 2를 사용하고 있다. 표 2에서는 전류 편차 벡터의 각도만으로 스위칭 신호가 선택되므로

sw(0)→sw(5)

또는

sw(7)→sw(4)

와 같은, 2상 스위칭을 필요로 하는 이행도 허용된다.

이것을 방지위해 다음의 표 4를 이용하고 있다. 출력 중의 스위칭 지령이 sw(0)이면 이행가능한 스위칭 지령은 1상의 만의 스위칭만으로 되는 sw(4), sw(2), sw(1)중 어느 하나 이고, 이 3개의 스위칭 신호로부터 전류 편차 벡터와의 각도차가 가장 작은 전압 벡터로 되는 스위칭 신호가 선택된다. 출력 중의 스위칭 지령이 sw(7)일 때도 동일하게 1상만의 스위칭만으로 되는 sw(6), sw(3), sw(5)중에서 선택된다. 제로 벡터 이외로부터의 이행에 있어서는 제 1실시예와 동일하게 표 3이 사용된다.

[표 4]

도 21의 스위칭 시켄스 논리 회로, 및 표 2 대신 표 4의 벡터 선택 논리를 사용한 경우의 동작을 설명한다. 도 22는 제로 벡터 검출 회로(40)의 출력(m)과 앤드 회로(41)의 출력(n)을 추가하고, (f)가 2 입력의 오어 회로(25)로부터 3입력의 오어 회로(25A)로 변경하는 외에는 도 9와 동일하다.

도 22의 좌단의 전압 전류의 벡터 관계가 도 23에 나타낸 바와 같이 된다. 역기전력에 의한 전류가 변화하고, 타이밍(t1)에서의 벡터 관계는 도 24와 같이 된다. 표 2의 논리에 의하면, 이 시점가지의 전류 편차 벡터와 가장 근사한 각도를 갖는 전압 벡터가 v(4)인 것으로부터 sw(4)가 선택되고 있다. 제 2실시예의 경우, 결과적으로 동일하지만, 표 4에 기초한 sw(4)를 선택한다. 만일 전류 편차 벡터와 가장 근사한 각도를 갖는 전압 벡터가 v(4)가 아닐 경우, 오히려 v(5)의 쪽에 있다해도 출력중의 스위칭 신호가 sw(0)인 것으로부터 sw(4)를 선택하는 것이다. 시각(t1)에 이르러, 전류 편차 벡터의 크기가 허용 오차 범위를 넘어서면 시켄스 기동 지령(b)이 부여된다.

제 1실시예의 경우와 동일하게 다음 클록(a)의 상승 타이밍(t2)에서 앤드 회로(24), 오어 회로(24), 앤드 회로(27)를 거쳐서, 래치 회로(23, 28)에 래치 타이밍 지령(g)이 부여된다. 래치 회로(23)의 출력(j)은 sw(0)로부터 sw(4)로, 래치 회로(28)의 출력(k)은 출력 sw(4)로부터 sw(0)로 변한다. t1 직후의 전류 편차 벡터의 각도 t1 직전과 같다.

도 24의 경우, 명백한 바와같이, 가장 근사한 각도를 갖는 전압 벡터는 v(4)이고, 벡터 선택 테이블(21)은 표 3에 의해 sw(4)를 계속 출력한다(i). 래치 회로(23)의 출력(swc), 벡터 선택 테이블(21)의 출력이 같으므로, 불일치 검출 회로(22)의 출력(C)은 0이 되고, 앤드 회로(24)의 출력도 0으로 복귀한다. 한편, 추가한 제로 벡터 검출기(40)의 출력(m)도, 이 타이밍(t2)에서 1로 된다. 그러나, 불일치 검출 회로(22)의 출력이 0이므로, 앤드 회로(41)의 출력(n)도 0이다.

따라서, 오어 회로(25A), 앤드 회로(27)의 출력도 0이다.

전압 벡터(v(4))과 역기전력(e)에 의해서, 전류가 도 25의 일점쇄선상을 화살표 방향으로 변화함으로 전류 편차 벡터는 시계 방향과 같은 회전한다. θΔi가 「-π/6 ~π/6」의 영역으로부터 「3π/2~11π/6」의 영역으로 이동하는 타이밍(t3)에서 벡터 선택 테이블(21)은 표 3에 준하여 sw(5)를 출력한다.

이것에 의해, 불일치 검출 회로(22)의 출력(c)이 1로 변화한다. 추가한 제로 벡터 검출기(40)의 출력은 타이밍(t2) 이후 1로 되어 있으므로, 앤드 회로(41)의 출력(n)과 오어 회로(25A)의 출력(f)도 1이 된다.

따라서, 다음의 클록(a)의 상승(t4)에서 앤드 회로(27)의 출력(g)이 1로 되어, 래치 회로(23,28)가 동작한다.

래치 회로(3)의 출력은 sw(4)로부터 sw(5)로, 래치 회로(28)의 출력은 sw(0)로부터 sw(4)로 변화한다. 래치 회로(23)의 출력과 벡터 선택 테이블(21)의 출력이 어느 것도 sw(5)로 되어 있으므로, 불일치 검출 회로(22)의 출력(c)이 0으로 되어, 오어 회로(25A)의 출력(f)과, 앤드 회로(27)의 출력(g)도 0을 취한다. 래치 회로(28)의 출력이 sw(4)로 되어 있으므로 제로 벡터 검출기(40)의 출력(m)도 0으로 복귀한다.

타이밍(t4)이후 전류는 도 27의 일점쇄선상을 변화함으로 전류 편차 벡터는 반시계방향으로 회전한다. 타이밍(t5)에서 θΔi가 「3π/2~11π/6」의 영역으로부터 「-π/6~π/6」의 영역으로 이동하면 벡터 선택 테이블(21)은 표 3에 기초하여 sw(4)를 출력한다.

θΔi가 「-π/6~π/6」의 영역으로부터 「3π/2~11π/6」의 영역으로 이동한 타이밍(t3)과, 그것이 PWM 신호에 반영된 타이밍(t4)간은 클록(a)의 1주기이내의 짧은 기간이다. 따라서, 타이밍(t4)과 θΔi가 「3π/2~11π/6」의 영역으로부터 「-π/6~π/6」의 영역으로 복귀 타이밍(t5)의 기간도 역시 짧은 기간으로 된다. 도 22에는 클록의 1주기 이내에서 복귀하도록 도시되어 있지만, 실제적으로는 주회로의 동작 속도의 지연분의 시간이 걸린다.

그러나, 도 22에서는 PWM의 1주기 t1으로부터 t17가지의 기간과 비교하면, t3으로부터 t5까지의 기간은 역시 매우 짧아진다. 타이밍(t5)에서 벡터 선택 테이블(21)은 sw(4)를 출력하고, 불일치 검출 회로(22)의 출력(c)은 1로 된다. 그러나, 래치 회로(28)의 출력이 sw(4)이므로, 제로 벡터 검출기(40)의 출력은 0이고, 앤드 회로(41), 오어 회로(25A) 및 앤드 회로(27)의 출력은 0 그대로이다.

따라서, 인버터는 sw(5)에 기초하여 PWM 신호로 계속 운전되고, 타이밍(t6)에서 도 28에 나타낸 바와 같이 벡터 관계로 된다. θΔi가 「-π/6~π/6」의 영역으로부터 「π/6~π/2」의 영역으로 이동한다. 래치 회로(23)의 출력(j)이 sw(5), 래치 회로(28)의 출력(k)이 sw(4)이므로 표 3으로부터 벡터 선택 테이블(21)은 sw(7)를 출력한다. 제로 벡터 검출기(26)의 출력이 1로 되므로, 오어 회로(25A)의 출력도 1로 된다. 그 다음의 클록의 상승 타이밍(t7)에서 앤드 회로(27)의 출력(g)이 1로 되어, 래치 회로(23,28)에 래치 지령을 부여한다. 래치 회로(23)의 출력은 sw(5)로부터 sw(7)로, 래치 회로(28)의 출력은 sw(4)로부터 sw(5)로 변화한다.

여기에서, 래치 회로 출력(sw(7))이 제로 벡터로 되므로, 벡터 선택 테이블(21)은 표 4에 준하여 벡터를 선택하도록 된다. θΔiπ/6으로부터 θΔiπ/6으로 된 경우가 있으므로, 표 4의 각도의 나누는 방법에서는 θΔi는 「π/3~0」의 영역에서 포함되어 있고 출력중의 신호가 sw(7)이므로 벡터 선택 테이블의 출력은 sw(6)으로 된다.

래치 회로(23)의 출력 즉 스위칭 시켄스 논리 회로(13)의 출력이 제로 벡터로 되면, 스위칭 시켄스 논리 회로(13)는 외부로부터 기동 지령(도 22중(b))을 부여할 때까지 제로 백터를 계속 출력한다. 도 29에 나타낸 바와 같은 벡터 관계로 되고, 전류는 일점쇄선상을 이동한다. 전류 편차 벡터는 시계방향으로 회전하고, 그 각도(θΔi)는 「π/3~0」의 영역으로부터 「5π/3~2π」의 영역으로 복귀한다.

이것에 의해 표 4로부터 벡터 선택 테이블의 출력은 sw(6)로부터 sw(5)로 변화한다. 도 22에서는 그 타이밍을 t8로 나타내고 있다.

스위칭 시켄스 논리 회로(13)의 출력이 sw(7)이므로 도 29의 일점쇄선상을 전류가 이동하고 있을 때 오차 영역의 내측의 육각형의 변을 넘어서도 시켄스 기동회로(14)는 동작하지 않는다. U상 스위치 신호가 이미 '1로 되어 있기 때문이다.

따라서, 오차 영역의 외측의 역삼각형의 변을 넘어서서, V상 스위치 신호가 '1이고, 또한 V 상의 편차가 양의 설정치(H)를 넘는 시점(t9)에서 시켄스 기동회로(14)는 기동 신호(1)을 출력한다. 이 시점의 벡터 관계를 도 30에 나타낸다. 이 다음의 클록 펄스의 상승(t10)에서 래치 회로(23)의 출력(j)은 sw(7)로부터 sw(5)로, 래치 회로(28)의 출력(k)은 sw(5)로부터 sw(7)로 변화한다.

이 시점( t10) 이후 t18까지의 동작은 시점(t2~t10)에서의 동작과 유사하므로 설명을 생략한다.

이상에 의해 도 22에 나타낸 바와 같이

sw(0)→sw(4)→sw(5)→sw(7)→sw(5)→sw(4)→sw(0)

의 벡터 이행이 성립한다. 각상 성분((u),(v)(w))을 보면 벡터 이행시에 1회의 스위치이 행해지고 있지 않음을 알 수 있다.

이상에 있어서 시점(t7~t10)간의 벡터 이행과 시켄스 기동 회로(4)의 동작은 전류 전압의 벡터 관계에 의해 미묘하게 변하므로

sw(0)→sw(4)→sw(5)→sw(7)→sw(6)→sw(4)→sw(0)

이라 하는 시켄스로 될 가능성도 있지만, 각 상성분((u),(v),(w))에 있어서는 벡터 이행시에 1회의 스위칭이 행해지지 않음은 변화가 없다

제2실시예에 따라 도 19와 동일한 운전 조건에서 유도 전동기를 운전할 때의 시뮬레이션 파형을 도 31에 나타낸다. 도 19와 비교하여 각 상의 스위칭 회수가 거의 같은데, 선전 전압으로서는 펄스 수가 증가하고 있음을 알 수 있다. 이에 의하여 고조파를 더 저감시킬 수 있다.

상술한 바와 같이, 제2실시예에 의하면, 정상 상태에서 전류 변화의 완만한 전압 벡터를 선택할 뿐만 아니라 전압 벡터의 이행 순서도 규정하여, 동일 스위칭 회수로 전압의 펄스 수를 증가시키고 있어, 고조파를 더욱 저감할 수 있다.

여기까지 전류 편차가 허용 오차를 넘으면 스위칭 시켄스를 기동하는 시켄스 기동 호로(14)에 의한 실시예에 대해 설명하였다. 이와 같이 전류 편차를 소정 범위내로 수용하는 PWM제어에서는 전동기의 회전수에 따라서 스위칭 주파수가 변화한다.

도 32는 유도 전동기의 운전 주파수를 제로 주파수로부터 직선적으로 상승시킬때의 제2실시예에 의한 전류 제어의 시뮬레이션 파형이다. 허용 오차의 설정은 도 19와 동일하다.

도 32에 있어서, 스위칭 주파수가 회전수와 함께 상승하고 있음을 알 수 있다. 회전수가 낮으면 역기전력이 작아지게 되기 때문에 제로 벡터의 기간이 늘어나게 되어 스위칭 주파수가 낮아지게 된다. 따라서, 본 실시예에 의하면 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어와 같이 스위칭 주파수가 비정상적으로 상승하는 현상이 발생하지 않는다. 저회전수에 스위칭 주파수가 낮아지므로 소자의 부담이 완만하게 되나 소음을 고려하면 스위칭 주파수가 대폭적인 변화는 역시 바람지하지 않다.

스위칭 주파수는 대략 일정한 PWM 제어를 행하기 위한 시켄스 기동 회로(14)의 예를 도 33에 나타냈다. 도 33에 있어서 50은 카운터, 51은 콤퍼레이터, 52는 주기 설정치, 53은 앤드 회로, 54는 제로 벡터 검출 회로이다.

도 34의 동작 설명도에 기초하여 도 33의 스위칭 기동 회로(14)의 동작을 설명한다.

카운터(50)에는 도시하지 않은 외부의 클럭 발생기로부터 고속의 클럭 신호가 부여되고, 카운터 업으로부터 그 값을 출력한다. 도 34중 (a)의 톱니형상의 파형은 카운터 값의 증가를 아날로그적으로 나타낸 것이다. 카운터(50)의 출력은 콤퍼레이터(51)에서 주기 설정치(52)와 비교된다. 주기 설정치도 도 34중 (a)에 나타내고 있다.

콤퍼레이터(51)는 카운터(50)의 출력이 주기 설정치(52)의 값과 같은 값 이상으로되면 되면 논리치 1을 출력한다. 이것은 도 34중 (b)에 나타낸다. 콤퍼레이터출력(b)은 앤드 회로(53)에서 제로 벡터 검출기(54)의 출력과 비교된다. 제로 벡터 검출기(54)에는 스위칭 시켄스 논리 회로(13)로부터 출력되는 스위칭 신호(swc)가 입력되고, 그 값이 sw(7)이나 sw(0)이면 논리치 '1을 출력한다.

도 34에는 스위칭신호(swc)의 구성 요소 즉, 각 상의 스위칭 신호를 (u),(v),(w)로 표시하고 있다. 스위칭신호((u),(v),(w))의 모두가 0이거나 또는 모두 1이면 제로 벡터 검출기(54)는 도 34중(d)와 같이 논리치 '1을 출력한다. 도 34중(e)는 앤드 회로(53)의 출력이다. 앤드 회로(53)의 출력은 카운터(50)에 카운터 값의 클리어 신호로서 부여된다.

이상에 의해, 시켄스 기동 회로(14)는 원칙적으로 일정 주기 마다 시켄스 기동 신호를 스위칭 시켄스 논리 회로(13)에 부여한다. 스위칭 시켄스 논리 회로(13)는 기동 신호를 부여하며, 제로 벡터로부터 비제로벡터로 이행하고 또한 1회만 비제로전압 벡터 사이의 이행을 행한다. 최후에는 제로 벡터로 이행하여 일련의 시켄스를 종료하고, 다음의 시켄스 기동 신호를 부여할 때까지 제로 벡터를 연속해서 출력한다. 1회만 비제로전압 벡터사이의 이행을 행하는 것도 도 21에 나타낸 스위칭 시켄스 논리 회로에서 전회 출력되어 있는 스위칭 신호(swo)가 제로 벡터이고 출력 중의 스위칭 신호(swc)와 벡터 선택 테이블(21)의 출력(swn)이 다른 신호이면 외부로부터 시켄스 기동 신호가 부여되지 않게되어도 벡터 이행을 행하는 구성으로 되어 있기 때문이다.

한편, 시켄스 기동 회로(14)는 제로 벡터 검출회로(54)의 출력과 콤퍼레이터(51)의 출력의 앤드를 취하여 기동 신호를 만드는 설정된 주기 이상의 시간이 경과해도 스위칭 시켄스 논리 회로(13)가 제로 벡터를 출력할 때까지 즉, 일련의 스위칭 시켄스가 종료할 때까지 시켄스 기동 신호를 출력하는 것을 기다린다.

이것에 의해서 스위칭 주파수는 설정주기보다 약간 지연되고, 또 주파수가 변동된다. 앤드 회로(53) 및 제로 벡터 출력 회로(54)가 아니면 완전히 일정 주기마다 스위칭 기동 신호를 출력하나 일련의 시켄스 논리가 종료하지 않는 것에 기둥신호가 주어지면 이것에 의해 비제로 벡터사이의 이행이 행해지므로, 오히려 스위칭 이행 시켄스가 산란되어 버린다. 또한 설정한 주기 이상의 시간이 경과하도 스위칭 시켄스 논리 회로(13)가 제로 벡터를 출력할 때까지 즉, 일련의 스위칭 시켄스가 종료할 때까지 시켄스 기동신호를 출력하는 것을 기다림으로써 시켄스 기동회로(14)의 설정 주기에도 불구하고 전류 기준이나 외란의 급변시 등에는 필요한 만큼의 폭의 펄스를 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력할 수 있게 되어 과도 응답을 고속으로 할 수 있다.

도 34에서 알수 있는 바와 같이 스위칭 주파수는 대략 설정 주기(52)의 값을 두배로 하고 그 역수를 취한 주파수가 된다.

이상과 같이 도 32와 동일 조건으로 전동기를 운전한 경우의 시뮬레이션 파형을 도 35에 나타낸다. 스위칭 주파수가 대략 일정하게 유지되어 있다.

이상 기술한 바와 같이 제3실시예에 의하면 정상적인 변조 주파수 일정의 PWM 제어를 행하므로 고속 스위칭 소자를 이용한 인버터에서는 스위칭 주파수가 하락하여 인간의 귀에 쉽게 감지되는 주파수로 되는 것을 피할 수 있는 동시에 저속 스위칭 소자를 이용하고 있는 경우에도 인간에게 거슬리는 소음의 변화를 없앨 수 있다. 또한, 인버터의 주회로 소자의 스위칭 손실을 파악하기 쉽고 설계가 용이하다. 또 스위칭 주파수는 주기 측정용 카운터의 카운터치를 비교하는 콤퍼레이터의 비교 레벨의 설정에 의해서 행해지므로 매우 용이하게 설정할 수 있다.

제3실시예에 의한 시뮬레이션 파형(도 35)을 보면, 전동기의 운전 주파수가 낮을 때의 쪽의 전류 리플이 작고, 운전 주파수가 상승함에 따라서 전류 리플이 크게 되어 있다. 이것까지에서도 낮은 운전 주파수에서 비동기식의 PWM을 행하고, 운전 주파수가 높게 되면 동기식 PWM으로 전환하여 제어한다.

변조 주파수가 일정한 PWM에서는 전동기의 운전 주파수가 높게 되면, 역기전력이 높게 되고 제로 전압 벡터 출력중의 역기전력에 의한 전류변화가 크게 되기 때문에 전류 리플이 증대한다는 현상이 있고, 한편으로는 운전 주파수의 1주기간의 스위칭 회수가 작게 된다. 비동기식에서는 전류 파형이 시시각각 변화하기 때문에, 역기전력 외란이 크게 되는 외에도 제어 기회가 작게 되는 고회전수에서는 전류 파형의 안정성이 현저하게 악화한다. 이 때문에 동기식 PWM으로 절환하는 것이다. 동기식 PWM에서 동일 전압 파형이 반복 출력되면 전류 리플 증대가 있어도 전류 파형의 안정성은 확보된다, 그러나 종래의 방식에서는 비동기식 PWM으로부터 동기식 PWM으로 절환할 때에 전압의 기본파나 고조파 성분의 크기가 급변하기 때문에 과도적으로 대전류가 흐른다는 문제가 있다.

제4실시예는 제3실시예에 의한 비동기식 PWM과 제2실시예에 의한 허용 오차가 일정한 PWM의 쌍방을 가능하게 하는 것이다. 이것은 제3실시예에서 나타낸 시켄스 기동회로와 제2실시예에서 나타낸 시켄스 기동 회로의 쌍방의 스위칭 시켄스 기동 신호의 오어 조건에서 스위칭 시켄스 논리 회로에 대하여 스위칭 시켄스 기동 신호를 부여함으로서 가능하게 된다. 회전수가 작은 범위에서는 제3실시예와 같은 변조 주파수 일정의 PWM을 행하고, 이것에 의한 전류 편차는 허용 오차 범위에 들어간다. 회전수가 상승하면 변조 주파수 일정에서는 전류 편차가 크게 되고 있다. 전류 편차가 허용 오차보다도 크게 되도록 하면 제2실시예에 따라 PWM 제어가 행해지도록 된다.

제4실시예는 전류 제어와 PWM 제어를 동시에 행하는 스위칭 제어이므로, 변조 주파수 일정의 제어와 허용 오차 일정의 제어의 절환시에도 전류 편차의 크기가 제어되면서 절환되므로, 종래와같이 절환시에 쇼크를 발생시키는 문제는 발생하지 않는다. 실제, 쌍방의 오어 조건에서 동작하는 회전수 범위를 갖고, 종래와 같이 어느 회전수에서 갑자기 절화되지 않는다.

단순히 제2,제3실시에에 있어서 스위칭 시켄스 회로(14)의 출력의 오어조건에 의해 스위칭 시켄스 기동 신호를 부여하는 방식에서도 절환은 행해지나, 쌍방의 오어 조건에서 동작하는 회전수 범위에서 펄스 수가 증가해 버린다. 이것을 회피하기 위해서는 제3실시예의 시켄스 기동 회로(14)에 약간의 변경이 필요하다. 이것을 고려하여 허용 오차 일정의 제어와 오어 조건에서 동작하는 시켄스 기동 회로의 예를 도 36에 나타낸다.

도 36에 나타낸 비동기 PWM용 시켄스 기동 회로(14)에 있어서 도 33과의 차이점은 하강 검출 회로(55)가 부가된 것 및 카운터(50)의 클리어 신호로서 하강 검출 회로(55)의 출력이 부여되는 것이다. 하강 검출 회로(55)는 제로 벡터 검출 회로(54)의 출력이 1로부터 0으로 변화한 때 원쇼트 펄스를 발생한다. 따라서 스위칭 신호(swc)의 값 sw(0), sw(7)의 어느 하나로부터 이 2개 이외의 값으로 변화한 때 원쇼트 펄스를 발생한다. 따라서, 스위칭 신호(swc)의 값이 sw(0), sw(7)의 어느 하나로부터 이 2개 이외의 값으로 변화한 때에 원쇼트 펄스를 발생하여 카운터(50)의 카운터치를 0으로 한다. 앤드회로(53)의 출력 신호는 시켄스 기동 회로(14)와의 논리합을 오어 회로(56)에서 취한 후 스위칭 시켄스 논리 회로(13)에 부여한다.

이와 같은 시켄스 기동 회로(14A)의 구성에 의하면, 허용 오차 일정의 스위칭 제어를 행하기 위하여, 시켄스 기동 회로(14A)에 의해 출력되는 시켄스 기동 신호에 의해 스위칭 시켄스 논리 회로(13)가 동작하고, 스위칭 신호가 제로 벡터로부터 비제로 벡터로 변화한 경우에도 카운터의 클리어가 행해진다. 따라서, 허용 오차 일정의 제어를 위해서 시켄스 기동, 주파수 일정의 제어를 위한 시켄스 기동의 어느 것에도 불구하고 전회 제로 벡터로부터 비제로 벡터로 변화하는 시간이 카눈터(50)에서 측정된다. 따라서, 쌍방의 시켄스 기동에 의해서 스위칭 시켄스 논리 회로(13)가 동작하도록 한 회전수 영역에서 펄스 수가 증가하는 것을 방지할 수 있다. 이상과 같이 전동기의 회전수가 낮은 경우에는 변조 주파수가 거의 일정한 PWM, 전동기의 회전수가 높은 경우에는 허용 오차 일정의 PWM이 가능하게 된다. 허용 오차 일정의 PWM에 의하면 전동기의 회전수가 높아지고 사각형파 모드에 이를 때까지 연속하여 운전할 수 있다.

다음에 도 37에 사각형파 모드가 되는 회전수 보다 약간 낮은 회전수의 시뮬레이션 파형을 나타낸다. PWM 파형이 마치 동기식 PWM인 것과 같은 파형으로 되어 있다. 본 발명의 제2실시예의 어느 것에서도 허용 오차 크기를 적게 하면 이와 같은 파형을 얻을 수 있다. 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어에 있어서도 히스테리시스 밴드를 작게 하면 이와 같은 파형을 얻을 수 있다. 그러나, 종래의 히스테리시스 밴드 PWM 제어에서는 저회전수로 스위칭 주파수가 주파수가 비정상적으로 높아지는 문제가 있으므로 사각형과 모드 근방의 회전수에 있어서 안전된 전류 파형을 얻을 수 있는 정도로 히스테리시스 밴드를 작게 함이 곤란했다.

본 발명의 제4실시예에서는, 저회전수에서는 변조 주파수 일정의 제어, 고회전수에서는 허용 오차 일정의 제어로 절환함으로써, 허용 오차의 설정치를 작게 할 수 있고, 동기식 PWM과 같은 파형을 얻을 수 있는 것이다.

이와 같이 사각형파 영역 근방의 회전수에서는 본 발명에 의해서도 실전류(인버터 회로에 흐르는 실제의 전류임)를 전류 기준과 같게 제어할 수는 없다. 그러나, 최근 더 이용되고 있는 dp축전류제어+삼각파 비교 PWM,제어에서도 이와 같은 영역에서의 전류 제어는 할 수 없다. 인버터 직류 전압이 전류 제어하기에 충분한 전압으로 부족하므로 전류가 실전류에 추종할 수 없게 되는 것이다. dp축전류 제어+삼각파 비교 PWM 제어의 경우 이와 같은 영역에서는 전류 제어 앰프가 포화되어 버리므로 전류 제어는 물론 펄스폭제어도 불가능하게 된다. 이에 대해서 본 발명에서는 전류가 전류 기준으로부터 크게 지체되어 동등하게 제어할 수 없게 되는 것이나, 가능한 한 편차를 작게 하도록 하여 전류 제어를 행하도록 되어 있고, 그 결과 전류 기준을 변화시키면 전류 파형도 그대로 변화하여 사각형파까지 연속적으로 PWM 제어가 가능하게 되는 것이다.

제4실시예의 전류 제어가능한 회전수 영역에서의 전류 제어 응답에 있어서 제3실시예와 같이 지연 시간을 갖는 것이 아니고 또 전동기의 저회전수로 주파수 일정 제어를 행하게 되어도 전류 기준의 스텝 변화시 등에서 허용 오차 일정 제어를 위한 시켄스 기동 회로가 즉시 동작하기 때문이다.

따라서, 상술한 바와 같이, 제4실시예에서는, 저회전수에서 변조 주파수 일정 제어, 고회전수에서는 허용 오차 일정 제어를 행하여 인버터가 넓은 운전범위를 동일한 제어 논리에 준해서 제어할 수 있다. 허용 오차 일정 제어는 사각형파 영역까지 연속적으로 PWM 제어가능하고, 또 사각형파 영역으로 들어가는 회전수보다 약간 낮은 회전수에서는 동기식 PWM 제어에서와 같은 전압 파형을 얻을 수 있어 이와 같은 영역에서의 안정적인 운전이 가능하다. 변조 주파수 일정 제어영역과 허용 오차 일정 제어 영역의 사이에서도 아무런 쇼크없이 이행할 수 있다. 이것에 의해서 전차, 전기 자동차 등의 운전 주파수가 매우 높고 제어 회전으로부터 사각형파 영역까지 운전가능한 용도에 적용할 수 있다.

변조 주파수의 제어에는 본 발명의 허용 오차 일정의 시켄스 기동 회로의 허용 오차값을 전동기의 운전 조건에 따라서 변화시킬 수 있다. 종래의 히스테리시스 밴드 PWM와 같이 변조 주파수가 급변하는 것은 아니므로 허용 오차 설정치에 의한 변조 주파수의 제어도 용이하게 된다.

여기까지 본 발명을 전동기 부하에 대한 제어 방법으로서 설명하였으나 본 발명은 다른 부하에 대해서도 적용할 수 있다. 예컨대 UPS(무정전 전원장치)의 인버터 제어에도 이용할 수 있다. UPS의 경우 인버터 출력에 LC 필터가 설치되어 있으나, 지금까지의 설명에서의 역기전력이 UPS에 있어서는 인버터 출력단의 필터의 콘덴서 전압에 상당하는 것으로 생각하면 된다.

UPS에서는 정류기 부하시의 급속한 부하 외란에 의한 전압 변화가 문제이고, 전압의 왜곡율이 작게 제어하기 위해서는 전압 제어의 마이너 루프(minor loop)로서 고속인 전류 제어가 좋다. 본 발명에 의하면 초고속의 전류 응답이 가능하게 되어 전류 왜곡율이 작은 UPS가 가능하게 된다.

따라서, 상술한 바와 같이 본 발명의 실시 형태에 의하면 이하의 효과를 거둘 수 있다.

(1) 히드테리시스 밴드 PWM 제어 및 초고속 전류 응답을 가능하게 하고, 또한 정상 상태에서는 전류 변화의 완만한 전압 벡터만을 선택함으로서 고조파를 저감할 수 있다.

(2) GTO와 같은 저속 스위칭 소자를 이용하고 있는 경우에도 고속의 전류 응답이 가능하다. 전류 제어의 고속화는 AC 서보, 철강용 주압연기용 교류 가변속 드라이브 등의 토크 응답, 속도 응답의 고속화에 직결되고 이들의 고성능화에 기여한다.

(3) 스위칭 시켄스 논리가 전류 편차 벡터의 각도에만 준해서 행해지므로 시켄스 기동 회로의 구성에 의해서 변조 주파수 일정의 PWM 제어, 허용 오차 일정의 PWM 제어 등 다른 태양의 PWM 제어를 동일한 스위칭 시켄스 논리로 실현할 수 있다.

(4) 스위칭 제어에 역기전력 정보를 필요로 하지 않고 전류 편차 벡터의 각도와 자신의 스위칭 신호의 이력에 준해서 스위칭 제어를 행하므로 역기전력의 불분명한 전동기는 물론 UPS외의 전압형 PWM 인버터 전반에 이용할 수 있다.

(5) dp 축전류 제어+삼각파 비교 PWM 제어의 경우 역기전력 외란의 영향을 회피하기 위한 역기전력 보상 제어, dp 축사이의 상호 간섭을 회피하기 위한 비간섭 제어, 인버터의 스위칭 소자의 단란 고장을 방지하기 위한 온딜레이에 의한 PWM의 왜곡을 보정하기 위한 대임 타입 보상 등, 전류 제어 회로의 PI 게인 외에도 여러가지 보상은 일체 불필요하다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 의하면 역기전력 벡터의 위치 정보없이 고조파 억제 가능 또는 고속의 전류 제어 응답 가능한 PWM 신호를 얻을 수 있는 점, 및 스위칭 주파수가 대폭적으로 변동하지 않는 PWM 신호를 얻을 수 있는 인버터 제어 장치를 제공할 수 있다.

Claims

자기 소호형 스위칭 소자를 갖는 인버터의 출력 전류가 전류 지령에 추종하도록 제어하는 인버터 제어 장치에 있어서, 상기 전류 지령과 상기 출력 전류의 편차를 연산하는 편차 연산 회로와, 이 편차 연산 회로로부터의 편차에 준해서 편차 전류 벡터의 각도를 연산하는 벡터각 연산 회로와, 이 벡터각 연산 회로에서 연산된 편차 전류 벡터의 각도와 자신의 출력중의 스위칭 신호에 준해서, 또는 상기 편차 전류 벡터의 각도와 자신의 출력중의 스위칭 신호 및 이전에 출력되어 있는 스위칭 신호에 준해서 스위칭 신호를 선택하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 스위칭 시켄스 논리 회로를 구비하고, 스위칭 시켄스 논리 회로로부터 출력되는 스위칭 신호에 준해서 상기 자자기 소호형 스위치 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
제1항에 있어서,

상기 스위칭 시켄스 논리 회로는 상기 인버터의 출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호로부터 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호로의 이행에는 출력 전압 벡터의 각독 편차 전류 벡터의 각도에 가장 가까운 각도가 되는 스위칭 신호를 선택하고, 상기 인버터의 출력 전압이 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호로부터 이행시에는 상기 전류 편차 벡터가 가장 가까운 각도를, 또 비제로 벡터가 출력중의 비제로 벡터이면 출력중의 스위칭 신호를 유지하고, 상기 전류 편차 벡터와 가장 가까운 각도를 갖는 비제로 전압 벡터가 출력중의 비제로 벡터에 인접하는 비제로 벡터이면, 상기 인접하는 비제로 벡터로 하는 스위칭 신호를 선택하고, 상기 전류 편차 벡터와 가장 가까운 각도를 갖는 비제로 벡터가 출력중의 비제로 벡터 또는 출력중의 비제로 벡터에 인접하는 비제로 벡터중 어느 것도 아니면 제로 벡터가 되는 스위칭 신호를 선택하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
제1항에 있어서,

상시 스위칭 시켄스 논리 회로는 상기 인버터의 출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호로부터 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호로의 이행에서는 출력중의 스위칭 신호중 1상만의 스위칭에 의해서 이행할 수 있는 비제로 벡터중 상기 전류 편차 벡터의 각도에 가장 가까운 각도를 갖는 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호를 선택하고, 상기 인버터 출력 전압이 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호로부터의 이행시에는 상기 전류 편차 벡터와 가장 가까운 각도를 갖는 비제로 벡터가 출력중의 비제로 벡터이면 출력중의 스위칭 신호를 유지하고, 상기 전류 편차 벡터와 가장 가까운 각도를 갖는 비제로 벡터가 출력중의 비제로 벡터에 인접하는 비제로 벡터이면 상기 인접하는 비제로 벡터로 하는 스위칭 신호를 선택하고, 상기 전류 편차 벡터와 가장 가까운 각도를 갖는 비제로 벡터가 출력중의 비제로 벡터 또는 출력중의 비제로 벡터에 인접하는 비제로 벡터중 어느 것도 아니고, 출력중의 비제로 벡터로의 이행전의 벡터로부터 출력중의 비제로 벡터로의 이행을 위해서 어느 상으로 행한 스위칭을 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온에서 부측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로의 스위칭이면 모든 상을 부측의 자기 소호형 스위치 소자온으로 하는 스위칭 신호를 선택하고, 부측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로부터 정측의 자기 소호형 스위치 소자온으로의 스위칭이면 모든 상을 정측의 자기 소호형 스위치 소장 온으로 하는 스위칭 신호로 이행하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
자기 소호형 스위칭 소자를 갖는 인버터의 출력 전류가 전류 지령에 추종하도록 제어하는 인버터 제어 장치에 있어서, 상기 전류 지령과 상기 출력 전류의 편차를 연산하는 편차 연산 회로와, 이 편차 연산 회로로부터의 편차에 준해서 편차 전류 벡터의 각도를 연산하는 벡터각 연산회로와, 이 벡터각 연산 회로에서 연산된 편차 전류 벡터의 각도와 자신의 출력중의 스의칭 신호에 준해서, 또는 상기 편차 전류 벡터의 각도와 자신의 출력중의 스위칭 신호 및 이전에 출력되어 있는 스위칭 신호에 준해서 스위칭 신호를 선택하고, 상기 자기 소호형 스위칭 소자를 제어하도록 일련의 스위칭 시켄스를 발생하는 스위칭 시켄스 논리 회로와, 이 스위칭 시켄스 논리 회로에 대해서 편차 전류 벡터의 각도 이외의 조건으로 시켄스 기동 신호를 발생하는 시켄스 기동 회로를 구비하고, 상기 스위칭 시켄스 논리 회로의 출력하는 스위칭 신호에 준해서 상기 자기 소호형 스위치 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
제4항에 있어서,

시켄스 기동 신호를 부여하면, 인버터 출력 전압이 편차 전류 벡터의 각도에 가장 가까운 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호를 선택하여 출력하고, 상기 편차 전류 벡터의 각도가 출력중의 스위칭 신호에 의한 인버터 출력 전압 벡터 또는 상기 전압 벡터에 인접한 출력 가능한 전압 벡터중 어느것도 아닌 출력 가능한 전압 벡터에 가장 가깝게되면, 상기 시켄스 기동 신호가 부어되어 있지 않아도 출력 전압 벡터의 크기를 제로로 하는 스위칭 신호로 이행하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 스위칭 시켄스 논리 회로와, 인버터 출력 전류와 전류 기준의 편차의 크기 및 출력중의 스위칭 신호에 준해서 시켄스 기동 신호를 발생하는 시켄스 기동 회로를 구비하고, 상기 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 스위칭 신호에 준해서 자기 소호형 스위칭 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
제4항에 있어서,

출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호의 출력 중에 시켄스 기동 신호를 부여하면, 1상만의 스위치엥 의해서 이행할 수 있는 스위칭 신호 중에서 그 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터의 각도가 전류 편차 벡터의 각도에 가장 가깝게 되는 스위칭 신호로 이행하고, 출력전압이 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호의 출력중에는 전류 편차 벡터의 각도와 가장 가까운 각도를 갖는 출력 전압 벡터 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터이면 그 스위칭 신호를 유지하고, 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에 인접하는 전압 벡터이면 시켄스 기동 신호가 부여되거나 또는 출력중의 스위칭 신호로 이행하기 전에 출력되어 있는 스위칭 신호가 제로 전압 벡터로 되는 스위칭 신호였던 어느 하나의 조건이 성립했을때만, 상기 인접하는 전압 벡터를 만들어 내는 스위칭 신호로 이행하고, 전류 편차 벡터의 각도와 가장 가까운 각도를 갖는 출력 전압 벡터가 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에서도 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에 인접하는 전압 벡터도 아니면, 무조건 출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호로 이행하고, 그때에 출력중의 비제로 벡터로의 이행 전의 벡터로부터 출력중의 비제로벡터로의 이행하기 위해서 어느 상에서 행한 스위칭이 정측이 자기 소호형 스위치 소자 온으로부터 부측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로의 스위칭이면 모든 상을 부측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로서 출력 전압으로 제로 벡터를 얻는 스위칭 신호를 선택하고, 부측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로부터 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로의 스위칭이면 모든 상을 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로서 출력 전압으로제로 벡터를 얻을 수 있는 스위칭 신호를 선택하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 스위칭 시켄스 논리 회로와, 상기 인버터 출력 전류와 전류 기준의 편차 크기 및 출력중의 스위칭 신호에 준해서 시켄스 기동 신호를 발생하는 시켄스 기동 회로를 구비하고, 상기 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 스위칭 신호에 준해서 상기 자기 소호형 스위치 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
제4항에 있어서,

출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호의 출력 중에 시켄스 기동 신호를 부여하면, 1상 만의 스위칭에 의해서 이행할 수 있는 스위칭 신호 중에서 그 스위칭 신호에 의해 출력 전압 벡터의 각도가 전류 편차 벡터의 각도에 가장 가깝게 되는 스위칭 신호로 이행하고, 출력전압이 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호의 출력중은 전류 편차 벡터의 각도와 가장 가까운 각도를 갖는 출력 전압 벡터가 출력 중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터이면 그 스위칭 신호를 유지하고, 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에 인접하는 전압 벡터이면 시켄스 기동 신호가 부여되거나 또는 출력 중의 스위칭 신호로 이행하기 전에 출력되어 있는 스위칭 신호가 제어 전압 벡터가 되는 스위칭 신호였던 어느 하나의 조건이 성립했을때만, 상기 인접하는 전압 벡터를 만들어 내는 스위칭 신호로 이행하고, 전류 편차 벡터의 각도와 가장 가까운 각도를 갖는 출력 전압 벡터가 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에서도 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에 인접하는 전압 벡터도 아니면, 무조건 출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호로 이행하고, 그때에 출력 중의 비제로 벡터로의 이행 전의 벡터로부터 출력중의 비제로 벡터로의 이행을 위해서 어느 한 상에서 행한 스위칭이 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로부터 부측이 자기 소호형 스위치 소자온으로의 스위칭이면 모든 상을 부측의 자기 소호형 스위칭 소자 온으로서 출력 전압으로제로 벡터를 얻는 스위칭 신호를 선택하고, 부측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로부터 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로의 스위칭이면 모든 상을 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로서 출력 전압으로 제로벡터를 얻는 스위칭 신호를 선택하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 스위칭 시켄스 논리 회로와, 이 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 스위칭 신호가 제로 벡터로부터 비제로 벡터로 변화한 시점으로부터의 시간을 측정하고, 시간이 소정의 시간을 초과한 시점에서 다음회 스위칭 신호가 제로 벡터로부터 비제로 벡터로 변화하는 시점까지의 사이에, 시켄스 기동 신호를 출력하는 시켄스 기동 회로를 구비하고, 상기 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 시켄스 신호에 준해서 상기 자기 소호형 스위치 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
제4항에 있어서,

출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호의 출력중의 시켄스 기동 신호를 부여하면, 1상 만의 스위칭에 의해서 이행할 수 있는 스위칭 신호 중에서 그 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터의 각도가 전류 편차 벡터의 각도에 가장 가깝게 되는 스위칭 신호로 이행하고, 출력 전압이 비제로 벡터가 되는 스위칭 신호의 출력중에는 전류 편차 벡터의 각도와 가장 가까운 각도를 갖는 출력 전압 벡터가 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터이면 그 스위칭 신호를 유지하고, 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에 인접하는 전압 벡터이면 시켄스 기동 신호가 부여되거나 또는 출력 중의 스위칭 신호로 이행하기 전에 출력되어 있는 스위칭 신호가 제로 전압 벡터가 되는 스위칭 신호였던 어느 하나의 조건이 성립했을때만, 상기 인접하는 전압 벡터를 만들어 내는 스위칭 신호로 이행하고, 전류 편차 벡터의 각도와 가장 가까운 각도를 갖는 출력 전압 벡터가 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압 벡터에서도 출력중의 스위칭 신호에 의한 출력 전압벡터에 인접하는 전압 벡터도 아니면, 무조건 출력 전압이 제로 벡터가 되는 스위칭 신호로 이행하고, 그 때에 출력 중의 비제로 벡터로이 이행 전에 벡터로부터 출력중의 비제로 벡터로의 이행을 위해서 어느 한 상에서 행한 스위칭이 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로서 출력 전압으로 제로 벡터를 얻는 스위칭신호를 선택하고, 부측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로부터 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로의 스위칭이면 모든 상을 정측의 자기 소호형 스위치 소자 온으로서 출력 전압으로 제로 벡터를 얻는 스위칭 신호를 선택하도록 스위칭 시켄스를 생성하는 스위칭 시켄스 논리 회로와, 상기 인버터 출력 전류와 전류 기준의 편차의 크기 및 출력 중의 시켄스 신호에 준해서 시켄스 기동 신호를 발생하는 제1시켄스 기동 회로와, 상기 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 시켄스 신호가 제로 벡터로부터 비제로 벡터로 변화된 시점에서의 시간을 측정하고, 시간이 소정의 시간을 초과한 시점에서 다음의 스위칭 신호가 제로 벡터로부터 비제로 벡터로 변화하는 시점까지의 사이에 시켄스 기동 신호를 출력하는 제2시켄스 기동 회로를 구비하고, 상기 제1 및 제2시켄스 기동회로가 출력하는 시켄스 기동신호의 오어 조건으로 상기 스위칭 시켄스 논리 회로에 시켄스 기동 신호를 부여하고, 상기 스위칭 시켄스 논리 회로가 출력하는 스위칭 신호에 준해서 상기 자기 소호형 스위치 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.