DE3816444C2 - - Google Patents

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Description

Die Erfindung betrifft eine PWM-Steuereinrichtung für einen aus zwei Teilwechselrichtern bestehenden Wechselrichter der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art. Ein solcher Wechselrichter ist aus "Electrical Engineering in Japan", Band 104, Nr. 3, Seiten 30 bis 39, bekannt.
Die Fig. 1 der Zeichnung zeigt den Schaltungsaufbau des bekannten Wechselrichters. Dabei bezeichnen die Bezugsziffer 1 eine Gleichspannungsquelle, die Ziffern 2 a bis 7 a und 2 b bis 7 b Freilaufdioden, von denen jeweils zwei in Reihe geschaltet sind und parallel zur Gleichspannungsquelle 1 liegen, und die Ziffern 8 a bis 13 a sowie 8 b bis 13 b sogenannte GTOs (Gate-Turn-Off Thyristoren), die parallel zu den Freilaufdioden 2 a bis 7 a und 2 b bis 7 b liegen, um einen ersten Teilwechselrichter WRa und einen zweiten Teilwechselrichter WRb zu bilden. Die Ziffern 14 bis 16 bezeichnen Ausgleichsdrosseln, über die Ausgangsanschlüsse der Teilwechselrichter WRa und WRb miteinander verbunden sind. Eine Last 17 erhält die Dreiphasen-Gesamtspannung von den Mittelpunkten der Ausgleichsdrosseln 14 bis 16.
In der Fig. 2 ist eine Steuereinrichtung für den Wechselrichter der Fig. 1 dargestellt, die Oszillatoren 18 a, 18 b, Frequenzteiler 19 a, 19 b, Generatoren 20 a, 20 b zur Erzeugung eines dreieckförmigen Trägersignals. Prozessoren 22 a, 22 b zur Erzeugung einer Dreiphasen-Referenzwelle für die Pulsbreitenmodulation (PWM) eines jeden Teilwechselrichters, einen Überwachungsprozessor 21 zur Steuerung der Prozessoren 22 a, 22 b, Komparatoren 23 a bis 25 a und 23 b bis 25 b zum Vergleich des dreieckförmigen Trägersignals mit der Referenzwelle zur Erzeugung eines PWM-Zündimpulses für jeden der GTOs 8 a bis 13 a und 8 b bis 13 b sowie Impulsformerschaltungen 26 a bis 28 a und 26 b bis 28 b enthält, die verhindern, daß schmale Pulse erzeugt werden. Ein Rückkopplungssignal für die Phase und Amplitude der Kreisströme i uc, ivc und i wc, die direkt durch die Ausgleichsdrosseln in Fig. 1 hindurchfließen, trägt das Bezugszeichen 29.
Im folgenden wird der Betrieb der obenerwähnten Steuereinrichtung im einzelnen bechrieben. Da der erste Teilwechselrichter WRa und der zweite Teilwechselrichter WRb gemäß Fig. 1 einen identischen Aufbau haben, werden die Betriebsvorgänge nur im Hinblick auf den ersten Teilwechselrichter WRa näher erläutert.
Zunächst wird der als Takt dienende Ausgang des Oszillators 18 a durch einen nicht dargestellten U/D-Zähler (up/down- Zähler) zum Herauf- und Herunterzählen gezählt, welcher sich im Generator 20 a zur Erzeugung des dreieckförmigen Trägersignals befindet, so daß eine dreieckförmige Signalwelle e c gemäß Fig. 8 erzeugt und zu den Komparatoren 23 a bis 25 a geliefert wird.
In der Zwischenzeit wird der Ausgang des Oszillators 18 a durch den Frequenzteiler 19 a in der Frequenz unterteilt und zum Prozessor 22 a geführt, und zwar als ein Signal für die Phase der Grundwelle der Ausgangsphasenspannung. Im Prozessor 22 a ist eine Sinuswellentabelle in einem ROM gespeichert, die mit Hilfe des zuvor erwähnten Signals für die Phase der Grundwelle ausgelesen wird, das als Adresse dient, so daß letztlich vom Prozessor 22 a ein Dreiphasen-Sinuswellensignal e a erzeugt und ausgegeben wird.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, vergleichen die Komparatoren 23 a bis 25 a die dreieckförmige Signalwelle e c mit dem Sinuswellensignal e a, um PWM-Zündimpulse S a zu erzeugen.
Die PWM-Zündimpulse S a werden über die Impulsformerschaltungen 26 a bis 28 a geleitet, in denen sie in Zündimpulse u a, va und w a für die GTOs 8 a, 10 a und 12 a umgewandelt werden, wobei schmale Pulse, die nicht im Zusammenhang mit der Pulsbreitenmodulation stehen, eliminiert werden. Ferner werden auch Zündimpulse , und für die GTOs 9 a, 11 a und 13 a erzeugt, die jedoch der Übersicht wegen nicht dargestellt sind und die bezüglich der Impulse u s, va und w a logisch invertiert sind.
Beim Stand der Technik nach Fig. 2 ist zur Verbesserung der Zuverlässigkeit der Steuereinrichtung ein redundantes System vorgesehen, so daß individuelle Steuersysteme vorhanden sind, was bedeutet, daß der erste und der zweite Teilwechselrichter WRa und WRb jeweils durch eigene Oszillatoren 18 a, 18 b und eine entsprechende Steuerschaltung betrieben werden.
Da der erste und der zweite Teilwechselrichter WRa und WRb getrennt angesteuert werden, unterscheiden sich die Amplituden und Phasen der Grundwellen der Spannungen in den jeweiligen Phasen der beiden Teilwechselrichter voneinander, so daß Kreisströme i uc, ivc und i wc entsprechend Fig. 1 über jeden Zwischenphasenweg fließen.
Amplitude und Phase des Kreisstromes in jeder Phase werden zurückgekoppelt, und zwar als Rückkopplungssignal 29 zum Überwachungsprozessor 21, so daß der Überwachungsprozessor 21 in Abhängigkeit davon Steuerbefehle zu beiden Prozessoren 22 a und 22 b der Teilwechselrichter WRa und WRb abgibt, derart, daß Amplitude und Phase des Spannungssollwertes (Referenzwelle) für jede Phase so verändert werden, daß der Kreisstrom in jeder Phase abnimt.
Durch den erläuterten Steuerbetrieb läßt sich die Last gleichmäßig auf beide Teilwechselrichter aufteilen.
Aufgrund des oben beschriebenen Aufbaus der PWM-Steuereinrichtung ergibt sich jedoch das Problem, daß größere Ausgleichsdrosseln erforderlich sind, um den Abgleich zwischen den Strömen in den jeweiligen Phasen der Teilwechselrichter zu gewährleisten, die verschiedene Schwingungsfrequenzen und ferner eine relativ große Kapazität aufweisen. Diese Ausgleichsdrosseln lassen sich daher nicht zur sehr schnellen Steuerung von Ausgangsströmen verwenden. Darüber hinaus weist die Steuereinrichtung nach dem Stand der Technik einen komplexen Aufbau auf.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine PWM-Steuereinrichtung für einen aus zwei Teilwechselrichtern bestehenden Wechselrichter zu schaffen, die mit kleineren Ausgleichsdrosseln betreibbar ist, so daß der Laststrom, also der von ihr abgegebene Strom, schnell gesteuert werden kann, wobei die Steuerschaltung einfach und mit geringen Kosten herstellbar sein soll.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegeben. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die erfindungsgemäße PWM-Steuereinrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß zu dem Phasengesamtspannungs-Sollwert ein Korrektursignal hinzuaddiert oder von diesem subtrahiert wird, das proportional zur Stromdifferenz dem Kreisstrom in einer Richtung ist, so daß die Stromdifferenz reduziert wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 den Aufbau einer PWM- Steuereinrichtung für einen Wechselrichter nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Steuereinrichtung für den Wechselrichter nach Fig. 1,
Fig. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Pulsbreitenmodulation unter Verwendung eines dreieckförmigen Trägersignals,
Fig. 4 den Aufbau einer PWM- Steuereinrichtung für einen Wechselrichter nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 5 eine aus der Fig. 4 extrahierte Schaltung für die Phase u,
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm einer Steuerschaltung für die Phase u gemäß Fig. 5,
Fig. 7 eine Tabelle zur Erläuterung des Zusammenhangs zwischen Schaltzustandsfunktionen von in Fig. 5 gezeigten Schaltelementen und verschiedenen Größen und
Fig. 8 verschiedene Signalwellenformen zur Erläuterung der Betriebsweise der erfindungsgemäßen Schaltung.
Im folgenden wird anhand der Fig. 4 bis 8 ein Ausführungsbeispiel für einen Wechselrichter im einzelnen erläutert. Gleiche Teile wie in Fig. 1 sind dabei mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In der Fig. 4 sind mit den Bezugszeichen 108 a bis 113 a und 108 b bis 113 b Schalter gekennzeichnet, die die Stelle der in Fig. 1 gezeigten GTOs 8 a bis 13 a und 8 b bis 13 b einnehmen.
Die Fig. 5 zeigt den schaltungstechnischen Aufbau für die Phae u und wurde aus der in Fig. 4 gezeigten Schaltung extrahiert. Bezugszeichen 30 und 31 in Fig. 5 kennzeichnen Stromdetektoren für die Ausgangsströme der Phase u des ersten und zweiten Teilwechselrichters WRa und WRb. Entsprechende Stromdetektoren sind auch für die anderen Phasen erforderlich (Phase v und Phase w ).
Eine u-Phasenstrom-Steuereinrichtung für den ersten und zweiten Teilwechselrichter WRa und WRb ist in Fig. 6 dargestellt. Innerhalb der Schaltung nach Fig. 6 sind Subtrahierer 32, 34 und 35, Addierer 33 und 36, eine Verstärkungssteuerung 37 und ein Verstärker 38 vorhanden.
Bezugszeichen 39 und 40 kennzeichnen Komparatoren zum Vergleich des dreieckförmigen Trägersignals e c mit den Referenzwellen v ua* und v ub*, während logische Inverter mit den Bezugszeichen 41 und 42 versehen sind. EIN- Verzögerungsschaltungen 43 bis 46 dienen dazu, Kurzschlüsse in den Netzwerkzweigen zu verhindern. Ein Generator zur Erzeugung eines dreieckförmigen Trägersignals trägt das Bezugszeichen 47, während ein sogenanntes One-Shot-Signal S p, bei dem ein Puls ansteigt, immer bei einem Scheitelwert oder Talwert des dreieckförmigen Trägersignals e c erzeugt wird. Die ansteigende Flanke des Pulses liegt also beim Scheitelwert oder beim Talwert. Eine Abtasthalteschaltung 49 dient zum Abtasten und Halten des Ausgangssignals kiuc der Verstärkungssteuerung 37 beim Anstieg des One-Shot-Signals S p.
Im dargestellten Fall bilden der Addierer 33, der Subtrahierer 34 und der Verstärker 38 einen Generator A zur Erzeugung eines Phasengesamtspannungs-Sollwertes, während der erste Subtrahierer 32, die Verstärkungssteuerung 37, die Abtasthalteschaltung 49, der Subtrahierer 35 und der Addierer 36 einen Generator B zur Erzeugung eines Einzelphasenspannungs- Sollwertes bilden. Durch die Komparatoren 39, 40, die Inverter 41, 42, die EIN-Verzögerungsschaltungen 3 bis 46 und den Generator 47 zur Erzeugung des dreieckförmigen Trägersignals wird ein Generator C zur Erzeugung des Zündimpulses erhalten.
Die Fig. 7 stellt eine Tabelle mit Ausgangsphasenspannungen v ua, vub der ersten und zweiten Teilwechselrichter WRa, WRb dar, und zwar gesehen vom Punkt N in Fig. 5, mit der Spannung v uc, die über der Ausgleichsdrossel abfällt, und mit der Phasenspannung v u, die zur Last geliefert wird, wobei weiterhin Phasenschaltzustände der Schalter 108 a, 109 a, 08 b und 109 b gezeigt sind, die durch die Größen s ua und s ub repräsentiert werden, und zwar jeweils für die Teilwechselrichter WRa und WRb.
Die Fig. 8 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Komparatoren 39 und 40, die die in Fig. 6 gezeigten Referenzwellen v ua* und v ub* mit dem dreieckförmigen Trägersignal e c vergleichen.
Im folgenden wird die Betriebsweise der Steuereinrichtung anhand der Fig. 5 bis 8 im einzelnen erläutert. Entsprechend der Fig. 5 werden die Ausgangsströme i ua und i ub der u-Phase des ersten Teilwechselrichters WRa und des zweiten Teilwechselrichters WRb durch die jeweiligen Detektoren 30 und 31 detektiert. Der Laststrom i u als Summe der Ströme sowie der Zirkulationsstrom i u als Differenz zwischen den Strömen werden jeweils durch den Addierer 33 und den Subtrahierer 32 erhalten.
Der Laststrom i u wird innerhalb des Subtrahierers 34 mit einem dafür vorgesehenen Sollwert i u* verglichen, wobei der Ausgang des Subtrahierers 34 durch den Verstärker 38 verstärkt wird. Vom Verstärker 38 wird der Phasenspannungs- Sollwert v u* gemeinsam für beide Teilwechselrichter WRa und WRb ausgegeben.
Gleichzeitig wird der Kreisstrom i uc in der Verstärkungssteuerung 37 mit einem Verstärkungsfaktor multipliziert, wobei ihr Ausgangssignal von dem zuvor erwähnten Phasenspannungs-Sollwert v u* im Subtrahierer 35 subtrahiert wird. Andererseits wird das Ausgangssignal der Verstärkungssteuerung 37 zum Phasenspannungs-Sollwert v u* hinzuaddiert, und zwar im Addierer 36, so daß Spannungssollwerte v ua*, v ub* für die u-Phase der jeweiligen Teilwechselrichter WRa und WRb ausgegeben bzw. erhalten werden.
Wie in Fig. 8 gezeigt, werden die Spannungssollwerte v ua*, v ub* der u-Phase mit dem dreieckförmigen Trägersignal verglichen, und zwar in den Komparatoren 39 und 40. Die Ausgangssignale der Komparatoren 39 und 40 werden entweder direkt über EIN-Verzögerungsschaltungen 43, 45 geleitet oder über EIN-Verzögerungsschaltungen 44, 46, nachdem sie logisch invertiert worden sind, und zwar durch die Inverter 41, 42. Die EIN-Verzögerungsschaltungen dienen dazu, im Netzwerkzweig einen Kurzschluß infolge des gleichzeitigen Schließens der Schalter 108 a und 109 a oder 109 a und 109 b zu verhindern.
Diese Ausgangssignale der EIN-Verzögerungsschaltungen bilden die Zündimpulse SW ua, SWxa für die Schalter 108 a, 109 a oder die Zündimpulse SW ub, SWxb für die Schalter 108 b, 109 b, um die Mittelpunktspannung V u der Ausgleichsdrossel und die Spannung V uc über der Ausgleichsdrossel zu bilden, wie die Fig. 5 zeigt.
Die Lastklemmenspannung (Mittelpunktspannung der Ausgleichsdrossel) V u und die Spannung V uc über der Ausgleichsdrossel lassen sich, wenn das Potential am Punkt N der Gleichstromschaltung Null ist, wie folgt darstellen:
V u = (V ua+V ub )/2 (1)
V uc = V ua-V ub (2)
Ferner lassen sich anhand der obigen Beschreibungen folgende Beziehungen aufstellen:
v ua* = v u*-ki uc (3)
v ub* = v u*+ki uc (4)
Die Gleichungen (3) und (4) lassen sich in die Gleichungen (1) und (2) einsetzen, und zwar unter Berücksichtigung einer für die Pulsbreitenmodulation gültigen Bedingung, daß der Mittelwert der Spannungen während einer Trägersignalperiode gleich dem Spannungssollwert ist, daß also gilt:
Es werden daher folgende Beziehungen erhalten:
V u = v u* (7)
V uc = -2ki uc (8)
Anhand der Gleichung (7) ist zu erkennen, daß die Lastklemmenspannung B u so gesteuert wird, daß sie gleich dem gemeinsamen Spannungssollwert v u* ist (der gleich der mittleren Spannung während der Trägersignalperiode ist), so daß daher der Laststrom einstellbar ist.
Ferner ist anhand der obigen Gleichung (8) zu erkennen, daß der Kreisstrom i uc und die über der Ausgleichsdrossel abfallende Spannung V uc von entgegengesetzter Polarität sind, woraus folgt, daß ein Anstieg des Kreisstroms i uc über die Spannung V uc zurückgekoppelt wird, die über der Ausgleichsdrossel abfällt, so daß der Kreisstrom i uc reduziert wird. Der Kreisstrom i uc läßt sich daher, wie in Fig. 8 zu erkennen ist, auf extrem kleine Werte verringern. Somit lassen sich der Laststrom i u und der Kreisstrom i uc unabhängig voneinander steuern, ohne daß irgendwelche Interferenzen zwischen beiden Strömen auftreten.
Das obige Ausführungsbeispiel wurde als Analogsystem beschrieben. Selbstverständlich kann aber auch ein System zum Einsatz kommen, das einen Mikroprozessor und digital arbeitende Schaltungen enthält. Sämtliche Vorgänge lassen sich dann durch digitale Signalverarbeitung erzeugen. Die Abtasthalteschaltung 49 läßt sich durch einen Aufwärts/Abwärts-Zähler realisieren, der zur Erfüllung der Gleichung (8) Aufwärts- und Abwärts- Zähloperationen durchführt, und zwar je nach der Polarität des Zirkulationsstroms i uc, um auf diese Weie die u-Phasen- Spannungssollwerte v ua*, v ub* zu bilden. Das Ausgangssignal kann entweder ein Einphasen- oder ein Mehrphasensignal sein.
Da gemäß der beschriebenen Schaltung die Laststromsteuerung und die Zirkulationsstromsteuerung unabhängig voneinander durchgeführt werden, ist es möglich, eine schnelle Steuerung des Laststroms mit einem auf einen sehr kleinen Wert reduzierten Kreisstrom durchführen zu können, selbst wenn relativ kleine Ausgleichsdrosseln benutzt werden. Die gesamte Einrichtung läßt sich somit kleiner und kostengünstiger herstellen und weist eine größere Leistungsfähigkeit auf.

Claims (6)

1. Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Steuereinrichtung für einen aus zwei Teilwechselrichtern bestehenden Wechselrichter,
  • - wobei gleichphasige Ausgänge der Teilwechselrichter über je eine Ausgleichsdrossel mit Mittelpunktanzapfung verbunden sind und die Mittelpunkte so einen dreiphasigen Gesamtspannungsausgang bilden,
  • - mit einem Zündimpuls-Generator (C ) zur Erzeugung von Zündimpulsen (SW ua, SWxa, SWub, SWxb ) für die Teilwechselrichter (WRa, WRb ) durch Vergleich der Einzelphasenspannungs- Sollwerte (v ua*, v ub*) mit einem dreieckförmigen Trägersignal (e c ),
gekennzeichnet durch
  • a) je Phase einen Phasengesamtspannungs-Sollwertgenerator (A ) zur Erzeugung eines Phasenspannungs-Sollwertes (v u*) gemeinsam für beide Teilwechselrichter (WRa, WRb ) abhängig von der Summe der gleichphasigen Ausgangsströme der Teilwechselrichter (WRa, WRb ), und durch
  • b) einen Einzelphasenspannungs-Sollwertgenerator (B ) zur Erzeugung der Phasenspannungs-Sollwerte (v ua*, v ub*) für die Teilwechselrichter (WRa, WRb ), abhängig von der Differenz der gleichphasigen Ausgangsströme (i ua, iub ) der Teilwechselrichter (WRa, WRb ).
2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasengesamtspannungs-Sollwertgenerator (A ) einen Addierer (33) zur Addition der gleichphasigen Ausgangsströme (i ua, iub ) sowie einen Subtrahierer (34) zum Vergleichen des Laststromausgangs (i u ) des Addierers (33) mit einem Sollwert (i u*) für denselben enthält.
3. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Einzelphasenspannungs-Sollwertgenerator (B ) einen ersten Subtrahierer (32) zum Vergleichen der gleichphasigen Ausgangsströme (i ua, iub ) miteinander, eine Verstärkungssteuerung (37) zur Multiplikation des vom ersten Subtrahierer (32) ausgegebenen Kreisstroms (i uc ) mit einem Verstärkungsfaktor (k ), eine mit dem Ausgang der Verstärkungssteuerung (37) verbundene Abtasthalteschaltung (49), einen zweiten Subtrahierer (35) zum Vergleichen des Ausgangs der Abtasthalteschaltung (49) mit dem Phasenspannungs- Sollwert (v u*), der vom Phasengesamtspannungs-Sollwertgenerator (A ) ausgegeben worden ist, und einen Addierer (36) zur Addition des Ausgangs der Abtasthalteschaltung (49) zu diesem Phasenspannungs-Sollwert (v u*) enthält.
4. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasthalteschaltung (49) ein auf/abzählender Zähler ist.
5. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zündimpuls-Generator (C ) einen Generator (47) zur Erzeugung des dreieckförmigen Trägersignals (e c ), einen ersten und einen zweiten Komparator (39, 40) zum Vergleichen des Trägersignals (e c ) mit jedem der vom Einzelphasenspannungs- Sollwertgenerator (B ) erzeugten Phasenspannungs-Sollwerte (v ua*, v ub*), einen ersten und einen zweiten logischen Inverter (41, 42) zum Invertieren der jeweiligen Ausgangssignale des ersten und zweiten Komparators (39, 40) sowie erste bis vierte EIN-Verzögerungsschaltungen (43 bis 46) aufweist, die einen Kurzschluß in Netzwerkzweigen verhindern und von denen jeweils eine mit einem Ausgang des ersten und zweiten Komparators (39, 40) bzw. des ersten und zweiten Inverters (41, 42) verbunden ist.
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