DE3816444A1 - Pwm-steuereinrichtung fuer einen ausgleichsdrossel-multiplex-inverter - Google Patents

Pwm-steuereinrichtung fuer einen ausgleichsdrossel-multiplex-inverter

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Description

Die Erfindung betrifft eine PWM-Steuereinrichtung für einen Ausgleichsdrossel-Multiplex-Inverter bzw. Wechselrichter, bei der Ausgangsanschlüsse zweier Inverter über Ausgleichsdrosseln so miteinander verbunden sind, daß parallele Dreiphasen- Multiplex-Ausgänge von den Mittelpunkten der Ausgleichsdrosseln erhalten werden. Ferner betrifft die Erfindung eine Steuertechnik für den umlaufenden bzw. zirkulierenden Strom, der durch jede Ausgleichsdrossel hindurchfließt und zwischen den beiden Invertern zirkuliert.
Die Fig. 1 zeigt einen Hauptschaltungsteil eines Ausgleichsdrossel- Multiplex-GTO-PWM-Inverters, wie er z. B. in dem Aufsatz Nr. 59-B 28 mit dem Titel "Parallel Operation of GTO-PWM Inverters" in Transactions of Japan Society of Electric Engineers, Band 104, Teil B, Nr. 4, April 1984 beschrieben ist. In der Fig. 1 bezeichnet die Ziffer 1 eine Gleichspannungsquelle, die Ziffern 2 a bis 7 a und 2 b bis 7 b Zirkulationsdioden, von denen jeweils zwei in Reihe geschaltet sind und parallel zur Gleichspanungsquelle 1 liegen, und die Ziffern 8 a bis 13 a sowie 8 b bis 13 b sogenannte GTO′s bzw. mittels Gitter ausschaltbarer Thyristoren, die parallel zu den Zirkulationsdioden 2 a bis 7 a und 2 b bis 7 b liegen, um einen ersten Inverter INV. a bzw. ersten Wechselrichter und einen zweiten Inverter INV. b bzw. zweiten Wechselrichter zu bilden. Die Ziffern 14 bis 16 bezeichnen Ausgleichsdrosseln bzw. Interphase Reactors, über die Ausgangsanschlüsse der Inverter INV. a und INV. b miteinander verbunden sind. Eine Last 17 empfängt einen parallelen Dreiphasen-Multiplex-Ausgang von den Mittelpunkten der Ausgleichsdrosseln 14 bis 16.
In der Fig. 2 ist eine Steuerschaltung für den Hauptschaltungsteil in Fig. 1 dargestellt, die Oszillatoren 18 a, 18 b, Frequenzteiler 19 a, 19 b, Generatoren 20 a, 20 b zur Erzeugung dreieckförmiger Träger bzw. Trägersignale, lokale Prozessoren 22 a, 22 b zur Erzeugung einer Dreiphasen-Referenzwelle für die Pulsbreitemodulation (PWM) eines jeden Inverters, einen Überwachungsprozessor 21 zur Steuerung der lokalen Prozessoren 22 a, 22 b, Komparatoren 23 a bis 25 a und 23 b bis 25 b zum Vergleich der dreieckförmigen Träger bzw. Trägersignale mit der Referenzwelle zur Erzeugung eines PWM-Zündsignals für jeden der GTO′s 8 a bis 13 a und 8 b bis 13 b sowie Wellenformerschaltungen 26 a bis 28 a und 26 b bis 28 b bzw. Impulsformerschaltungen enthält, die verhindern, daß schmale Pulse erzeugt werden. Ein Rückkopplungssignal für Phase und Amplitude der umlaufenden Ströme i uc , i vc und i wc , die direkt durch die Ausgleichsdrosseln in Fig. 1 hindurchfließen, trägt das Bezugszeichen 29.
Im folgenden wird der Betrieb der oben erwähnten Schaltung im einzelnen beschrieben. Da der erste Inverter INV.a und der zweite Inverter INV. b gemäß Fig. 1 einen identischen Aufbau aufweisen, werden die Betriebsvorgänge nur im Hinblick auf den ersten Inverter INV. a näher erläutert.
Zunächst wird der als Takt dienende Ausgang des Oszillators 18 a durch einen nicht dargestellten U/D-Zähler (up/down- Zähler) zum Herauf- und Herunterzählen gezählt, welcher sich im Generator 20 a zur Erzeugung des dreieckförmigen Trägers befindet, so daß eine dreieckförmige Signalwelle e c gemäß Fig. 8 erzeugt und zu den Komparatoren 23 a bis 25 a geliefert wird.
In der Zwischenzeit wird der Ausgang des Oszillators 18 a durch den Frequenzteiler 19 a in der Frequenz unterteilt und zum lokalen Prozessor 22 a geführt, und zwar als ein Signal für die Phase der Grundwelle der Ausgangsphasenspannung. Im lokalen Prozessor 22 a ist eine Sinuswellentabelle in einem ROM gespeichert, die mit Hilfe des zuvor erwähnten Signals für die Phase der Grundwelle ausgelesen wird, das als Adresse dient, so daß letztlich vom lokalen Prozessor 22 a ein Dreiphasen-Sinuswellensignal e a erzeugt und ausgegeben wird.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, vergleichen die Komparatoren 23 a bis 25 a die dreieckförmige Signalwelle e c mit dem Sinuswellensignal e a , um PWM-Zündsignale S a zu erzeugen.
Die PWM-Zündsignale S a werden über Wellenformerschaltungen 26 a bis 28 a geleitet, in denen sie in Zündsignale u a , v a und w a für die GTO′s 8 a, 10 a und 12 a umgewandelt werden, wobei schmale Pulse, die nicht im Zusammenhang mit der Pulsbreitenmodulation stehen, eliminiert werden. Ferner werden auch Zündsignale und für die GTO′s 9 a, 11 a und 13 a erzeugt, die jedoch der Übersicht wegen nicht dargestellt sind und bezüglich der Signale u a , v a und w a eine negative Logik aufweisen.
Beim Stand der Technik nach Fig. 2 ist zur Verbesserung der Betriebszuverlässigkeit der Schaltung ein redundantes System vorgesehen, so daß individuelle Steuersysteme vorhanden sind, was bedeutet, daß der erste und der zweite Inverter INV. a und INV. b jeweils durch eigene Oszillatoren 18 a, 18 b und Steuerschaltungen betrieben werden.
Da der erste und der zweite Inverter INV. a und INV. b getrennt angesteuert werden, wie bereits erwähnt, unterscheiden sich die Amplituden und Phasen der Grundwellen der Spannungen in den jeweiligen Phasen der beiden Inverter voneinander, so daß umlaufende bzw. Zirkulationsströme i uc , i vc und i wc entsprechend Fig. 1 durch jeden Zwischenphasenweg hindurchfließen.
Amplitude und Phase des Zirkulationsstroms in jeder Phase werden zurückgekoppelt, und zwar als Rückkopplungssignal 29 zum Überwachungsprozessor 21, so daß der Überwachungsprozessor 21 in Abhängigkeit davon Steuerbefehle zu beiden lokalen Prozessoren 22 a und 22 b der Inverter INV. a und INV. b abgibt, derart, daß Amplitude und Phase des Spannungsbefehlswerts (Referenzwelle) für jede Phase so verändert werden, daß der Zirkulationsstrom in jeder Phase abnimmt.
Durch den erläuterten Steuerbetrieb läßt sich die Last gleichmäßig auf beide Inverter INV. a und INV. b aufteilen.
Aufgrund des oben beschriebenen Aufbaus der PWM-Steuerschaltung für den Ausgleichsdrossel-Multiplex-Inverter ergibt sich jedoch das Problem, daß größere Ausgleichsdrosseln erforderlich sind, um den Abgleich zwischen den Strömen in den jeweiligen Phasen der Inverter zu gewährleisten, die unterschiedliche Schwingungsfrequenzen und ferner eine relativ große Kapazität aufweisen. Diese Ausgleichsdrosseln lassen sich daher nicht zur Hochgeschwindigkeitssteuerung von Ausgangsströmen verwenden. Darüber hinaus weist die Steuerschaltung nach dem Stand der Technik einen komplexen Aufbau auf.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die oben beschriebenen Probleme zu überwinden und eine PWM-Steuereinrichtung für einen Ausgleichsdrossel-Multiplex-Inverter zu schaffen, die mit kleineren Ausgleichsdrosseln bzw. Interphase Reactors betreibbar ist, so daß der Laststrom, also der von ihr abgegebene Strom, schnell gesteuert werden kann, die nur eine vereinfachte Steuerschaltung benötigt und die mit nur geringen Kosten herstellbar ist.
Die Lösung der gestellten Aufgabe ist im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegeben. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Eine Pulsbreitenmodulations-Steuereinrichtung nach der Erfindung für einen Ausgleichsdrossel-Multiplex- bzw. Mehrfach- Inverter, bei der Ausgangsanschlüsse ihrer beiden Inverter über Ausgleichsdrosseln miteinander verbunden sind, um parallele Dreiphasen-Multiplex- bzw. Mehrfach-Ausgänge von Mittelpunkten der Ausgleichsdrosseln zu erhalten, zeichnet sich aus durch einen Gemeinschaftsphasenspannungs- Befehlswert-Generator zur Erzeugung eines Phasenspannungs- Befehlswerts gemeinsam für beide Inverter anhand der Summe der Ausgangsströme der Inverter in derselben Phase, einen Einzelphasenspannungs-Befehlswert-Generator zur Erzeugung von Phasenspannungs-Befehlswerten für die einzelnen Inverter anhand der Differenz zwischen den Ausgangsströmen in derselben bzw. jeder Phase, und dadurch, daß von dem zuvor erwähnten Gemeinschaftsphasenspannungs-Befehlswert ein Korrektursignal hinzuaddiert oder von diesem subtrahiert wird, das einen Wert proportional zum Stromdifferenzsignal (Umlauf- bzw. Zirkulationsstrom) in einer Richtung aufweist, um das Stromdifferenzsignal zu reduzieren. Ferner ist ein Zündsignal-Generator zur Erzeugung von Zündsignalen für die einzelnen Inverter vorhanden, wobei die Zündsignale anhand eines dreieckförmigen Trägersignals für beide Inverter sowie anhand des zuvor erwähnten Einzelphasenspannungs-Befehlswerts erzeugt werden. Der vom Gemeinschaftsphasenspannungs-Befehlswert-Generator erzeugte Phasenspannungs-Befehlswert bildet die Pulsbreitenmodulations-Referenzwelle (PWM reference wave).
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 einen schematisch dargestellten Aufbau einer PWM- Steuereinrichtung nach dem Stand der Technik für einen Ausgleichsdrossel-Multiplex-GTO-Inverter,
Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Steuerschaltung für den Inverter nach Fig. 1,
Fig. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Pulsbreitenmodulation unter Verwendung eines dreieckförmigen Trägers,
Fig. 4 einen schematisch dargestellten Aufbau einer PWM- Steuereinrichtung für einen Ausgleichsdrossel-Multiplex- Dreiphaseninverter nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 5 eine aus der Fig. 4 extrahierte Schaltung für die Phase u,
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm einer Steuerschaltung für die Phase u gemäß Fig. 5,
Fig. 7 eine Tabelle zur Erläuterung des Zusammenhangs zwischen Schaltzustandsfunktionen von in Fig. 5 gezeigten Schaltelementen und verschiedenen Größen, und
Fig. 8 verschiedene Signalwellenformen zur Erläuterung der Betriebsweise der erfindungsgemäßen Schaltung.
Im folgenden wird anhand der Fig. 4 bis 8 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung im einzelnen erläutert. Gleiche Teile wie in Fig. 1 sind dabei mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In der Fig. 4 sind mit den Bezugszeichen 108 a bis 113 a und 108 b bis 113 b Schalter gekennzeichnet, die anstelle der in Fig. 1 gezeigten GTO′s 8 a bis 13 a und 8 b bis 13 b vorhanden sind.
Die Fig. 5 zeigt nur den schaltungstechnischen Aufbau für die Phase u und wurde aus der in Fig. 4 gezeigten Schaltung extrahiert. Bezugszeichen 30 und 31 in Fig. 5 kennzeichnen Stromdetektoren für die Ausgangsströme der Phase u des ersten und zweiten Inverters INV. a und INV. b. Entsprechende Stromdetektoren sind auch für die anderen Phasen erforderlich (Phase v und Phase w).
Eine u-Phasen-Stromsteuerschaltung für den ersten und zweiten Inverter INV. a und INV. b ist in Fig. 6 dargestellt. Innerhalb der Schaltung nach Fig. 6 sind Subtrahierstufen 32, 34 und 35, Addierstufen 33 und 36, eine Verstärkungssteuerung 37 und ein Verstärker 38 vorhanden.
Bezugszeichen 39 und 40 kennzeichnen Komparatoren zum Vergleich des dreieckförmigen Trägers e c mit den Referenzwellen v ua * und v ub *, während negative logische Elemente mit dem Bezugszeichen 41 und 42 versehen sind (Inverter). EIN- Verzögerungsschaltungen 43 bis 46 dienen dazu, Kurzschlüsse in Netzwerkzweigen zu verhindern. Ein Generator zur Erzeugung eines dreieckförmigen Trägers e c trägt das Bezugszeichen 47, während ein sogenanntes One-Shot-Signal S p , bei dem ein Puls ansteigt, immer bei einem Scheitelwert oder Talwert des dreieckförmigen Trägers e c erzeugt wird. Die ansteigende Flanke des Pulses liegt also beim Scheitelwert oder beim Talwert. Eine Abtasthalteschaltung 49 dient zum Abtasten und Halten des Ausgangssignals ki uc der Verstärkungssteuerung 37 beim Anstieg des One-Shot-Signals S p .
Im dargestellten Fall bilden die Addierstufe 33, die Subtrahierstufe 34 und der Verstärker 38 einen Generator A zur Erzeugung eines Gesamtphasenspannungs-Befehlswerts, während die Subtrahierstufe 32, die Verstärkungssteuerung 37, die Abtasthalteschaltung 49, die Subtrahierstufe 35 und die Addierstufe 36 einen Generator B zur Erzeugung eines Einzelphasenspannungs- Befehlswerts bilden. Durch die Komparatoren 39, 40, die negativen Logikelemente 41, 42 (Inverter), die EIN-Verzögerungsschaltungen 43 bis 46 und den Generator 47 zur Erzeugung des dreieckförmigen Trägers e c wird ein Generator C zur Erzeugung des Zündsignals erhalten.
Die Fig. 7 stellt eine Tabelle mit Ausgangsphasenspannungen v ua , v ub des ersten und zweiten Inverters INV. a, INV. b dar, und zwar gesehen vom Punkt N in Fig. 5, mit der Spannung v uc , die über der Ausgleichsdrossel abfällt, und mit der Phasenspannung v u , die zur Last geliefert wird, wobei weiterhin Phasenschaltzustände der Schalter 108 a, 109 a, 108 b und 109 b gezeigt sind, die durch die Größen s ua und s ub repräsentiert werden, und zwar jeweils für die Inverter INV. a und INV. b.
Die Fig. 8 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Komparatoren 39 und 40, die die in Fig. 6 gezeigten Referenzwellen v ua * und v ub * mit dem dreieckförmigen Träger e c vergleichen.
Im folgenden wird die Betriebsweise der Schaltung nach der Erfindung anhand der Fig. 5 bis 8 im einzelnen erläutert. Entsprechend der Fig. 5 werden die Ausgangsströme i ua und i ub der u-Phase des ersten Inverters INV. a und des zweiten Inverters INV. b durch die jeweiligen Detektoren 30 und 31 detektiert. Der Laststrom i u als Summe der Ströme sowie der Zirkulationsstrom i uc als Differenz zwischen den Strömen werden jeweils durch die Addierstufe 33 und die Subtrahierstufe 32 erhalten.
Der Laststrom i u wird innerhalb der Substrahierstufe 34 mit einem dafür vorgesehenen Befehlswert i u * überprüft, wobei der Ausgang der Subtrahierstufe 34 durch den Verstärker 38 verstärkt wird. Vom Verstärker 38 wird der Phasenspannungs- Befehlswert v u * gemeinsam für beide Inverter INV. a und INV. b ausgegeben.
Gleichzeitig wird der Zirkulationsstrom i uc in der Verstärkungssteuerung 37 mit einem Verstärkungsfaktor multipliziert, wobei ihr Ausgangssignal von dem zuvor erwähnten Phasenspannungs-Befehlswert v u * in der Subtrahierstufe 35 substrahiert wird. Andererseits wird das Ausgangssignal der Verstärkungssteuerung 37 zum Phasenspannungs-Befehlswert v u * hinzuaddiert, und zwar in der Addierstufe 36, so daß Spannungsbefehlswerte v ua *, v ub * für die u-Phase der jeweiligen Inverter INV. a und INV. b ausgegeben bzw. erhalten werden.
Wie in Fig. 8 gezeigt, werden die Spannungsbefehlswerte v ua *, v ub * der u-Phase mit dem dreieckförmigen Träger e c verglichen, und zwar in den Komparatoren 39 und 40. Die Ausgangssignale der Komparatoren 39 und 40 werden entweder direkt über EIN-Verzögerungsschaltungen 43, 45 geleitet oder über EIN-Verzögerungsschaltungen 44, 46, nachdem sie logisch invertiert worden sind, und zwar durch die negativen logischen Elemente 41, 42 (Inverter). Die EIN-Verzögerungsschaltungen dienen dazu, im Netzwerkzweig einen Kurzschluß zu verhindern, und zwar infolge des gleichzeitigen Zündens der Schalter 108 a und 109 a oder 108 b und 109 b.
Diese Ausgangssignale der EIN-Verzögerungsschaltungen bilden das Zündsignal SW ua , SW xa für die Schalter 108 a, 109 a oder das Zündsignal SW ub , SW xb für die Schalter 108 b, 109 b, um die Mittelpunktspannung V u der Ausgleichsdrossel (Interphase Reactor) und die Spannung V uc über der Ausgleichsdrossel zu bilden, wie die Fig. 5 zeigt.
Die Lastklemmenspannung (Mittelpunktspannung der Ausgleichsdrossel) V u und die Spannung V uc über der Ausgleichsdrossel lassen sich, wenn das Potential am Punkt N der Gleichstrom- bzw. D. C.-Schaltung Null ist, wie folgt darstellen:
V u = (V ua + V ub )/2 (1)
V uc = V ua - V ub (2)
Ferner lassen sich anhand der obigen Beschreibungen folgende Beziehungen aufstellen:
v ua * = v u * - ki uc (3)
v ub * = v u * + ki uc (4)
Die Gleichungen (3) und (4) lassen sich in die Gleichungen (1) und (2) einsetzen, und zwar unter Berücksichtigung einer für die Pulsbreitenmodulation (PWM oder pulse width modulation) gültigen Bedingung, daß der Mittelwert der Spannungen während einer Trägerperiode gleich dem Spannungsbefehlswert ist, daß also gilt:
Es werden daher folgende Beziehungen erhalten:
V u = v u * (7)
V uc = -2 ki uc (8)
Anhand der Gleichung (7) ist zu erkennen, daß die Lastklemmenspannung V u so gesteuert wird, daß sie gleich dem gemeinsamen Spannungsbefehlswert v u * ist (der gleich der mittleren Spannung während der Trägerperiode ist), so daß daher der Laststrom einstellbar ist.
Ferner ist anhand der obigen Gleichung (8) zu erkennen, daß der Zirkulationsstrom i uc (circulating current) und die über der Ausgleichsdrossel abfallende Spannung V uc von entgegengesetzter Polarität sind, woraus folgt, daß ein Anstieg des Zirkulationsstroms i uc über die Spannung V uc zurückgekoppelt wird, die über der Ausgleichsdrossel abfällt, um zu bewirken, daß der Zirkulationsstrom i uc reduziert wird. Der Zirkulationsstrom i uc läßt sich daher, wie in Fig. 8 zu erkennen ist, auf extrem kleine Werte reduzieren. Somit lassen sich der Laststrom i u und der Zirkulationsstrom i uc unabhängig voneinander steuern, ohne daß irgendwelche Interferenzen zwischen beiden Strömen auftreten.
Das obige Ausführungsbeispiel der Erfindung wurde als eine Anordnung in einem Analogsystem beschrieben. Selbstverständlich kann aber auch ein System zum Einsatz kommen, das einen Mikroprozessor und digital arbeitende Schaltungen enthält. Sämtliche Vorgänge lassen sich dann durch digitale Signalverarbeitung erzeugen. Die Abtasthalteschaltung 49 läßt sich durch einen Aufwärts/Abwärts-Zähler realisieren, der zur Erfüllung der Gleichung (8) Aufwärts- und Abwärts- Zähloperationen durchführt, und zwar je nach Polarität des Zirkulationsstroms i uc , um auf diese Weise die u-Phasen- Spannungsbefehle v ua *, v ub * zu bilden. Die Phase des Ausgangs bzw. des Ausgangssignals kann entweder eine Einzelphase oder eine Mehrfachphase sein.
Da gemäß der Erfindung die Laststromsteuerung und die Zirkulationsstromsteuerung unabhängig voneinander durchgeführt werden, ist es möglich, eine schnelle Steuerung des Laststroms mit dem auf einen sehr kleinen Wert reduzierten Zirkulationsstrom durchführen zu können, selbst wenn relativ kleine Ausgleichsdrosseln bzw. Interphase Reactors benutzt werden. Die gesamte Einrichtung läßt sich somit kleiner und kostengünstiger herstellen und weist eine größere Kapazität bzw. Leistungsfähigkeit auf.

Claims (5)

1. Pulsbreitenmodulations-Steuereinrichtung für einen Ausgleichsdrossel-Multiplex-Inverter, bei der Ausgangsanschlüsse ihrer beiden Inverter (INV. a, INV. b) über Ausgleichsdrosseln (14, 15, 16) miteinander verbunden sind, um parallele Dreiphasen-Multiplex-Ausgänge von Mittelpunkten der Ausgleichsdrosseln (14, 15, 16) zu erhalten, gekennzeichnet durch
  • a) einen Gemeinschaftsphasenspannungs-Befehlswert-Generator (A) zur Erzeugung eines Phasenspannungs-Befehlswerts (v u *) gemeinsam für beide Inverter (INV. a, INV. b) anhand der Summe der Ausgangsströme (i ua , i ub ) der Inverter bei derselben Phase,
  • b) einen Einzelphasenspannungs-Befehlswert-Generator (B) zur Erzeugung von Phasenspannungs-Befehlswerten (v ua *, v ub *) für die einzelnen Inverter (INV. a INV. b) anhand der Differenz zwischen den Ausgangsströmen (i ua , i ub ) der Inverter bei derselben Phase, und
  • c) einen Zündsignal-Generator (C) zur Erzeugung von Zündsignalen (SW ua , SW xa , SW ub , SW xb ) für die einzelnen Inverter (INV. a, INV. b) anhand der Einzelphasenspannungs-Befehlswerte (v ua *, v ub *) und eines dreieckförmigen Trägersignals (e c ).
2. Pulsbreitenmodulations-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gemeinschaftsphasenspannungs- Befehlswert-Generator (A) eine Addierstufe (33) zur Addition der Ausgangsströme (i ua , i ub ) in jeder Phase sowie eine Substrahierstufe (34) zur Prüfung des Laststromausgangs (i u ) von der Addierstufe (33) mittels eines Befehlswerts (i u *) für diesselbe enthält.
3. Pulsbreitenmodulations-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Einzelphasenspannungs- Befehlswert-Generator (B) eine erste Subtrahierstufe (32) zur Prüfung der Ausgangsströme (i ua , i ub ) in jeder Phase gegeneinander, eine Verstärkungssteuerung (37) zur Multiplikation des von der Subtrahierstufe (32) ausgegebenen Zirkulationsstroms (i uc ) mit ihrem Verstärkungsgrad (k), eine mit dem Ausgang der Verstärkungssteuerung (37) verbundene Abtasthalteschaltung (49), eine zweite Substrahierstufe (35) zur Prüfung des Ausgangs der Abtasthalteschaltung (49) mit dem Phasenspannungs-Befehlswert (v u *), der vom Gemeinschaftsphasenspannungs-Befehlswert-Generator (A) ausgegeben worden ist, und eine Addierstufe (36) zur Addition des Ausgangs der Abtasthalteschaltung (49) zu diesem Phasenspannungs-Befehlswert (v u *) enthält.
4. Pulsbreitenmodulations-Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasthalteschaltung (49) ein herauf-/herunterzählender Zähler ist.
5. Pulsbreitenmodulations-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zündsignal-Generator (C) einen Generator (47) zur Erzeugung eines dreieckförmigen Trägersignals (e c ), eine erste und eine zweite Vergleichsstufe (39, 40) zum Vergleich des Trägersignals (e c ) mit jedem der vom Einzelphasenspannungs-Befehlswert- Generator (B) erzeugten Phasenspannungs-Befehlswerte (v ua *, v ub *), ein erstes und ein zweites logisches Element (41, 42) zum logischen Invertieren der jeweiligen Ausgangssignale der ersten und zweiten Vergleichsstufe (39, 40) sowie erste bis vierte EIN-Verzögerungsschaltungen (43 bis 46) aufweist, die einen Kurzschluß in Netzwerkzweigen verhindern, und von denen jeweils eine mit einem Ausgang der ersten und zweiten Vergleichsstufe (39, 40) bzw. des ersten und zweiten logischen Elements (41, 42) verbunden ist.
DE3816444A 1987-05-15 1988-05-13 Pwm-steuereinrichtung fuer einen ausgleichsdrossel-multiplex-inverter Granted DE3816444A1 (de)

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JP62119672A JPS63287371A (ja) 1987-05-15 1987-05-15 相間リアクトル多重式ｐｗｎインバ−タ

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