DE69813962T2

DE69813962T2 - Schaltregleranordnung

Info

Publication number: DE69813962T2
Application number: DE69813962T
Authority: DE
Inventors: John Desmond Ainsworth
Original assignee: GEC Alsthom Ltd
Current assignee: UK Grid Solutions Ltd
Priority date: 1997-07-29
Filing date: 1998-06-23
Publication date: 2004-11-11
Anticipated expiration: 2018-06-24
Also published as: GB2327818A8; GB2327818B; CA2242368C; ZA986244B; ATE239320T1; NO319276B1; EP0895341B1; GB9715940D0; US6088245A; AU744740B2; AU7852698A; NO983455L; EP0895341A2; EP0895341A3; NO983455D0; GB2327818A; CA2242368A1; DE69813962D1

Description

Diese Erfindung betrifft eine Schaltregleranordnung für einen mehrstufigen Konverter, insbesondere aber nicht ausschließlich einen mehrstufigen Konverter mit einer Kettenschaltung. Ein Schaltreglersystem für einen mehrstufigen Konverter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus der britischen Patentanmeldung GB 2294821 bekannt.
Die Kettenschaltung ist in 1 veranschaulicht. Diese umfaßt eine Anzahl (definiert als N, wobei N typischerweise 6 oder größer ist) ähnlicher "Verbindungen" 10, die auf ihren Wechselstromseiten verbunden sind, um eine vollständige Kette 12 zu bilden. Wie gezeigt ist die Kette mit einer Wechselstromversorgung 13 über einen Induktor 14 verbunden. Eine Verbindung ist im Detail gezeigt und weist vier elektronische Schalter 15 bis 18 auf. Für hohe Gerätenennleistungen, zum Beispiel 20 MVA oder mehr, kann der Hauptbestandteil in jedem elektronischen Schalter ein Abschalt-Tyristor (GTO) mit einer umgekehrt parallel verbundenen Diode wie gezeigt sein und dies wird im allgemeinen hier als Bezug angenommen; die alternative Verwendung von Transistoren verschiedener Typen ist insbesondere für niedrigere Nennleistungen auch möglich.
Die elektronischen Schalter in jeder Verbindung bilden einen spannungsvertauschten Konverter. Wie in 1 gezeigt wird dieser gegen einen Kondensator 19 auf seiner Gleichstromseite umgetauscht und die Schaltung ist dann zur Verwendung als ein Var-Kompensator (SVC) zur Versorgung einer positiven oder negativen regelbaren Blindleistung (Var) des Wechselstromsystems geeignet; die allgemeine Beschreibung wird sich um diese Anwendung des mehrstufigen Konverters drehen, obwohl, wie später erwähnt, andere Anwendungen im Zusammenhang mit der Erfindung möglich sind.
Es wird zuerst davon ausgegangen, daß die Gleichstromkondensatoren eine große Kapazität haben. Für eine bestimmte Verbindung in der Annahme, daß ihr Kondensator eine Spannung V_DC hat, und unter Vernachlässigung von irgendeiner Wechselstrom-Welligkeit bei dem Kondensator zum gegenwärtigen Zeitpunkt kann die Spannung bei der Wechselstromseite einer bestimmten Verbindung in 1 mit folgenden Werten gleichgesetzt werden:
+V_DC, wenn nur die Schalter 6, 7 eingeschaltet sind,
0, wenn nur die Schalter 5, 7 (oder 6, 8) eingeschaltet sind,
–V_DC, wenn nur die Schalter 5, 8 eingeschaltet sind.
Indem die zeitliche Abstimmung des Schaltvorgänge innerhalb eines jeden Grundfrequenzzyklusses des Wechselstromsystems mit Hilfe der Einrichtung 11 zur Erzeugung eines Schaltmusters geeignet geregelt wird, kann die Wechselstromspannung V_LINK einer Verbindung, wie in 1 definiert, dann so wie in 2 gemacht werden (wobei die gestrichelten Linien zum gegenwärtigen Zeitpunkt vernachlässigt werden), für welche die Schaltzeiten als θ, π – θ, π + θ und 2π - θ des elektrischen Radianten innerhalb eines Zyklusses gezeigt sind. Der Winkel θ ist als der "charakteristische Winkel" der Verbindung definiert; sein Wert wird im allgemeinen für jede Verbindung unterschiedlich sein. Dies bildet eine symmetrische Wellenform, die eine Grundfrequenz und nur ungerade Oberfrequenzen hat. Die gesamte Wechselstromspannung V_CHAIN der Kette wird die Summe der Wechselstromspannungen jeder Verbindung sein, was zu einer "stufenförmigen" Wel lenform, ähnlich zu der in 3 gezeigten, führt, die auf eine Kette mit 6 Verbindungen zutrifft.
Es wird anhand von 3 klar werden, daß durch eine geeignete Wahl von N charakteristischen Schaltwinkeln θ₁ bis θ_N (für eine Kette mit N Verbindungen) die stufenförmige Wellenform so aufgebaut werden kann, daß sie eine nahe Näherung einer sinuswellenförmigen Grundfrequenz ist. Die Winkel können so gewählt werden, um ausgewählte Oberfrequenzen (sowie der Ordnung 5, 7, 11, 13 ...) auszulöschen oder zumindest eine Anpassung an eine Referenz-Sinuswelle mit geringstem Fehler zu ergeben.
Die Gestaltung einer analogen Form der Regelung für diese oder ähnliche Schaltungen, in welchen eine gewöhnliche Referenz-Sinuswellenform oder eine symmetrische Sägezahn-Wellenform auf eine Anzahl von Vergleichern angewandt wird, um die erwünschten Wellenformen am Steueranschluß für die Schalter (GTOs) in jedem Konverter zu erzeugen, ist bekannt. 4A zeigt eine möglich Anordnung einer Verbindung, zum Beispiel die Verbindung 10-1. Für diese wird eine feste Gleichspannung V₁ an einen Eingang eines Vergleichers 34-1A und über einen invertierenden Verstärker 35 an einen Eingang eines zweiten Vergleichers 34-1B angelegt. Beiden Eingängen der Vergleicher 34-1A und 34-1B wird eine gewöhnliche Referenz-Wellenform, in diesem Fall eine symmetrische, dreieckige Wellenform, zugeführt.
Der Vergleicher 34-1B ist bei seinem Eingang, der mit dem Vergleicher 34-1A verglichen wird, umgekehrt aufgebaut, so daß die Ausgänge der zwei Vergleicher auf ein logisches TIEF gehen, wenn der absolute Wert der Referenz-Sägezahnspannung den der Spannung V₁/–V₁, die an den Vergleichern anliegt, überschreitet.
Die Vergleicher versorgen vier Koppelisolator-Einrichtungen 40-1A, 40-1B, 40-1C und 40-1D, die zum Beispiel die Form optischer Fasern und Verstärker haben können, und diese Koppeleinrichtungen wiederum versorgen jeweils die Steueranschlüsse der Schalter 17, 16, 18 und 15. Die Koppeleinrichtungen 40-1B und 40-1C werden indirekt über eine logische Schaltung 33 versorgt, die ein NAND-Glied und zwei AND-Glieder, die wie gezeigt verbunden sind, aufweist. In dieser besonderen Anordnung werden die GTOs durch ein TIEF-Signal an den Vergleicherausgängen zum Leiten gebracht, wobei die Koppeleinrichtungen dann normalerweise ein HOCH-Ausgangssignal liefern, welches mit den tatsächlichen GTO-Steueranschlüssen interagiert.
Durch geeignete Wahl des V₁-Steueranschlusses werden Wellenformen erzeugt, die der erwünschten, rechteckigen Verbindungswellenform V_LINK entsprechen, die in 2 gezeigt ist, abgesehen davon, daß alle Pulse zur Steuerung der GTOs unipolar sind. Der Zweck der logischen Schaltung 33 ist es sicherzustellen, daß während der Zeiten zu welchen die Verbindungsspannung 0 ist, ein geeignetes Paar von GTOs (in diesem Fall GTOs 16 und 18) eingeschaltet ist, um einen wirkungsvollen Kurzschluß zu bilden. Die entsprechenden Schaltwinkel in jedem Zyklus bilden von Natur aus das geeignete Muster (θ₁, π – θ₁, π + θ₁, 2π – θ₁ etc.). Somit ist der Wert des charakteristischen Winkels θ₁ für die Bezugsverbindung 1 durch eine geeignete Wahl von V₁ bestimmt.
Für die anderen Verbindungen können ähnliche Vergleicher, Logikglieder und Koppel/Isolatoreinrichtungen verwendet werden, aber ihre festen Eingangsspannungen V₂, V₃ usw. sind geeignet gewählt, um die verschiedenen, charakteristischen Winkel θ₂ θ₃ usw. zu erzeugen. 4B zeigt die allgemeine Anordnung abgesehen davon, daß der Einfachheit halber die Gruppe von Vergleicher- und Isolatoreinrichtungen für jede Verbindung nur als ein einzelner Vergleicher (Text fehlt) lator wie 34-1 bzw. 40-1 gezeigt ist und die Logikschaltung 33 ausgelassen ist. Es sollte jedoch erkannt werden, daß die ausgelassenen Bestandteile in der Praxis eingeschlossen wären.
4C zeigt ein digitales Equivalent, für welches eine digitale Nachschlagtabelle die Anzahl der Spannungen V₁ V₂ ... V_N ersetzt und enthält N Orte, die jeweils durch eine Zahl besetzt sind, welche einem bestimmten Schwellwert entspricht. Die digitalen Vergleicher 30-1 bis 30-N ersetzen die analogen Vergleicher 34-1 bis 34-N und ihre Ausgänge werden zu der GTO-Gliedern über die entsprechenden Koppel/Isolatonseinrichtungen 40-1 bis 40-N geführt. Die Vergleicher werden von einem digitalen Taktgeber in Form einer digitalen Zahl geregelt, welche fortschreitend, z. B. von 0 bis 4096 in Schritten von 1 ansteigt und dann ähnlich wieder auf 0 abfällt, was sich synchron mit der Frequenz des Wechselstromsytems wiederholt, wodurch die analoge, dreieckige Referenzwellenform aus 4A ersetzt wird. C ist wieder auf ähnliche Weise wie 4B vereinfacht und enthält in Wirklichkeit 4 Vergleicher und Koppeleinrichtungen und eine Logikschaltung für jede Kettenverbindung, wie im allgemeinen in 4B.
Ein Hauptregelsystem wird normalerweise verwendet werden, um das gesamte Schaltmuster "en masse" relativ zu der Wechselstromsystemspannung als Antwort auf die Abweichung einer gemessenen Größe (wie ein Strom mit der Grundfrequenz) von einem erwünschten Wert in Phase zu bringen, in einer geschlossenen Schleife, um darauf abzuzielen, die Abweichung auf 0 zu verringern. Da dies nicht ein Teil der vorliegenden Erfindung ist, wird es in dieser Beschreibung nicht weiter dargelegt.
Wie oben beschrieben, wird davon ausgegangen, daß die Kondensatorspannungen frei von Welligkeit sind und nur ein Schaltmuster ist daher erforderlich, da, während die Amplituden der Wellenform in 3 sich mit den Betriebsbedingungen natürlich verändern können (die Spannung und der Strom der Grundfrequenz), dies für die Gestalt nicht gelten muß. In der Praxis ist dies zu stark vereinfacht, da es bedeutet, daß die Kondensatoren eine unbegrenzte Kapazität aufweisen.
In wirklichen Wechselstromsystemen wird ein beträchtlicher Wechselstrom fließen, und dieser Strom wird für Teile eines jeden Zyklusses in jedem Kondensator fließen. Da Kondensatoren aufgrund der physischen Größe und Kosten begrenzt werden müssen, wird eine beträchtliche Welligkeit an jedem Kondensator auftreten, welche zu seiner grundlegenden Gleichspannung hinzugefügt ist. Die Auswirkung auf die Wechselspannung einer Verbindung ist durch die gestrichelten Linien in 2 gezeigt; die Auswirkungen auf die Kettenspannung aus 3 bestehen darin, die horizontalen Teile der Wellenformen durch gekrümmte Teile (nicht gezeigt) zu ersetzen. Es wird eine grundlegende Änderung der Grundspannung der Kette geben, und diese wird automatisch durch das Hauptregelsystem kompensiert werden; wenn das Schaltmuster nicht verändert wird, wird es aber auch große (und gewöhnlich nicht akzeptable) Anstiege der Oberfrequenzspannungen geben, welche durch die Kette erzeugt werden (oder die Genauigkeit der Anpassung an eine Sinuswelle mit geringstem Fehler wird ernsthaft beeinträchtigt sein, wenn dies als Kriterium gewählt ist).
Die vorliegende Erfindung betrifft das Problem der Oberfrequenzverfälschung, welche während der Veränderung der Stromladungsbedingungen auftritt.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Schaltregleranordnung für einen mehrstufigen Konverter geschaffen, wobei der Konverter mehrere Gleichstromsenken/- quellen, mehrere Schalteinrichtungen, die zu den Gleichstromsenken/-quellen gehören und eine Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltmusters hat, wobei die Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltmusters so aufgebaut ist, daß sie die Schalteinrichtungen nach einem vorbestimmten Schaltmuster so schaltet, daß sich an einem Ausgang des Konverters ein mehrstufiges elektrisches Signal ergibt, um eine Verbindung zu einer Wechselstromversorgung herzustellen, mit welcher der Konverter verwendet werden so, wobei die Schaltregleranordnung eine Einrichtung zum Verändern des Schaltmusters aufweist, um das Schaltmuster durch Verändern einer zeitlichen Abstimmung des Schaltens der Schalteinrichtungen zu verändern, um so einen erwünschten harmonischen Gehalt einer elektrischen Größe, die zu dem Konverter oder der Wechselstomversorgung gehört, zu minimieren, dadurch gekennzeichnet, daß das vorbestimmte Schaltmuster einem vorbestimmten Bruchteil der Amplitude der Grundfrequenz-Komponente des Konverterausgangstroms entspricht, und daß die Einrichtung zum Verändern des Schaltmusters veranlaßt ist, die zeitliche Abstimmung abhängig von einem Wert der Stromamplitude der Grundfrequenz relativ zu dem vorbestimmten Bruchteil zu verändern.
Die Einrichtung zur Erzeugung des Schaltmusters kann N Ausgänge zur Verwendung für die Schalteinrichtungen haben, und die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung kann eine Einrichtung zur Quantisierung eines Bereichs des Konverter-Ausgangsstroms in M verschiedene Niveaus aufweisen, wobei die Schaltregleranordnung auch eine Einrichtung zur Erzeugung von M × N Schaltschwellwerten aufweist, wobei die Einrichtung zur Erzeugung von Schwellwerten mit der Einrichtung zur Quantisierung verbunden ist, so daß für einen bestimmten Wert des Konverterstroms ein bestimmter von M Sätzen von N Schwellwerten gewählt wird, wobei der bestimmte Satz von Schwellwerten die Schalteinrichtungen veranlaßt so geschaltet zu werden, daß ein minimaler Grad der Oberfrequenzverzerrung für die Ausgangsspannung des Konverters auftritt.
Die Einrichtung zur Quantisierung kann eine Einrichtung zur Erzeugung eines Signals aufweisen, das einem Produkt aus einer Spannung an dem mehrstufigen Konverter und einem Stromfluß durch den mehrstufigen Konverter entspricht. Die Einrichtung zur Quantisierung kann auch eine Phasenverschiebungseinrichtung zum Verschieben einer der Spannungen des mehrstufigen Konverters und Stroms (I) um 90° vor der Bildung des Produkts aufweisen. Die Einrichtung zur Quantisierung kann außerdem eine Einrichtung zum Teilen des Produkts durch ein Signal, daß repräsentativ für die Spannung des mehrstufigen Konverters ist, aufweisen.
Die Phasenverschiebungseinrichtung kann veranlaßt sein, das Signal, das repräsentativ für die Konverterspannung ist, um 90° zu verschieben und die Einrichtung zum Teilen des Produkts kann veranlaßt sein, daß Produkt durch das Signal, das repräsentativ für die Konverterspannung ist, zu teilen.
Die Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltmusters kann N Ausgänge zum Koppeln mit den Schalteinrichtungen haben und die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung kann eine Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für einen Strom ist, welcher durch den mehrstufigen Konverter fließt, und eine Einrichtung aufweisen, die mit der Einrichtung zur Erzeugung eines Signals verbunden ist, das repräsentativ für den Konverterstrom ist und die mit den Schalteinrichtungen gekoppelt ist, um einen Schaltwinkel zu regeln, der zu jedem der N Ausgänge in Übereinstimmung mit dem folgenden Ausdruck gehört:
mit:
2 ≤ q ≤ 4
θ = Schaltwinkel des Glieds n, 1 ≤ n ≤ N
θ_0n = Schaltwinkel bei keinem Strom,
P_n = Konstante, und
I' = ein Signal, das repräsentative für eine Grundfrequenz des Stroms des mehrstufigen Konverters ist.
Es kann eine Einrichtung zur Erzeugung von Signalen, die repräsentativ für die Parameter θ_0n und P_ni eines jeden der N Ausgänge sind, vorgesehen sein.
Die Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, kann eine Einrichtung zur Erzeugung eines Signals aufweisen, das einem Produkt einer Spannung an dem mehrstufigen Konverter und eines Stroms, der durch den mehrstufigen Konverter fließt, entspricht.
Die Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, kann auch eine Phasenverschiebungseinrichtung zum Verschieben einer der Konverterspannungs- (V_CH) und Konverterstromsignale (I) um 90° vor der Bildung des Produkts aufweisen. Die Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, kann außerdem eine Einrichtung zum Teilen des Produkts durch das Spannungssignal (V_CH) des mehrstufigen Konverters aufweisen, wobei der Ausgang der Einrichtung zum Teilen zu einem Eingang der Einrichtung zum Regel des Schaltwinkels führt.
Die Einrichtung zum Regeln des Schaltwinkels regelt vorzugsweise einen Schaltwinkel, der zu jedem der N Ausgänge in Übereinstimmung mit dem quadratischen Ausdruck gehört: θn = θ0n + anI' + bnI'2 wobei a und b Konstanten sind, und 1 ≤ n ≤ N ist.
Die Einrichtung zum Regeln des Schaltwinkels kann eine erste und eine zweite Multiplizierschaltung und einen Addierer aufweisen, wobei die ersten Eingänge der ersten und zweiten Multiplizierschaltung mit den entsprechenden Ausgängen der Einrichtung zur Erzeugung des Parametersignals verbunden sind, die jeweils die Konstanten a und b bereitstellen, wobei die zweiten Eingänge der ersten und zweiten Multiplizierschaltung jeweils mit dem Ausgang der Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, und mit einem Ausgang einer Einrichtung zur Erzeugung eines Quadrats des Signals an dem Ausgang der Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, verbunden sind, wobei die entsprechenden Ausgänge der ersten und zweiten Multiplizierschaltung mit einem Ausgang der Einrichtung zur Erzeugung des Parametersignals zusammengeführt werden, die den Parameter θ₀ an den entsprechenden Eingängen des Addierers erzeugt, wobei ein Ausgang des Addierers verwendet wird, um die entsprechende Schalteinrichtungsstufe zu regeln.
Zusätzlich zu oder anstelle von der Schaltregleranordnung mit offener Schleife, die bisher beschrieben wurde, kann auch eine Einrichtung mit einer geschlossenen Schleife zum Regeln des Schaltwinkels vorgesehen sein.
Die Einrichtung mit einer geschlossenen Schleife zum Regeln des Schaltwinkels kann eine Einrichtung zum Nullabgleichen einzelner Oberfrequenzen der elektrischen Größe, die zu dem Konverter oder der Wechselstromversorgung gehört, aufweisen. Die Einrichtung zum Nullabgleichen kann eine Vektoreinrichtung zur Oberfrequenzveränderung, um an den entsprechenden der N Ausgänge Schaltschwellwerte zu erzeugen, die sich auf die entsprechenden Oberfrequenzen beziehen, die nullabgeglichen werden sollen, eine Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für eine Größe der entsprechenden Oberfrequenzen ist, die nullabgeglichen werden sollen, und eine Kombinationseinrichtung aufweisen, die mit der Vektoreinrichtung zur Oberfrequenzveränderung und der Einrichtung zur Erzeugung eines Größensignals verbunden ist, um die entsprechenden Oberfrequenzgrößensignale mit den entsprechenden Schaltschwellwerten der Oberfrequenzen zu kombinieren, wodurch die entsprechenden N Ausgangssignale zum Koppeln mit den Schalteinrichtungen erzeugt werden. Die Kombinationseinrichtungen können aus dritten Multiplizierschaltungen bestehen.
Die Einrichtung zur Erzeugung eines Größensignals kann mehrere Referenzfrequenzgeneratoren (f_REF3, f_REF5, f_RE7) für die entsprechenden Oberfrequenzen, die nullabgeglichen werden sollen, aufweisen, wobei die Frequenz jedes Generators die gleiche wie die Frequenz ist, die nullabgeglichen werden soll, wobei mehrere, vierte Multiplizierschaltungen zu den entsprechenden Oberfrequenzen, die nullabgeglichen werden sollen, gehören, wobei die vierten Multiplizierschaltungen jeweils einen ersten und zweiten Eingang aufweisen, die jeweils mit einem Ausgang eines entsprechenden Referenzfrequenzgenerators und eines Signals, das repräsentativ für die elektrische Größe ist, und mit einem Ausgang verbunden sind, der mit einem Integrator verbunden ist, und wobei ein Ausgang des Integrators einen Ausgang der Einrichtung zur Erzeugung eines Größensignals bildet.
Wenn sowohl die Regelung offener als auch geschlossener Schleifen erforderlich ist, kann ein Ausgang einer jeden der dritten Multiplizierschaltungen mit einem relevanten Ausgang der Einrichtung zur Erzeugung von M × N Schaltschwellwerten summarisch kombiniert werden. Alternativ kann ein Ausgang einer jeden der dritten Multiplizierschaltungen summarisch mit einem Ausgang der relevanten Einrichtung zum Regeln des Schaltwinkels kombiniert werden.
Es ist möglich, daß eine Wirkleistungsübertragung zwischen dem mehrstufigen Konverter und der Wechselstromversorgung stattfindet. In diesem Fall kann die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung eine weitere Quanitisierungseinrichtung aufweisen, und die Schaltregleranordnung kann eine weitere Einrichtung zur Erzeugung von M × N Schaltschwellwerten aufweisen, wobei die weitere Quantisierungseinrichtung und die weitere Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltschwellwerts in ähnlicher Weise wie die Quantisierungseinrichtung und die Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltschwellwerts zusammenarbeiten, wobei die weitere Quantisierungseinrichtung keine Phasenverschiebungseinrichtung aufweist, und die Ausgänge der weiteren Einrichtung zur Erzeugung des Schaltwerts summarisch mit den entsprechenden Ausgängen der Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltschwellwerts kombiniert werden.
Alternativ kann die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung eine weitere Einrichtung zur Erzeugung eines Signals aufweisen, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch den mehrstufigen Konverter und einer weiteren Einrichtung zum Regeln zum eines Schaltwinkels fließt, der zu jedem der N Ausgänge gemäß dem Ausdruck gehört, wobei die weitere Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, keine Phasenverschiebereinrichtung aufweist, und wobei die Ausgänge der weiteren Einrichtung zum Regeln eines Schaltwinkels summarisch mit den entsprechenden Ausgängen der Einrichtung zum Regeln eines Schaltwinkels kombiniert werden.
Zur Eignung zur Wirkleistungsübertragung in einem System mit geschlossener Schleife kann die Nullabgleicheinrichtung eine weitere Vektoreinrichtung zur Oberfrequenzveränderung, um an den entsprechenden der N Ausgänge Schaltschwellwerte zu erzeugen, die sich auf die entsprechenden Oberschwingungen beziehen, die nullabgeglichen werden sollen, eine wei tere Einrichtung zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für eine Größe der entsprechenden Oberfrequenzen ist, die nullabgeglichen werden sollen, und eine weitere Kombinationseinrichtung aufweisen, wobei die weitere Vektoreinrichtung zur Oberfrequenzveränderung, die weitere Einrichtung zur Erzeugung eines Größensignals und die weitere Kombinationseinrichtung in einer ähnlichen Weise wie die Vektoreinrichtung zur Oberfrequentveränderung, die Einrichtung zur Erzeugung eines Größensignals und die Kombininationseinrichtung zusammenarbeiten, wobei die weitere Einrichtung zur Erzeugung eines Größensignals mehrere 90°-Phasenverschieber aufweist, die zwischen den entsprechenden Referenzfrequenzgeneratoren (f_REF3, f_REF5, f_REF7) und den vierten Multiplizierschaltungen der weiteren Einrichtung zur Erzeugung eines Größensignals verbunden sind, und wobei die Ausgänge der weiteren Kombinationseinrichtung summarisch mit den Ausgängen der Kombinationseinrichtung kombiniert werden.
Der mehrstufige Konverter kann ein mehrstufiger Konverter mit einer Kettenschaltung oder mit einem aufgestockten Kondensator sein. Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung umfaßt ein statischer Var-Kompensator einen mehrstufigen Konverter und eine Schaltregleranordnung wie oben beschreiben.
Ausführungsformen der Erfindung werden nur lediglich beispielhaft anhand der Zeichnungen beschreiben, in denen:
1 eine schematisches Schaubild einer mehrstufigen Kettenschaltung mit einer Schnittstelle zu einer Wechselstromversorgung ist;
2 ein Wellenform-Schaubild ist, das Wellenformen von verschiedenen elektrischen Parametern zeigt, die sich auf die Anordnung aus 1 beziehen;
3 ein Wellenform-Schaubild ist, das das Ausgangssignal einer Kettenschaltung mit 6 Verbindungen zeigt;
4A ein Schaltungsschaubild eines möglichen, analogen Schaltreglersystems für eine Verbindung der Kettenschaltung aus 1 ist, und die 4B und 4C analoge bzw. digitale Ausführungsformen eines möglichen Schaltreglersystems für einen gesamten, mehrstufigen Konverter wie die Kettenschaltung aus 1 sind;
5 eine grafische Darstellung der gewünschten Veränderung des Schaltwinkels des GTO mit dem Strom des mehrstufigen Konverters für jede der 5 Verbindungen des Koverters ist;
6 eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltregleranordnung veranschaulicht;
7 eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltregleranordnung veranschaulicht;
8 eine dritte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltregleranordnung veranschaulicht;
9 ein Schaltungsschaubild vom Typ eines aufgestockten Kondensators für einen mehrstufigen Konverter ist;
10 ein schematisches Schaubild der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, welche abgeändert wurde, um sowohl für die Wirk- als auch für die Blindleistung durch den mehrstufigen Konverter geeignet zu sein;
11 ein schematisches Schaubild der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, die abgeändert wurde, um für die Wirk- und die Scheinleistung durch den mehrstufigen Konverter geeignet zu sein; und
12 ein schematisches Schaubild einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, die abgeändert wurde, um mit der Wirk- und der Scheinleistung durch den mehrstufigen Konverter fertig zu werden.
In einer ersten Ausführungsform der Erfindung, welche eine Steuerung des Schaltwinkels mit offener Schleife einbezieht, wird eine Anzahl von theoretischen, charakteristischen Winkeln θ₁ bis θ_N für die entsprechende Stufe der Kettenschaltung über einen Strombereich von z. B. –1 bis +1 pro Einheit (p. E.) des Nennstroms für die bestimmte Anlage erzeugt, um ein Anzeichen der erwünschten Leistung über den gesamten Bereich zu erhalten. Das Ziel kann z. B. die Erzeugung von Oberfrequenzspannungen null für eine begrenzte Anzahl von Oberfrequenzen wie die Ordnungen 3, 5, 7, 9 sein; die Anzahl von solchen Oberfrequenzen kann nicht größer sein als die Anzahl der Kettenverbindungen N und kann in der Praxis kleiner gewählt werden. Alternativ kann ein Verfahren zur Anpassung mit kleinstem Fehler verwendet werden.
5 zeigt typische Ergebnisse, die als Graph für eine Kette mit 5 Verbindungen ausgedruckt sind.
In dieser ersten Ausführungsform, die in 6 veranschaulicht ist, ist die Nachschlagtabelle 20 aus 4C mit einer Spalte und N Zeilen durch eine Tabelle 50 mit M-Spalten und N Zeilen ersetzt, deren N Ausgänge die entsprechenden Vergleicher 30 wie vorher über die entsprechenden digitalen Addierer 52, deren Funktion später beschrieben werden wird, versorgen. Die Nachschlagtabelle 50 weist eine Anzahl von Vektoren auf, die der Einfachheit halber als Matrix ausgedrückt werden, die in kleinen Intervallen des Grundfrequenzstroms über den Betriebsbereich berechnet werden. Hierbei wird angenommen, daß der Strombereich von –1 p. E. bis +1 p. E. in 4001 Stromschritte unterteilt ist, so daß die Nachschlagtabelle 50 4001 Spalten umfaßt (M = 4001).
Um für eine Eingabe der Spaltenauswahl der Nachschlagtabelle 50 zu sorgen, wird zuerst ein Signal von einem Block 60 erzeugt, welches eine Funktion der Größe des Stroms in der Kette ist. Dieses Signal kann daraufhin in einem Block 80 quantisiert werden. Der Block 60 wird mit Signalen versorgt, die jeweils den Strom I, der die Kette durchquert, und die Spannung V_CH darstellen, welche an der Kette auftritt. Der Strom I wird von einem Stromtransformator 61 mit einem Lastwiderstand 62 erzeugt und die Spannung V_CH von einem Spannungstransformator 63. Diese Signale werden an die Analog-Digital-Konverter 64, 65 angelegt, um digitale Signale zu erzeugen. Das digitale Signal vom Konverter 65 wird zuerst um 90° (66) phasenverschoben und mit dem digitalen Signal vom Wandler 64 in einem Multiplizierer 67 multipliziert. Der Ausgang des Multiplizierers 67 wird durch einen Tiefpaßfilter 68 geglättet, um ein Gleichspannungssignal zu erzeugen, das proportional zur Blindleistung (Var) ist. Das sich ergebende Signal ist im wesentlichen proportional zum Strom, wenn die Veränderungen der Wechselspannung vernachlässigt werden, und ist empfindlich für das Vorzeichen; es wird angenommen, daß das Stromsignal für vorauseilenden Strom positiv und für hinterhereilenden Strom negativ ist. Die Bauteile 69 bis 71 werden zum gegenwärtigen Zeitpunkt außer Acht gelassen, dieses Signal wird an einen Quantisierer 81 im Block 80 angelegt. Der Quantisierer 81 wandelt das Signal an seinem Eingang zu dem nächsten Wert in einer quantisierten Anzahl von 4001 ganzzahligen Zahlen, welche von –2000 für den Strom der Grundfrequenz I = –1 p. E. bis +2000 für I = +1 p. E. reichen. Das Ausgangsignal des Quantisierers läuft zu einem Addierer 82, welcher das Quantisierer-Ausgangssignal um 2000 erhöht, wodurch ein quantisiertes Ausgangssignal von 0 bis +4000 über den normalen Strombereich erzeugt wird. Dies ist als die Spaltenadresse angeordnet, die an die Nachschlagematrix/Tabelle 50 angelegt ist.
Wenn Veränderungen der Spannung der Grundfrequenz an der Kette V_CH vernachlässigt werden, verändert sich das Schaltmuster, das an den GTO-Gliedern anliegt dann gemäß dem Strom der Grundfrequenz auf eine Art, die für eine geeignete Programmierung der Nachschlagtabelle (z. B. unter Verwendung der Information, die in dem Graph auf 5 verkörpert ist) veranlaßt werden kann, zu einem nahezu optimalen Schaltmuster für alle Ströme zu führen.
Es kann für die Praxis jedoch gezeigt werden, daß das optimale Muster sogar für einen festen Strom I der Grundfrequenz auch von dem Kehrwert des mittleren quadratischen Grundfrequenzfehlers von V_CH abhängt, der sich gemäß der Betriebsbedingungen grundlegend verändern kann. Diese Wirkung wird durch die Komponenten 69 und 70 korrigiert. Der Multiplizierer 69 erzeugt ein Signal, das proportional zu V_CH ² ist, und jede Welligkeit dieses Signals wird durch den Tiefpaßfilter 70 entfernt. Der Teiler 71 gibt dann an seinem Ausgang ein Signal aus, das proportional ist zu:
Dieses ist als I' definiert, das "veränderte" Stromsignal und führt zur erwünschten Berichtigung der Adresse der Nachschlagtabelle.
Die Hauptnachteile der ersten Ausführungsform der Erfindung sind die langwierigen Berechnungen, die erforderlich sind, um die Nachschlagtabelle während der Planung zu erzeugen, und die Tatsache, daß das Abschußmuster sich in kleinen aber möglicherweise bedeutungsvollen Sprüngen ändert, wenn sich der Grundfrequenzstrom ändert. Um diese Nachteile zu umgehen, verwendet eine zweite Ausführungsform, die auch eine Implementierung mit offener Schleife ist, eine verein fachte Näherung für das erforderliche, veränderte Muster zur zeitlichen Abstimmung.
Diese zweite Ausführungsform beruht auf der Erkenntnis, daß in 5 die Graphen des Schaltwinkels als Funktion des Stroms gekrümmt, aber relativ glatt sind. Eine vernünftige Näherung für einen bestimmten Schaltwinkel, sagen wir θ₁, ist deshalb gegeben durch: θ1 = θ01 + a1I' + b1I'2 (3)mit:
θ₀₁ = Schaltwinkel für I = 0,
a₁, b₂ Konstanten, und
I' = 1/V_CH = "verändertes" Stromsignal wie oben.
Im allgemeinen sind die Werte für θ₁, θ₀, a₁ und b₁ für jede Verbindung unterschiedlich, wie in 5 gezeigt, und können durch die Indizes 1 bis N gekennzeichnet werden. Ihre Werte können durch mathematische Interpolation zwischen nur drei Punkten für jede Verbindung beim Entwurf erhalten werden, die zum Beispiel für den Strom I = –1,0 und +1 p. E. berechnet sind.
Diese zweite Ausführungsform (siehe 7) verändert die erste dann, indem sie eine neue Nachschlagtabelle 85 mit nur drei Vektoren mit einer Spalte verwendet, von denen jede N Zahlen für θ₀, a bzw. b für die N Verbindungen hat. Die veränderten Funktionen aus 7 werden dann zwischen dem Ausgang des Blocks 60 und dem Eingang des Vergleichers 30 in 6 eingefügt, wodurch die Bauteile 50, 81 und 82 in 6 ersetzt werden, wobei der Addierer 52 zum gegenwärtigen Zeitpunkt wieder nicht berücksichtigt wird. Die im Vergleich zu 6 veränderten Funktionen aus 7 werden durch die Blöcke 90, welche individuell als 90-1 bis 90-N identifiziert sind, in Verbindung mit einem gewöhnlichen Multiplizierer 86 durchgeführt, der allen Blöcken 90 dient. Jeder Block 90 weist ein Paar von Multiplizierern 91, 92 und einen Addierer 93 auf, und die Blöcke 90 und der Multiplizierer 86 sind, wie gezeigt, aufgebaut, um Gleichung (2) zu lösen und die geeigneten Signale an den Vergleicher 30 weiterzugeben, um die N Schaltzeiten θ₁ bis θ_N bei den GTO-Gliedern wie zuvor zu bilden.
Dieses gezeigte Verfahren ist eine Näherung zweiter Ordnung und ist nur bei den drei Interpolationspunkten genau. Es führt zu der erwünschten Leistung bei diesen drei Punkten – es führt zum Beispiel zu den erwünschten Oberfrequenzen null, ist aber bei den Grundfrequenzströmen zwischen diesen Punkten ungenau. Diese Auswirkung ist im allgemeinen klein, sie kann aber durch die Verwendung einer Näherung mit höherer Ordnung, wie der dritten oder vierten, verringert werden, die mehr Interpolationspunkte, mehr Multiplikationen und Additionen gemäß der normalen mathematischen Regeln verwendet. Der allgemeine verwendete Ausdruck ist dann gegeben durch:
Wobei P_ni eine Konstante ist und q einen Minimalwert von 2 und einen Maximalwert von, sagen wir 4, hat, wobei der Maximalwert, falls erwünscht, größer sein kann.
Regler für offene Schleifen, wie oben, führen zu einer schnellen Ansprechzeit, können aber, wie für die meisten Systeme mit offener Schleife, relativ ungenau sein und Fehlern unterliegen, die während des Entwurfs unbekannt sind, wie Herstellungstoleranzen (Fehler) bei den Gleichstromkondensatoren, veränderliche Schaltzeitverzögerungen bei den GTOs, Auswirkungen der Oberfrequenzen, die ihren Ursprung in der Leerlaufspannung der Wechselstromversorgung haben, und auch Fehlern aufgrund der relativ groben Interpolation (dies gilt für die zweite Ausführungsform). All dies kann zur Erzeugung von kleinen zusätzlichen Oberfrequenzspannungen und infolgedessen Strömen durch die Kette führen. Die se kleinen Spannungen und Ströme können in einigen Fällen akzeptabel klein sein, aber nicht in anderen.
Ein Fall, für den diese Oberfrequenzen Probleme verursachen würden, ist der, daß eine Resonanz zwischen einer Nebenkondensatorbatterie (in 1 nicht gezeigt), die in der Kettenschaltung verwendet werden kann, um eine zusätzliche, führende Var-Impedanz bereitzustellen, und einer begrenzten Impedanz der Wechselstromsystems (auch nicht gezeigt) existiert. Wenn diese Resonanz außerdem bei einer Frequenz nahe einer begrenzten Oberfrequenzspannung liegt, welche durch die Kette erzeugt wird, können die Auswirkungen davon bei der Sammelschiene des Wechselstromsystems vergrößert werden und können die erlaubten Oberfrequenzgrenzen überschreiten. Eine ähnliche Auswirkung kann bei höheren Frequenzen aufgrund des Vorhandenseins von normalen Leitungskapazitäten und -induktivitäten in Wechselstromsystemen selbst ohne die Verwendung von örtlichen Kondensatorbatterien auftreten.
All diese Auswirkungen können bei der Wechselstrom-Sammelschiene durch Hinzufügen dafür vorgesehener Oberfrequenzfilter verringert werden, dies aber führt zu erhöhten Kosten. Eine alternative Maßnahme ist es, wie in einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Regleranordnung mit geschlossener Schleife zu verwenden, welche die verbleibenden Oberfrequenzen auf einen kleinen Wert oder null durch negative Rückkopplung verringert.
8 zeigt ein Beispiel eines solchen Reglers mit geschlossener Schleife, um drei bestimmte Oberfrequenzen nullabzugleichen (die dritte, die fünfte und die siebte zum Beispiel). Dies ist ein "Fourier-Verfahren", da es auf der Messung der bestimmten Oberfrequenz durch Fourier-Reihenintegration beruht. Zu diesem Zweck ist eine Referenz-Sinuswelle mit der relevanten Oberfrequenz erforderlich.
Die Erzeugung davon ist nicht im Detail gezeigt, kann aber auf gewöhnliche Weise durch ein digitales oder analoges, phasenstarres Oszillatorsystem oder andere Verfahren erreicht werden. Dies ist als ein entsprechender Block 96 gezeigt, der mit der gleichen, absoluten Phase wie die Grundfrequenzspannung der Kette phasenstarr sein soll, welche mit Hilfe des Spannungstransformators 63 über einen Tiefpaßfilter 97 erzeugt wird.
Die Referenz-Sinuswelle, die den Referenzoszillator 96 verläßt, wird mit der Kettenspannung von dem Spannungstransformator 63 mit Hilfe eines entsprecheden Multiplizierers 98 multiplizliert und dann durch einen entsprechenden Tiefpaßfilter 99 gefiltert, um ein relativ reines Gleichstromsignal zu erzeugen, welches proportional zur 3., 5. bzw. 7. Oberfrequenz der Kettenspannung ist. Dieses Signal geht zum Reglerintegrator 100 der entsprechenden Schleife weiter.
Am Ausgang des, sagen wir, Integrators 100-3 wird ein Satz von N Modulationssignalen erzeugt, d. h. eins pro Kettenverbindung, die von einem Vektor mit N Zahlen abgeleitet werden, welche in einer Nachschlagtabelle 95 zur „Oberfrequenzmodulation" (getrennt durch die Tabelle 50 oder 85) über die Modifizierer 103-1 bis 103-N gespeichert werden. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 103-1 bis 103-N werden jeweils über die Addierer 52-1 bis 52-N wie in den 6 oder 7 gezeigt addiert, um die Signale zu verändern (modulieren), die den entsprechenden Vergleichern 30 zugeführt werden und dadurch alle Schaltzeiten verändern.
Eine ähnliche Vorrichtung ist auch für die anderen Oberfrequenzen anwendbar, welche nämlich in der in 8 gezeigten Ausführungsform die 5. und 7. Oberfrequenz nullabgleichen soll.
Der Oberfrequenzmodulationsvektor mit N Zahlen wird für das System vorherberechnet, indem normale mathematische Verfahren der Empfindlichkeitstheorie durch partielle Differentiation mit mehreren Variablen der Gleichungen für die Oberfrequenzspannungen wie unten beschrieben verwendet werden. Das Ziel davon ist sicherzustellen, daß die bestimmten, relativen Proportionen der Modulation (Winkeländerungen bei den verschiedenen Verbindungen) eine Veränderung der Größe der fraglichen Oberfrequenzen soweit wie praktizierbar, z. B. der 3, und nicht der anderen Oberfrequenzen bewirken. Wenn angenommen wird, daß S die Schrittspannung für eine bestimmte Verbindung ist (d. h. die Schrittamplitude der Wechselstromspannung zu Zeitpunkten –θ, +θ usw. in 2) kann eine Gleichung entworfen werden, welche die zusätzliche 3. Oberfrequenzspannung, die von der Kette erzeugt wird, auf einen willkürlich kleinen Wert, sagen wir 0,01 p. E., setzt, wobei diese Gleichung gegeben ist:
wobei δ_u die erforderliche Winkelmodulation für die Verbindung mit dem Bezugszeichen u für δ ist, S und θ für die gesamte Kette Werte von 1, 2, 3 ... N annehmen, und n_o = 3 in diesem Beispiel ist. Dies ist eine einzige lineare Gleichung mit N Variablen δ₁ bis δ_N.
Andere Gleichungen können erzeugt werden, indem n_o durch 5, 7, 9 ... ersetzt wird, soweit dies praktisch ist (durch 5 und 7 in der Ausführungsform, die in 8 gezeigt ist), wobei für jede von diesen die Zahl 0,01 durch null ersetzt wird. Der vollständige Satz bildet ein System simultaner, linearer Gleichungen mit δ_i, δ₂ ... δ_N als Variablen, wobei die anderen Größen für eine vorgegebene Betriebsbedingung feststehen. Da Gleichung (3) und die anderen Gleichungen auf partieller Differentiation bei einem bestimmten Be triebspunkt beruren, sind sie theoretisch nur für infinitesimal kleine Änderungen des Schaltwinkels gültig.
Für N Gleichungen ergibt ihre Lösungen einen einzigen Satz von Oberfrequenzmodulationkoeffizienten δ₁ bis δ_N. Diese werden als Oberfrequenzmodulationvektor in der Nachschlagtabelle 95 gespeichert. Weniger als N Gleichungen können verwendet werden (weniger Oberfrequenzen in der Gruppe), aber gültige Lesungen für δ können immer noch erhalten werden (Es gibt in diesem Fall eine begrenzte Anzahl von Lösungen, aber jede von ihnen ist im Prinzip geeignet).
Im Normalbetrieb veranlaßt die Existenz einer begrenzten, dritten Oberfrequenz, sagen wir, in der Kettenspannung, den Ausgang des Integrators 100-3 sich so zu ändern, daß er den Schaltwinkel des GTO moduliert, um den 3. Oberfrequenzgehalt zu verringern, während theoretisch die anderen Oberfrequenzen nicht beeinträchtigt werden; die Regelschleife kommt mit der 3. Oberfrequenz gleich null und mit dem Integratorausgang (und Modulationen) bei begrenzten, konstanten Werten zur Ruhe.
Wie in 8 gezeigt, werden in der Praxis mehrere, solche Oberfrequenzregelschleifen gewöhnlich erforderlich sein, um auch die Oberfrequenzkomponenten bei anderen Frequenzen zu verringern (z. B. die Ordnungen 5 und 7). Die Regelschleife für die 5. Oberfrequenz ist ähnlich wie die für die 3. Oberfrequenz aufgebaut abgesehen davon, daß der Referenzoszillator 96 auf die 5. Oberfrequenz abgestimmt ist, und daß ein getrennter Zahlenvektor für die 5. Oberfrequenz in der Oberfrequenzmodulationstabelle 95 eingeschlossen ist. Ein analoge Situation für die 7. Oberfrequenz ist in dem Beispiel gezeigt. Diese Zahlen werden wie zuvor gerechnet, aber n₀ = 5 (oder 7) wird in Gleichung 3 gesetzt und 3 und 7 (oder 3 und 5) nacheinander in den anderen. Getrennte Multiplizierer 105-1 bis 105-N und 107-1 bis 107-N sind erforderlich, wobei ihre Ausgangssignale in den entsprechenden Addierern 52-1 bis 52-N addiert werden. Eine Gruppe von mehreren, solchen Oberfrequenzregelschleifen kann ähnlich aufgebaut werden, um eine Gruppe von Oberfrequenzordnungen 3, 5, 7, 9 ... nullabzugleichen (oder eine andere Gruppe von Oberfrequenzen sowie 5, 7, 11, 13 ..., wenn dies bevorzugt wird). Die Nachschlagtabelle 95 wird dann eine Gruppe von Vektoren, d. h. eine Matrix, und ist als „Oberfrequenzmodulationmatrix" definiert. Die verschiedenen Schleifen werden zusammenwirken, um gemeinsam die Schaltwinkel zu modulieren, um alle relevanten Oberfrequenzen auf null zu verringern. Obwohl, wie bereits erwähnt, der Satz von Gleichungen theoretisch nur für infinitesimal kleine Änderungen gültig ist, wird dieses Verhalten sogar für beträchtliche, anfängliche Fehler festgestellt.
Im Prinzip hängen die Lösungen der oben angegebenen Gleichungen zur Berechnung der Oberfrequenzmodulationsmatrix wie für Ausführungsformen mit offener Schleife von den grundlegenden Betriebsbedingungen der Kette ab, d. h. von ihrer Grundfrequenzspannung und -strom, obwohl es in dieser Ausführungsform möglich ist für die Oberfrequenzmodulationmatrix nur Stromwerte null zugrunde zu legen. Der Grund dafür ist, daß in der Praxis festgestellt wurde, daß wenn die Matrix anhand von Gleichung (3) berechnet wird, welche nur für einen Grundfrequenzstrom null ideal ist – obwohl sie dann im allgemeinen sogar eine Näherung für kleine Änderungen darstellt, werden diese Regelschleifen trotz ihrer Wechselwirkung zusammen so eingestellt, daß die relevanten Oberfrequenzen für einen Grundfrequenzstrom über den normalen Bereich von –1 p. E. bis +1 p. E. des Nennstroms nullabgeglichen werden.
Obwohl die verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung als digitale Realisierungen veranschaulicht wurden, ist es alternativ möglich, analoge Techniken zu verwenden, um zum gleichen Ergebnis zu kommen. Somit würden in der ersten und zweiten Ausführungsform zum Beispiel die Analog-Digital-Konverter 64, 65 ausgelassen werden und die Nachschlagtabellen würden durch Sätze von vorbestimmten, analogen Spannungen und Strömen wie in 4B in Verbindung mit den bekannten Schaltregeltechniken ersetzt werden.
Obwohl die Oberfrequenzregelung mit geschlossener Schleife so beschrieben wurde, als stamme das gemessene Haupteingangsignal von der Kettenschaltungsspannung V_CH, so daß es ausgewählte Oberfrequenzen dieser Spannung nullabgleicht, kann das Eingangssignal alternativ von dem Strom stammen, welcher durch die Kette fließt, oder von einem Punkt der Stromversorgung, sowie der örtliche Sammelschienenwechselspannung an dem Punkt, wo die Kette mit der Wechselstromversorgung gekoppelt ist.
Wenn voraussichtliche Oberfrequenzen aufgrund von Fehlern relativ klein sind, kann die Verwendung von Regelungen mit offener Schleife nur angemessen sein, die dann zur schnellsten Gesamtantwort auf Übergangsvorgänge führt. In diesem Fall wird auf die Addierer (siehe 6 und 7) verzichtet. Wo Fehler wahrscheinlich bedeutender sind, kann jedoch eine Regelung mit offener Schleife in Verbindung mit der Regelung mit geschlossener Schleife verwendet werden. Dies findet wie bereits beschrieben mit Hilfe der Addierer 52 an den Eingängen der Vergleicher 30 statt. In diesem Fall kann es vorzuziehen sein, die Ausgänge der Regelintegratoren 130 zu beschränken, so daß es zu einer relativ kleinen, maximalen Modulation mit geschlossener Schleife während der großen Übergangsvorgänge kommt, so daß der Großteil der darauffolgenden Ausregelvorgänge aufgrund des Vorherrschens der Regelung mit offener Schleife schnell ist, auf welche eine kleine, langsame Korrektur durch das System mit geschlossener Schleife auf exakte Oberfrequenzen null folgt.
Es ist auch möglich, auf die Regelungen mit offener Schleife vollständig zu verzichten, in welchem Fall nominale Schaltwinkel verwendet würden, die nur für einen Grundfrequenzstrom null berechnet sind, und das System mit geschlossener Schleife wäre mit einem weiteren Ausgangsbereich ausgestattet. Dies ist eine einfachere Anordnung, hat aber den Nachteil, daß das Ausregeln auf einen Dauerzustand relativ länger dauert.
Die vorliegende Erfindung ist nicht nur für mehrstufige Kettenschaltungen wie beschrieben anwendbar, sondern auch für mehrstufige Schaltungen des Typs „aufgestockter Kondensator" so wie in „A General Circuit Topology of Multilevel Inverter" von N. S. Choi, J. C. Cho und G. H. Cho, IEEE PESL Rec., Seiten 96–103, 1991, beschrieben.
9 gibt ein Beispiel einer Schaltung mit aufgestocktem Kondensator an, die mehrere Kondensatoren aufweist, die in Reihe übereinander aufgestapelt sind, wobei die Entnahmepunkte der Kondensatorbaugruppe wahlweise der Wechselstromversorgung über mehrere Halbleiterschalter zugeschaltet werden. Diese Schaltung erfordert wie gezeigt zusätzliche Hilfsdioden. Das dargestellte Beispiel ist mathematisch ähnlich wie eine Kettenschaltung mit zwei Verbindungen.
Sowohl die in 1 gezeigte Kettenschaltung als auch die in 9 gezeigte Schaltung mit einem aufgestockten Kondensator sind Anordnungen mit einer Phase, aber Versionen mit 3 Phasen können aufgebaut werden, indem 3 solche Anordnungen verwendet werden, die als Stern- oder Dreieckanordnung verbunden sind.
Obwohl die obige Beschreibung davon ausgeht, daß die mehrstufige Kettenschaltung oder die Schaltung mit aufgestocktem Kondensator Kondensatoren auf ihrer Gleichspannungsseite vewendet und dabei als ein statischer Var-Kompensator (SVC) betrieben wird, ist die Erfindung auch auf diese Schaltungen anwendbar, für welche die Kondensatoren jeweils durch einen Energiespeicher wie eine Batterie oder individuelle Gleichrichter, die eingesetzt werden, um für einen Gleichstrom an jeder Verbindung zu sorgen, ersetzt werden, wobei die Gleichrichter von einem zweiten Wechselstromsystem versorgt werden. In dem letztgenannten Fall kann die gesamte Anordnung als ein regelbarer Wechselstrom/Wechselstromkoppler zwischen den zwei Wechselstromsystemen betrieben werden. Für diese Anordnung können die Gleichrichter Diodengleichrichter sein oder können vom Typ eines Stromquellenkonverters sein, der im großen und ganzen ähnlich wie die vorher beschriebenen Konverter mit einer Kettenverbindung ist. Wenn Spannungsquellenkonverter verwendet werden, kann der Stromfluß in beliebiger Richtung sein. Da die Wirkleistung und die Blindleistung in diesen Fällen fließen können, erfordern die beschriebenen Schaltwinkelregelsysteme mit offener Schleife (d. h. die ersten zwei Ausführungsformen) auch einen zweiten Satz Regler parallel zu dem oben beschriebenen ersten Satz. Die Veränderungen dafür werden nun beschrieben werden.
10 zeigt die Ausführungsform mit offener Schleife aus 6, für welche eine zweite Nachschlagtabelle 50A vorgesehen ist, die wie Tabelle 50N Ausgänge hat, die mit den Ausgängen der existierenden Tabelle 50 in den entsprechenden Addierern 54 kombiniert werden. Der Spaltenauswahleingang der zweiten Tabelle 50A wird von ihren eigenen Signalbildungs- und Quantisierungsstufen 60A bzw. 80A versorgt. Der grundlegende Unterschied ist, daß die A-D Stufe 65 (siehe 6) der Stufe 60A nicht um 90° phasenverschoben ist, wie es für die vorhandene Stufe 60 der Fall ist.
Ebenso erfordert die zweite Ausführungsform mit offener Schleife (siehe 7) das Hinzufügen eines zweiten Satzes von Regelkomponenten einschließlich (siehe 11) einer zweiten Nachschlagtabelle 85A und eines zweiten Signalbildungsblocks 60A, der einen zweiten Multiplizierer 86A versorgt. Die zweite Tabelle 85A (die beispielsweise die gleichen Gehalte wie die erste Tabelle 85 haben kann), der Signalbildungsblock 60A und der Multiplizierer 86A versorgen die zweiten Multiplizierer/Addiererblöcke 90A, deren Ausgangssignale in den Rddierern 54 mit den Ausgangssignalen der vorhandenen Blöcke 90 additiv kombiniert werden können. Wiederum gibt es keine Phasenverschiebungsvorrichtung in dem Signalbildungsblock 60A.
Das Schaltwinkelregelsystem mit geschlossener Schleife, das in Verbindung mit 8 beschrieben ist, erfordert auch Veränderungen, wenn für Wirkleistung gesorgt werden soll. Dies wird (12) durch Hinzufügen einer zweiten Nachschlagtabelle 95A, eines zweiten Fourier-Blocks 110A und weiterer Multiplizierer 103A, 105A, 107A für jede der N Verbindungen wie in den Fällen mit offener Schleife erreicht. Die Ausgangssignale der weiteren Multiplizierer werden mit den Ausgangssignalen der vorhandenen Multiplizierer in den entsprechenden, weiteren Addierern 112 kombiniert. Der zweite Fourier-Block 110A enthält einen Phasenverschieber für jede Oberfrequenz, die nullabgeglichen werden soll, der das Signal, welches von den entsprechenden Referenzoszillatoren 96A erzeugt wird, um 90° phasenverschiebt (d. h. eher ein kosinumsförmiges als ein sinusförmiges Signal).

Claims

Schaltregleranordnung für einen mehrstufigen Konverter, wobei der Konverter mehrere Gleichstromsenken/-quellen (19), mehrere Schalteinrichtungen (15–18), die zu den Gleichstromsenken/-quellen gehören, und eine Einrichtung (11) zur Erzeugung eines Schaltmusters hat, wobei die Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltmusters so aufgebaut ist, daß sie die Schalteinrichtungen nach einem vorbestimmten Schaltmuster so schaltet, daß sich an einem Ausgang des Konverters ein mehrstufiges, elektrisches Signal ergibt, um eine Verbindung zu einer Wechselstromversorgung (13) herzustellen, mit welcher der Konverter verwendet werden soll, wobei die Schaltregleranordnung eine Einrichtung (60, 80, 50; 60, 86, 85, 90; 110, 95, 103, 105, 107) zum Verändern des Schaltmusters aufweist, um das Schaltmuster durch Verändern einer zeitlichen Abstimmung des Schaltens der Schalteinrichtungen zu verändern, um so einen unerwünschten harmonischen Gehalt einer elektrischen Größe, die zu dem Konverter oder der Wechselstromversorgung gehört, zu minimieren, dadurch gekennzeichnet, daß das vorbestimmte Schaltmuster einem vorbestimmten Bruchteil der Amplitude der Grundfrequenzkomponente des Konverterausgangsstroms entspricht, und daß die Einrichtung zum Verändern des Schaltmusters veranlaßt ist, die zeitliche Abstimmung abhängig von einem Wert der Stromamplitude der Grundfrequenz relativ zu dem vorbestimmten Bruchteil zu verändern.
(Text fehlt) hat, und die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung eine Einrichtung (60, 80) zur Quantisierung eines Bereichs des Konverterausgangsstroms in M verschiedene Niveaus aufweist, wobei die Schaltregleranordnung auch eine Einrichtung (50) zur Erzeugung von M × N Schaltschwellwerten aufweist, wobei die Einrichtung (50) zur Erzeugung von Schwellwerten mit der Einrichtung (80) zur Quantisierung verbunden ist, so daß für einen bestimmten Wert des Konverterstroms ein bestimmter von M Sätzen von N Schwellwerten gewählt wird, wobei der bestimmte Satz von Schwellwerten die Schalteinrichtungen veranlaßt, so geschaltet zu werden, daß ein minimaler Grad der Oberfrequenzverzerrung für die Ausgangsspannung des Konverters auftritt.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 2, wobei die Einrichtung zur Quantisierung eine Einrichtung (64, 65, 66, 67, 68) zur Erzeugung eines Signals aufweist, das einem Produkt aus einer Spannung an dem mehrstufigen Konverter und einem Stromfluß durch den mehrstufigen Konverter entspricht.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 3, wobei die Einrichtung zur Quantisierung eine Phasenverschiebungseinrichtung (66) zum Verschieben einer der Spannungen (V_CH) des mehrstufigen Konverters und Stroms (I) um 90° vor der Bildung des Produkts aufweist.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung zur Quantisierung auch eine Einrichtung (71) zum Teilen des Produkts durch ein Signal, das repräsentativ für die Spannung des mehrstufigen Konverters ist, aufweist.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 5, wobei die Phasenverschiebungseinrichtung (66) veranlaßt ist, das Signal, das repräsentativ für die Konverterspannung ist, um 90° zu verschieben, und wobei die Einrichtung (71) zum Teilen des Produkts veranlaßt ist, das Produkt durch das Signal, das repräsentativ für die Konverterspannung ist, zu teilen.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltmusters N Ausgänge (40) zum Koppeln mit den Schalteinrichtungen (19) hat, und die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung eine Einrichtung (60) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für einen Strom ist, welcher durch den mehrstufigen Konverter fließt, und eine Einrichtung (90) aufweist, die mit der Einrichtung (60) zur Erzeugung eines Signals verbunden ist, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, und die mit den Schalteinrichtungen (19) gekoppelt ist, um einen Schaltwinkel zu regeln, der zu jedem der N Ausgänge in Übereinstimmung mit dem folgenden Ausdruck gehört:
mit: 2 ≤ q ≤ 4 θ = Schaltwinkel des Glieds n, 1 ≤ n ≤ N θ_0n = Schaltwinkel bei keinem Strom, P_n = Konstante, und I' = ein Signal, das repräsentative für eine Grundfrequenz des Stroms des mehrstufigen Konverters ist.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 7 mit einer Einrichtung (85) zur Erzeugung von Signalen, die repräsentativ für die Parameter θ_0n und P_ni eines jeden der N Ausgänge sind.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 8, wobei die Einrichtung (60) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, eine Einrichtung (64, 65, 66, 67, 68) zur Erzeugung eines Signals aufweist, das einem Produkt einer Spannung an dem mehrstufigen Konverter und eines Stroms, der durch den mehrstufigen Konverter fließt, entspricht.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 9, wobei die Einrichtung (60) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, auch eine Phasenverschiebungseinrichtung (66) zum Verschieben einer der Konverterspannungs- (V_CH) und Konverterstromsignale (I) um 90° vor der Bildung des Produkts aufweist.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 10, wobei die Einrichtung (60) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, auch eine Einrichtung zum Teilen des Produkts durch das Spannungssignal (V_CH) des mehrstufigen Konverters aufweist, wobei der Ausgang der Einrichtung (71) zum Teilen zu einem Eingang der Einrichtung (90) zum Regeln des Schaltwinkels führt.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 11, wobei die Einrichtung (90) zum Regeln des Schaltwinkels einen Schaltwinkel regelt, der zu jedem der N Ausgänge in Übereinstimmung mit dem quadratischen Ausdruck gehört: θn = θ0n + anI' + bnI'2 wobei a und b Konstanten sind, und 1 ≤ n ≤ N ist.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 12, wobei die Einrichtung (90) zum Regeln des Schaltwinkels eine erste und eine zweite Multiplizierschaltung (91, 92) und einen Addierer (93) aufweist, wobei die ersten Eingänge der ersten und zweiten Multiplizierschaltung (91, 92) mit den entsprechenden Ausgängen der Einrichtung (85) zur Erzeugung des Parametersignals verbunden sind, die jeweils die Konstanten a und b bereitstellen, wobei die zweiten Eingänge der ersten und zweiten Multiplizierschaltung (91, 92) jeweils mit dem Ausgang der Einrichtung (60) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, und mit einem Ausgang einer Einrichtung (86) zur Erzeugung eines Quadrats des Signals an dem Ausgang der Einrichtung (60) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, verbunden sind, wobei die entsprechenden Ausgänge der ersten und zweiten Multiplizierschaltung (91, 92) mit einem Ausgang der Einrichtung (85) zur Erzeugung des Parametersignals zusammengeführt werden, die den Parameter θ₀ an den entsprechenden Eingängen des Addierers (93) erzeugt, wobei ein Ausgang des Addierers verwendet wird, um die entsprechende Schalteinrichtungsstufe (30, 40) zu regeln.
Schaltregleranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die eine Einrichtung mit einer geschlossenen Schleife zum Regeln des Schaltwinkels aufweist.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 14, wobei die Einrichtung mit einer geschlossenen Schleife zum Regeln des Schaltwinkels eine Einrichtung (110, 95, 103, 105, 107) zum Nullabgleichen einzelner Oberfrequenzen der elektrischen Größe, die zu dem Konverter oder der Wechselstromversorgung gehört, aufweist.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 15, wobei die Einrichtung zum Nullabgleichen eine Vektoreinrichtung (95) zur Oberfrequenzveränderung, um an den entsprechenden der N Ausgänge (30, 40) Schaltschwellwerte zu erzeugen, die sich auf die entsprechenden Oberfrequenzen bezie hen, die nullabgeglichen werden sollen, eine Einrichtung (110) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für eine Größe der entsprechenden Oberfrequenzen ist, die nullabgeglichen werden sollen, und eine Kombinationseinrichtung (103, 105, 107) aufweist, die mit der Vektoreinrichtung (95) zur Oberfrequenzveränderung und der Einrichtung (110) zur Erzeugung eines Größensignals verbunden ist, um die entsprechenden Oberfrequenzgrößensignale mit den entsprechenden Schaltschwellwerten der Oberfrequenzen zu kombinieren, wodurch die entsprechenden N Ausgangssignale zum Koppeln mit den Schalteinrichtungen (19) erzeugt werden.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 16, wobei die Kombinationseinrichtung aus dritten Multiplizierschaltungen (103, 105, 107) besteht.
Schaltregleranordnung nach Anspruch 17, wobei die Einrichtung (110) zur Erzeugung eines Größensignals mehrere Referenzfrequenzgeneratoren (f_REF3, f_REF5, f_REF7) für die entsprechenden Oberfrequenzen, die nullabgeglichen werden sollen, aufweist, wobei die Frequenz jedes Generators die gleiche wie die Frequenz ist, die nullabgeglichen werden soll, wobei mehrere vierte Multiplizierschaltungen (98) zu den entsprechenden Oberfrequenzen, die nullabgeglichen werden sollen, gehören, wobei die vierten Multiplizierschaltungen (98) jeweils einen ersten und zweiten Eingang aufweisen, die jeweils mit einem Ausgang eines entsprechenden Referenzfrequenzgenerators und eines Signals, das repräsentativ für die elektrische Größe ist, und mit einem Ausgang verbunden sind, der mit einem Integrator (100) verbunden ist, und wobei ein Ausgang des Integrators einen Ausgang der Einrichtung (110) zur Erzeugung eines Größensignals bildet.
Schaltregleranordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 18 abhängig von einem der Ansprüche 4 bis 8, wobei ein Ausgang einer jeden der dritten Multiplizierschaltungen (103, 105, 107) mit einem relevanten Ausgang der Einrichtung zur Erzeugung von M × N Schaltschwellwerten summarisch kombiniert wird.
Schaltregleranordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 18, abhängig von einem der Ansprüche 7 bis 12, wobei ein Ausgang einer jeden der dritten Multiplizierschaltungen (103, 105, 107) summarisch mit einem Ausgang der relevanten Einrichtung (90) zum Regeln des Schaltwinkels kombiniert wird.
Schaltregleranordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei der mehrstufige Konverter einer Wirkleistungsübertragung bezüglich der Wechselstromversorgung fähig ist, wobei die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung eine weitere Quanitisierungseinrichtung (60a, 80a) aufweist und die Schaltregleranordnung eine weitere Einrichtung (50A) zur Erzeugung von M × N Schaltschwellwerten aufweist, wobei die weitere Quantisierungseinrichtung (60A, 80A) und die weitere Einrichtung (50a) zur Erzeugung eines Schaltschwellwerts in ähnlicher Weise wie die Quantisierungseinrichtung und die Einrichtung zur Erzeugung eines Schaltschwellwerts zusammenarbeiten, wobei die weitere Quantisierungseinrichtung (60A) keine Phasenverschiebungseinrichtung (66) aufweist und die Ausgänge der weiteren Einrichtung (50A) zur Erzeugung des Schaltwerts summarisch mit den entsprechenden Ausgängen der Einrichtung (50) zur Erzeugung eines Schaltschwellwerts kombiniert werden.
Schaltregleranordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei der mehrstufige Konverter einer Wirkleistungsübertragung bezüglich der Wechselstromversorgung fähig ist, wobei die Einrichtung zum Verändern der zeitlichen Abstimmung eine weitere Einrichtung (60A) zur Erzeugung eines Signals aufweist, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch den mehrstufigen Konverter und eine weitere Einrichtung (90A) zum Regeln eines Schaltwinkels fließt, der zu jedem der N Ausgänge gemäß dem Ausdruck gehört, wobei die weitere Einrichtung (60A) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für den Konverterstrom ist, keine Phasenverschiebereinrichtung (66) aufweist und wobei die Ausgänge der weiteren Einrichtung zum Regeln eines Schaltwinkels (90A) summarisch mit den entsprechenden Ausgängen der Einrichtung zum Regeln eines Schaltwinkels (90) kombiniert werden.
Schaltregleranordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 20, wobei der mehrstufige Konverter einer Wirkleistungsübertragung bezüglich der Wechselstromversorgung fähig ist, wobei die Nullabgleicheinrichtung eine weitere Vektoreinrichtung (95A) zur Oberfrequenzveränderung, um an den entsprechenden der N Ausgänge (30, 40) Schaltschwellwerte zu erzeugen, die sich auf die entsprechenden Oberfrequenzen beziehen, die nullabgeglichen werden sollen, eine weitere Einrichtung (110A) zur Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für eine Größe der entsprechenden Oberfrequenzen ist, die nullabgeglichen werden sollen, und eine weitere Kombinationseinrichtung (103A, 105A, 107A) aufweist, wobei die weitere Vektoreinrichtung (95a) zur Oberfrequenzveränderung, die weitere Einrichtung (110a) zur Erzeugung eines Größensignals und die weitere Kombinationseinrichtung (103A, 105A, 107A) in einer ähnlichen Weise wie die Vektoreinrichtung (95A) zur Oberfrequentveränderung, die Einrichtung (110A) zur Erzeugung eines Größensignals und die Kombininationseinrichtung (103, 105, 107) zusammenarbeiten, wobei die weitere Einrichtung (110A) zur Erzeugung eines Größensignals mehrere 90°-Phasenverschieber aufweist, die zwischen den entsprechenden Referenzfrequenzgeneratoren (f_REF3, f_REF5, f_REF7) und den vierten Multiplizierschaltungen der weiteren Einrichtung (110A) zur Erzeugung eines Größensignals verbunden sind, und wobei die Ausgänge der weiteren Kombinationseinrichtung (103A, 105A, 107A) summarisch mit den Ausgängen der Kombinationseinrichtung (103, 105, 107) kombiniert werden.
Schaltregleranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der mehrstufige Konverter ein mehrstufiger Konverter (12) mit einer Kettenschaltung ist.
Schaltregleranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 23, wobei der mehrstufige Konverter ein mehrstufiger Konverter mit einem aufgestockten Kondensator ist.
Statischer Var-Kompensator mit einem mehrstufigen Konverter und einer Schaltregleranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 25.