JPH0622592A - モータ制御回路 - Google Patents
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- JPH0622592A JPH0622592A JP4176451A JP17645192A JPH0622592A JP H0622592 A JPH0622592 A JP H0622592A JP 4176451 A JP4176451 A JP 4176451A JP 17645192 A JP17645192 A JP 17645192A JP H0622592 A JPH0622592 A JP H0622592A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/04—Single phase motors, e.g. capacitor motors
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、モータ電流波形を適切なものとし
てモータの効率向上、力率改善、高調波の低減、騒音の
低減を可能にすることを目的とする。 【構成】 スイッチング素子の駆動信号を発生するパル
ス幅変調波形合成回路には、基準パルス波形データ列を
記憶する記憶手段１７と、その基準パルス波形データ列
の開始位相を制御する位相制御手段１２と、開始位相が
制御された基準パルス波形データ列のデューティ比を一
様に可変するための基準レベルのオフセットを制御する
オフセット制御手段１３，１８とを具備することを特徴
とする。
てモータの効率向上、力率改善、高調波の低減、騒音の
低減を可能にすることを目的とする。 【構成】 スイッチング素子の駆動信号を発生するパル
ス幅変調波形合成回路には、基準パルス波形データ列を
記憶する記憶手段１７と、その基準パルス波形データ列
の開始位相を制御する位相制御手段１２と、開始位相が
制御された基準パルス波形データ列のデューティ比を一
様に可変するための基準レベルのオフセットを制御する
オフセット制御手段１３，１８とを具備することを特徴
とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導性成分を含む誘導
電動機等を駆動するインバータ方式のモータ制御回路に
関する。
電動機等を駆動するインバータ方式のモータ制御回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータ方式のモータ制御回路
としては、例えば図７に示すようなものがある。この制
御回路はハーフブリッジ構成の単相インバータ回路から
なっている。同図において、１ａ，１ｂはＡＣ電源入力
端子、２は倍電圧整流・平滑回路、３はインバータの負
荷となるもので例えば単相誘導電動機、４，５はスイッ
チング素子であり、単相誘導電動機３の一端は倍電圧整
流・平滑回路２の中間電位点に接続され、他端はスイッ
チング素子４，５で構成されるハーフブリッジ回路の中
点に接続されている。６，７はスイッチング素子ドライ
ブ回路、８はスイッチング素子駆動波形合成回路であ
る。このモータ制御回路の動作を説明すると、交流電源
入力端子１ａ，１ｂに接続された交流電源からの交流電
圧は倍電圧整流・平滑回路２により中点電位のある直流
電圧に変換される。２つのスイッチング素子４，５は、
スイッチング素子ドライブ回路６，７により、内挿周波
数が数ｋＨｚから数十ｋＨｚの高周波パルスでオン・オ
フされる。さらに、上下のスイッチング素子４，５は数
十から数百Ｈｚの駆動周波数で交互に駆動される。この
ようなスイッチング素子４，５の駆動により直流電圧が
所要周波数の交流電圧に変換されて単相誘導電動機３に
与えられるようになっている。単相誘導電動機３の速度
制御はインバータ出力波形の駆動周波数やデューティ比
を可変することにより行われる。
としては、例えば図７に示すようなものがある。この制
御回路はハーフブリッジ構成の単相インバータ回路から
なっている。同図において、１ａ，１ｂはＡＣ電源入力
端子、２は倍電圧整流・平滑回路、３はインバータの負
荷となるもので例えば単相誘導電動機、４，５はスイッ
チング素子であり、単相誘導電動機３の一端は倍電圧整
流・平滑回路２の中間電位点に接続され、他端はスイッ
チング素子４，５で構成されるハーフブリッジ回路の中
点に接続されている。６，７はスイッチング素子ドライ
ブ回路、８はスイッチング素子駆動波形合成回路であ
る。このモータ制御回路の動作を説明すると、交流電源
入力端子１ａ，１ｂに接続された交流電源からの交流電
圧は倍電圧整流・平滑回路２により中点電位のある直流
電圧に変換される。２つのスイッチング素子４，５は、
スイッチング素子ドライブ回路６，７により、内挿周波
数が数ｋＨｚから数十ｋＨｚの高周波パルスでオン・オ
フされる。さらに、上下のスイッチング素子４，５は数
十から数百Ｈｚの駆動周波数で交互に駆動される。この
ようなスイッチング素子４，５の駆動により直流電圧が
所要周波数の交流電圧に変換されて単相誘導電動機３に
与えられるようになっている。単相誘導電動機３の速度
制御はインバータ出力波形の駆動周波数やデューティ比
を可変することにより行われる。
【０００３】次に、スイッチング素子駆動波形合成回路
８について説明する。図８はスイッチング素子駆動波形
合成回路８のブロック図である。同図において、１１は
単相誘導電動機３の駆動周波数を設定する周波数レジス
タ、１４は電圧レジスタ、１６はアドレスカウンタ、１
５は分周比を可変できる分周回路、１７は正弦波電圧パ
ターンを記憶したマスクＲＯＭ、２２は出力回路であ
る。このスイッチング素子駆動波形合成回路８は、予め
記憶素子に、複数の電圧に対応した正弦波パルス変調波
形データ列を記憶させておき、そのデータ列に基づいて
駆動信号を生成させる方式である。電圧レジスタ１４に
より決定された電圧パターンがアドレスカウンタ１６を
進めることによりデータ列がマスクＲＯＭ１７より順次
取り出される。そして、出力回路２２に入力され、スイ
ッチング素子４，５の駆動信号として出力される。単相
誘導電動機３の駆動周波数は、周波数レジスタ１１に設
定された値により分周回路１５の分周比を可変し、アド
レスカウンタ１６を進める信号の周波数を可変すること
で可能となる。
８について説明する。図８はスイッチング素子駆動波形
合成回路８のブロック図である。同図において、１１は
単相誘導電動機３の駆動周波数を設定する周波数レジス
タ、１４は電圧レジスタ、１６はアドレスカウンタ、１
５は分周比を可変できる分周回路、１７は正弦波電圧パ
ターンを記憶したマスクＲＯＭ、２２は出力回路であ
る。このスイッチング素子駆動波形合成回路８は、予め
記憶素子に、複数の電圧に対応した正弦波パルス変調波
形データ列を記憶させておき、そのデータ列に基づいて
駆動信号を生成させる方式である。電圧レジスタ１４に
より決定された電圧パターンがアドレスカウンタ１６を
進めることによりデータ列がマスクＲＯＭ１７より順次
取り出される。そして、出力回路２２に入力され、スイ
ッチング素子４，５の駆動信号として出力される。単相
誘導電動機３の駆動周波数は、周波数レジスタ１１に設
定された値により分周回路１５の分周比を可変し、アド
レスカウンタ１６を進める信号の周波数を可変すること
で可能となる。
【０００４】図９は、スイッチング素子駆動波形合成回
路８から出力される駆動波形の一例を示している。図９
（ａ），（ｂ）はそれぞれのスイッチング素子４，５の
駆動波形である。同図（ｃ）は片側の駆動信号の実効値
であり正弦波となっている。この正弦波の駆動信号は図
８のマスクＲＯＭ１７にデータとして格納されていたも
のである。上記図９（ａ），（ｂ）の駆動信号でモータ
を駆動した場合のモータ電流の一例を同図（ｄ）に示
す。（ｄ）に示すように、正弦波の駆動波形によるモー
タの駆動では、負荷の電気的特性が純正抵抗ではないた
めに、正弦波の電圧波形を印加しても電流波形は必ずし
も正弦波にはならない。また、電流波形が三角波に近く
なり、力率が低下する現象が起きる。さらに、整流回
路、インバータ回路を形成する半導体素子の電圧降下に
より、合成されたモータに印加される交流電圧は、入力
された交流電源の電圧よりも低下する。
路８から出力される駆動波形の一例を示している。図９
（ａ），（ｂ）はそれぞれのスイッチング素子４，５の
駆動波形である。同図（ｃ）は片側の駆動信号の実効値
であり正弦波となっている。この正弦波の駆動信号は図
８のマスクＲＯＭ１７にデータとして格納されていたも
のである。上記図９（ａ），（ｂ）の駆動信号でモータ
を駆動した場合のモータ電流の一例を同図（ｄ）に示
す。（ｄ）に示すように、正弦波の駆動波形によるモー
タの駆動では、負荷の電気的特性が純正抵抗ではないた
めに、正弦波の電圧波形を印加しても電流波形は必ずし
も正弦波にはならない。また、電流波形が三角波に近く
なり、力率が低下する現象が起きる。さらに、整流回
路、インバータ回路を形成する半導体素子の電圧降下に
より、合成されたモータに印加される交流電圧は、入力
された交流電源の電圧よりも低下する。
【０００５】以上の説明では、モータ制御回路として、
ハーフブリッジ構成の単相インバータ方式について説明
したが、フルブリッジ構成の単相インバータ方式や三相
インバータ方式等の他の多相インバータ方式においても
同様である。
ハーフブリッジ構成の単相インバータ方式について説明
したが、フルブリッジ構成の単相インバータ方式や三相
インバータ方式等の他の多相インバータ方式においても
同様である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】インバータ方式のモー
タ制御回路において、従来の正弦波パルス幅変調駆動信
号による制御では、負荷の電気的特性が純正抵抗ではな
いため、モータ電流は必ずしも正弦波とならず、効率の
悪化、力率の低下、高調波の発生、騒音の発生の原因に
なっていた。また、整流回路、インバータ回路を構成す
る半導体素子の電圧ロスのため、直接駆動する場合より
も印加電圧の低下が起きる。
タ制御回路において、従来の正弦波パルス幅変調駆動信
号による制御では、負荷の電気的特性が純正抵抗ではな
いため、モータ電流は必ずしも正弦波とならず、効率の
悪化、力率の低下、高調波の発生、騒音の発生の原因に
なっていた。また、整流回路、インバータ回路を構成す
る半導体素子の電圧ロスのため、直接駆動する場合より
も印加電圧の低下が起きる。
【０００７】そこで、本発明は、これらの問題点に鑑
み、モータ電流波形を適切なものとし、モータの効率の
向上、力率改善、高調波の低減、騒音の低減を可能とし
たモータ制御回路を提供することを目的とする。
み、モータ電流波形を適切なものとし、モータの効率の
向上、力率改善、高調波の低減、騒音の低減を可能とし
たモータ制御回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、第１に、直流電力が入力される複数のス
イッチング素子を制御してモータ駆動用の所要周波数の
交流電力を得るためのパルス幅変調波形合成回路を有す
るインバータ方式のモータ制御回路であって、前記パル
ス幅変調波形合成回路は、前記スイッチング素子を制御
するための基準パルス波形データ列を記憶する記憶手段
と、該記憶手段から読み出される前記基準パルス波形デ
ータ列の開始位相を制御する位相制御手段と、該位相制
御手段で開始位相が制御された前記基準パルス波形デー
タ列のデューティ比を一様に可変するため基準レベルの
オフセットを制御するオフセット制御手段とを具備して
なることを要旨とする。
に、本発明は、第１に、直流電力が入力される複数のス
イッチング素子を制御してモータ駆動用の所要周波数の
交流電力を得るためのパルス幅変調波形合成回路を有す
るインバータ方式のモータ制御回路であって、前記パル
ス幅変調波形合成回路は、前記スイッチング素子を制御
するための基準パルス波形データ列を記憶する記憶手段
と、該記憶手段から読み出される前記基準パルス波形デ
ータ列の開始位相を制御する位相制御手段と、該位相制
御手段で開始位相が制御された前記基準パルス波形デー
タ列のデューティ比を一様に可変するため基準レベルの
オフセットを制御するオフセット制御手段とを具備して
なることを要旨とする。
【０００９】第２に、直流電力が入力される複数のスイ
ッチング素子を制御してモータ駆動用の所要周波数の交
流電力を得るためのパルス幅変調波形合成回路を有する
インバータ方式のモータ制御回路であって、前記パルス
幅変調波形合成回路には、前記スイッチング素子を制御
する基準パルス波形データ列に対し、当該基準パルス波
形データ列の開始位相とデューティ比を一様に可変する
ため基準レベルのオフセットとを制御した後の基準パル
ス波形データ列を記憶する記憶手段を具備させてなるこ
とを要旨とする。
ッチング素子を制御してモータ駆動用の所要周波数の交
流電力を得るためのパルス幅変調波形合成回路を有する
インバータ方式のモータ制御回路であって、前記パルス
幅変調波形合成回路には、前記スイッチング素子を制御
する基準パルス波形データ列に対し、当該基準パルス波
形データ列の開始位相とデューティ比を一様に可変する
ため基準レベルのオフセットとを制御した後の基準パル
ス波形データ列を記憶する記憶手段を具備させてなるこ
とを要旨とする。
【００１０】
【作用】上記構成において、第１に、直流電力が入力さ
れる複数のスイッチング素子の駆動信号として、基準パ
ルス波形データ列の開始位相と基準レベルのオフセット
を所要量可変するように制御した信号を用いることによ
り、モータ電流を適切に制御して、正弦波とすることが
可能となる。
れる複数のスイッチング素子の駆動信号として、基準パ
ルス波形データ列の開始位相と基準レベルのオフセット
を所要量可変するように制御した信号を用いることによ
り、モータ電流を適切に制御して、正弦波とすることが
可能となる。
【００１１】第２に、パルス幅変調波形合成回路には、
予め基準パルス波形データ列の開始位相と基準レベルの
オフセットとを制御した後の基準パルス波形データ列を
格納した記憶手段を具備させることにより、回路構成を
上記第１の発明よりも簡略化することが可能となる。
予め基準パルス波形データ列の開始位相と基準レベルの
オフセットとを制御した後の基準パルス波形データ列を
格納した記憶手段を具備させることにより、回路構成を
上記第１の発明よりも簡略化することが可能となる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００１３】図１ないし図３は、本発明の第１実施例を
示す図である。なお、図１、図２及び後述の第２、第３
実施例を示す図において前記図７、図８における機器及
び素子等と同一ないし均等のものは、前記同一符号を以
って示し、重複した説明を省略する。
示す図である。なお、図１、図２及び後述の第２、第３
実施例を示す図において前記図７、図８における機器及
び素子等と同一ないし均等のものは、前記同一符号を以
って示し、重複した説明を省略する。
【００１４】図１において、９は出力開始位相及びデュ
ーティ比を一様に拡大するオフセット量を負荷である単
相誘導電動機３に最適な値に設定した駆動波形を出力す
ることができるパルス幅変調波形合成回路としてのスイ
ッチング素子駆動信号発生回路である。以降、このスイ
ッチング素子駆動信号発生回路９について説明する。
ーティ比を一様に拡大するオフセット量を負荷である単
相誘導電動機３に最適な値に設定した駆動波形を出力す
ることができるパルス幅変調波形合成回路としてのスイ
ッチング素子駆動信号発生回路である。以降、このスイ
ッチング素子駆動信号発生回路９について説明する。
【００１５】図２は、スイッチング素子駆動信号発生回
路９の一構成例を示している。同図において、１２は位
相制御手段としての位相レジスタ、１３はオフセットレ
ジスタ、１８は加算器であり、このオフセットレジスタ
１３と加算器１８によりオフセット制御手段が構成され
ている。１７は記憶手段としてのマスクＲＯＭ、１９は
乗算器である。このスイッチング素子駆動信号発生回路
９の動作を以下に説明する。周波数レジスタ１１は、分
周回路１５の分周比を決定し、アドレスカウンタ１６を
進める周波数を決定する。即ち、マスクＲＯＭ１７から
データを読み出す速度を可変することで単相誘導電動機
３の駆動周波数を変化させることが可能となっている。
アドレスカウンタ１６には位相レジスタ１２の設定値を
加えて決定されるマスクＲＯＭ１７のアドレスよりデー
タを取り出す。即ち、位相レジスタ１２の設定値によ
り、正弦波の位相を所要値φだけ進めた位置から正弦波
波形を出力することが可能となる。マスクＲＯＭ１７か
ら取り出されたデータは加算器１８によりオフセットレ
ジスタ１３の設定値が加算され、乗算器１９により電圧
レジスタ１４の設定値が乗算される。即ち、オフセット
レジスタ１３でゼロレベルからの基準レベルの所要のオ
フセット量ΔＬが設定され、このオフセット設定値によ
り正弦波波形はデューティ比が一様に拡大され（底上げ
され）、モータ電流に連続性を持たせることが可能とな
る。また、乗算器１９の値をかけることで各パルス幅を
相対的に変化させ電圧密度を可変することで単相誘導電
動機３の速度制御が可能となる。以上の動作過程におい
て、ソフトウェアにより各レジスタの値を任意に設定す
ることが可能となるので、位相、オフセットを任意に制
御し、モータ電流を単相誘導電動機３の制御状態に応じ
て逐次最適化することで正弦波化することが可能とな
る。また、モータの種類や、制御仕様に応じてマスクＲ
ＯＭ１７のデータを変更する必要がなく、ソフトウェア
の変数の変更により対応できるため生産性にも優れてい
る。図３は、上述の動作波形を示している。同図
（ａ），（ｂ）はスイッチング素子駆動信号発生回路９
の出力波形、（ｃ），（ｄ）はこの出力波形の実効値、
（ｆ）はゼロレベルからの基準レベルの所要のオフセッ
ト設定値ΔＬにより正弦波波形（実効値）のデューティ
比が一様に拡大される様子を示している。そして、この
ような駆動信号でスイッチング素子４，５を駆動するこ
とにより単相誘導電動機３へのモータ電流を正弦波とす
ることが可能となる。モータの速度制御は、上述したよ
うに、駆動波形の周波数や、駆動信号パルスのデューテ
ィ比を変化させることにより行われる。
路９の一構成例を示している。同図において、１２は位
相制御手段としての位相レジスタ、１３はオフセットレ
ジスタ、１８は加算器であり、このオフセットレジスタ
１３と加算器１８によりオフセット制御手段が構成され
ている。１７は記憶手段としてのマスクＲＯＭ、１９は
乗算器である。このスイッチング素子駆動信号発生回路
９の動作を以下に説明する。周波数レジスタ１１は、分
周回路１５の分周比を決定し、アドレスカウンタ１６を
進める周波数を決定する。即ち、マスクＲＯＭ１７から
データを読み出す速度を可変することで単相誘導電動機
３の駆動周波数を変化させることが可能となっている。
アドレスカウンタ１６には位相レジスタ１２の設定値を
加えて決定されるマスクＲＯＭ１７のアドレスよりデー
タを取り出す。即ち、位相レジスタ１２の設定値によ
り、正弦波の位相を所要値φだけ進めた位置から正弦波
波形を出力することが可能となる。マスクＲＯＭ１７か
ら取り出されたデータは加算器１８によりオフセットレ
ジスタ１３の設定値が加算され、乗算器１９により電圧
レジスタ１４の設定値が乗算される。即ち、オフセット
レジスタ１３でゼロレベルからの基準レベルの所要のオ
フセット量ΔＬが設定され、このオフセット設定値によ
り正弦波波形はデューティ比が一様に拡大され（底上げ
され）、モータ電流に連続性を持たせることが可能とな
る。また、乗算器１９の値をかけることで各パルス幅を
相対的に変化させ電圧密度を可変することで単相誘導電
動機３の速度制御が可能となる。以上の動作過程におい
て、ソフトウェアにより各レジスタの値を任意に設定す
ることが可能となるので、位相、オフセットを任意に制
御し、モータ電流を単相誘導電動機３の制御状態に応じ
て逐次最適化することで正弦波化することが可能とな
る。また、モータの種類や、制御仕様に応じてマスクＲ
ＯＭ１７のデータを変更する必要がなく、ソフトウェア
の変数の変更により対応できるため生産性にも優れてい
る。図３は、上述の動作波形を示している。同図
（ａ），（ｂ）はスイッチング素子駆動信号発生回路９
の出力波形、（ｃ），（ｄ）はこの出力波形の実効値、
（ｆ）はゼロレベルからの基準レベルの所要のオフセッ
ト設定値ΔＬにより正弦波波形（実効値）のデューティ
比が一様に拡大される様子を示している。そして、この
ような駆動信号でスイッチング素子４，５を駆動するこ
とにより単相誘導電動機３へのモータ電流を正弦波とす
ることが可能となる。モータの速度制御は、上述したよ
うに、駆動波形の周波数や、駆動信号パルスのデューテ
ィ比を変化させることにより行われる。
【００１６】次いで、図４には、本発明の第２実施例に
おけるスイッチング素子駆動信号発生回路９の構成を示
す。本実施例において、従来の構成である図８との相違
点は、記憶手段としてのマスクＲＯＭ２３に格納されて
いるデータの内容である。マスクＲＯＭ２３には、基準
パルス波形データ列に対し、その基準パルス波形データ
列の開始位相φとデューティ比を一様に可変するための
基準レベルのオフセットΔＬとを予め最適に制御した後
の基準パルス波形データ列が納められている。分周回路
１５が周波数レジスタ１１に設定された値により基本周
波数を分周し、アドレスカウンタ１６を進める周波数を
決定する。アドレスカウンタ１６及び電圧レジスタ１４
により決定された前記マスクＲＯＭ２３のアドレスより
データを取り出し、出力回路に入力し駆動信号を出力す
る。動作波形は、前記図３のものとほぼ同様である。本
実施例の構成では、前記図２の構成と異なり、ソフトウ
ェアにより任意に波形を変形させることが不可能となる
が、図２より簡単な構成で、図２のものと同等の効果が
期待できる。
おけるスイッチング素子駆動信号発生回路９の構成を示
す。本実施例において、従来の構成である図８との相違
点は、記憶手段としてのマスクＲＯＭ２３に格納されて
いるデータの内容である。マスクＲＯＭ２３には、基準
パルス波形データ列に対し、その基準パルス波形データ
列の開始位相φとデューティ比を一様に可変するための
基準レベルのオフセットΔＬとを予め最適に制御した後
の基準パルス波形データ列が納められている。分周回路
１５が周波数レジスタ１１に設定された値により基本周
波数を分周し、アドレスカウンタ１６を進める周波数を
決定する。アドレスカウンタ１６及び電圧レジスタ１４
により決定された前記マスクＲＯＭ２３のアドレスより
データを取り出し、出力回路に入力し駆動信号を出力す
る。動作波形は、前記図３のものとほぼ同様である。本
実施例の構成では、前記図２の構成と異なり、ソフトウ
ェアにより任意に波形を変形させることが不可能となる
が、図２より簡単な構成で、図２のものと同等の効果が
期待できる。
【００１７】図５及び図６には、本発明の第３実施例に
おけるスイッチング素子駆動信号発生回路及び動作波形
を示す。本実施例は、基準パルス波形データ列の特定の
位置の位相においてデューティ比を部分的に拡大するこ
とにより、モータ電流を適切に制御するようにしたもの
である。
おけるスイッチング素子駆動信号発生回路及び動作波形
を示す。本実施例は、基準パルス波形データ列の特定の
位置の位相においてデューティ比を部分的に拡大するこ
とにより、モータ電流を適切に制御するようにしたもの
である。
【００１８】図５のスイッチング素子駆動信号発生回路
において、３０は拡幅位相レジスタ、３１はウィンドコ
ンパレータ、３２は拡幅レジスタである。このスイッチ
ング素子駆動信号発生回路の動作を以下に説明する。周
波数レジスタ１１は、分周回路１５の分周比を決定し、
アドレスカウンタ１６を進める周波数を決定する。即
ち、同一パターンのデータを用いていても、その読み出
す速度を可変することでモータ駆動周波数を変化させる
ことが可能となっている。アドレスカウンタ１６は、マ
スクＲＯＭ１７のデータを取り出すためのアドレスを決
定する。このとき、位相レジスタ１２の設定により任意
の位相からデータを取り出すことができる。即ち、位相
レジスタ１２の設定値により、正弦波の位相を進めた位
置から正弦波波形を出力することが可能となる。マスク
ＲＯＭ１７から取り出されたデータは加算器１８により
オフセットレジスタ１３の設定値が加算され、さらに、
乗算器１９により電圧レジスタ１４の設定値が乗算され
る。即ち、オフセットレジスタ１３により正弦波波形は
デューティ比を一様に拡大され（底上げされ）、モータ
電流に連続性を持たせることが可能となる。また、電圧
レジスタ１４の値を乗算器１９により乗算することで各
パルス幅を相対的に変化させ電圧密度を可変することで
モータの速度制御が可能となる。さらに、拡幅位相レジ
スタ３０の示す位置においてデューティ比を拡幅するた
めに、拡幅位相レジスタ３０の示す位相において拡幅レ
ジスタ３２の示す値だけパルス幅を広げることが可能で
ある。即ち、特定の位相のパルス幅を広げることで駆動
電流が三角波に近い場合は、正弦波に近づけることが可
能であり、また、正弦波の駆動電流の場合にはさらにパ
ルス幅を広げ、正弦波駆動の場合よりもさらに大きな電
力を供給することが可能であり、これにより最大回転数
のアップが可能である。この最大回転数のアップ時に
は、電流波形は歪むので騒音の発生が予想されるが、回
転数の高いときに限定すれば、風切り音が大きいのでほ
とんど問題にはならない。以上の動作過程において、ソ
フトウェアにより各レジスタの値を任意にかつ迅速に設
定することが可能となるので、位相、オフセット、パル
ス幅を適切に制御し、モータ電流をモータ制御状態に応
じて逐次最適化することが可能となる。また、本実施例
は、前記第１実施例と同様に、モータの種類や、制御仕
様に応じてマスクＲＯＭ１７のデータを変更する必要が
なく、ソフトウェアで変数の変更を行うことにより対応
できるため生産性にも優れている。図６は、上述の動作
波形を示している。同図（ａ），（ｂ）は出力されるパ
ルス幅変調波形、同図（ｃ），（ｄ）はパルス幅変調波
形の実効値（フィルタを通して見た波形）で、実線は部
分的にパルス幅を広げた例である。同図（ｅ），（ｆ）
は、モータ電流の例である。同図（ｅ）は部分的にパル
ス幅を広げて正弦波（点線）印加時よりも多くの電力を
供給し（実線）、回転数をアップさせた例であり、同図
（ｆ）は三角波（点線）に近いモータ電流を正弦波（実
線）に近づけた例である。
において、３０は拡幅位相レジスタ、３１はウィンドコ
ンパレータ、３２は拡幅レジスタである。このスイッチ
ング素子駆動信号発生回路の動作を以下に説明する。周
波数レジスタ１１は、分周回路１５の分周比を決定し、
アドレスカウンタ１６を進める周波数を決定する。即
ち、同一パターンのデータを用いていても、その読み出
す速度を可変することでモータ駆動周波数を変化させる
ことが可能となっている。アドレスカウンタ１６は、マ
スクＲＯＭ１７のデータを取り出すためのアドレスを決
定する。このとき、位相レジスタ１２の設定により任意
の位相からデータを取り出すことができる。即ち、位相
レジスタ１２の設定値により、正弦波の位相を進めた位
置から正弦波波形を出力することが可能となる。マスク
ＲＯＭ１７から取り出されたデータは加算器１８により
オフセットレジスタ１３の設定値が加算され、さらに、
乗算器１９により電圧レジスタ１４の設定値が乗算され
る。即ち、オフセットレジスタ１３により正弦波波形は
デューティ比を一様に拡大され（底上げされ）、モータ
電流に連続性を持たせることが可能となる。また、電圧
レジスタ１４の値を乗算器１９により乗算することで各
パルス幅を相対的に変化させ電圧密度を可変することで
モータの速度制御が可能となる。さらに、拡幅位相レジ
スタ３０の示す位置においてデューティ比を拡幅するた
めに、拡幅位相レジスタ３０の示す位相において拡幅レ
ジスタ３２の示す値だけパルス幅を広げることが可能で
ある。即ち、特定の位相のパルス幅を広げることで駆動
電流が三角波に近い場合は、正弦波に近づけることが可
能であり、また、正弦波の駆動電流の場合にはさらにパ
ルス幅を広げ、正弦波駆動の場合よりもさらに大きな電
力を供給することが可能であり、これにより最大回転数
のアップが可能である。この最大回転数のアップ時に
は、電流波形は歪むので騒音の発生が予想されるが、回
転数の高いときに限定すれば、風切り音が大きいのでほ
とんど問題にはならない。以上の動作過程において、ソ
フトウェアにより各レジスタの値を任意にかつ迅速に設
定することが可能となるので、位相、オフセット、パル
ス幅を適切に制御し、モータ電流をモータ制御状態に応
じて逐次最適化することが可能となる。また、本実施例
は、前記第１実施例と同様に、モータの種類や、制御仕
様に応じてマスクＲＯＭ１７のデータを変更する必要が
なく、ソフトウェアで変数の変更を行うことにより対応
できるため生産性にも優れている。図６は、上述の動作
波形を示している。同図（ａ），（ｂ）は出力されるパ
ルス幅変調波形、同図（ｃ），（ｄ）はパルス幅変調波
形の実効値（フィルタを通して見た波形）で、実線は部
分的にパルス幅を広げた例である。同図（ｅ），（ｆ）
は、モータ電流の例である。同図（ｅ）は部分的にパル
ス幅を広げて正弦波（点線）印加時よりも多くの電力を
供給し（実線）、回転数をアップさせた例であり、同図
（ｆ）は三角波（点線）に近いモータ電流を正弦波（実
線）に近づけた例である。
【００１９】また、前記第１実施例に対する第２実施例
のように、スイッチング素子駆動信号発生回路を図４の
ように構成し、そのマスクＲＯＭに、基準パルス波形デ
ータ列に対し、予め位相を最適な位置まで進め、さら
に、オフセットを加え、必要に応じてパルス幅を部分的
に拡幅した複数の電圧パターンを納めておくようにして
もよい。ただし、同一の電圧パターンでも、パルス幅の
広がりが部分的に異なるパターンを数種類記憶させてお
くことも可能である。この構成では、図５の構成と異な
り、ソフトウェアにより任意に波形を変形させることが
不可能となるが、図５より簡単な構成で、図５と同等の
効果が期待できる。
のように、スイッチング素子駆動信号発生回路を図４の
ように構成し、そのマスクＲＯＭに、基準パルス波形デ
ータ列に対し、予め位相を最適な位置まで進め、さら
に、オフセットを加え、必要に応じてパルス幅を部分的
に拡幅した複数の電圧パターンを納めておくようにして
もよい。ただし、同一の電圧パターンでも、パルス幅の
広がりが部分的に異なるパターンを数種類記憶させてお
くことも可能である。この構成では、図５の構成と異な
り、ソフトウェアにより任意に波形を変形させることが
不可能となるが、図５より簡単な構成で、図５と同等の
効果が期待できる。
【００２０】なお、各実施例は、図２又は図５の構成に
一部のレジスタを省略、あるいは、図４の構成に一部レ
ジスタを追加することで、汎用性は低下するが簡単な構
成で本実施例の効果を発揮させることも可能である。す
なわち、できる限り簡単な構成で、かつ、必要なパラメ
ータは任意に設定できる方式である。また、各実施例で
はハーフブリッジ構成の単相インバータについて説明を
行ったが、フルブリッジ構成の単相インバータ、三相イ
ンバータ方式あるいは他の多相インバータ方式において
も本実施例の効果が期待できることは明らかである。
一部のレジスタを省略、あるいは、図４の構成に一部レ
ジスタを追加することで、汎用性は低下するが簡単な構
成で本実施例の効果を発揮させることも可能である。す
なわち、できる限り簡単な構成で、かつ、必要なパラメ
ータは任意に設定できる方式である。また、各実施例で
はハーフブリッジ構成の単相インバータについて説明を
行ったが、フルブリッジ構成の単相インバータ、三相イ
ンバータ方式あるいは他の多相インバータ方式において
も本実施例の効果が期待できることは明らかである。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
第１に、直流電力が入力される複数のスイッチング素子
の駆動信号として、パルス幅変調波形合成回路で基準パ
ルス波形データ列の開始位相と基準レベルのオフセット
を所要量可変するように制御した信号を発生させるよう
にしたため、モータ電流を正弦波とすることが可能とな
ってモータの効率の向上、力率の改善、高調波の低減、
騒音の低減を実現することができる。また、ソフトウェ
アにより駆動信号波形を発生させることが可能であるの
で、モータの種類、制御仕様、制御条件に応じた最適な
制御を施した駆動信号を得ることができ、生産性を向上
させることが可能となる。
第１に、直流電力が入力される複数のスイッチング素子
の駆動信号として、パルス幅変調波形合成回路で基準パ
ルス波形データ列の開始位相と基準レベルのオフセット
を所要量可変するように制御した信号を発生させるよう
にしたため、モータ電流を正弦波とすることが可能とな
ってモータの効率の向上、力率の改善、高調波の低減、
騒音の低減を実現することができる。また、ソフトウェ
アにより駆動信号波形を発生させることが可能であるの
で、モータの種類、制御仕様、制御条件に応じた最適な
制御を施した駆動信号を得ることができ、生産性を向上
させることが可能となる。
【００２２】第２に、パルス幅変調波形合成回路には、
予め基準パルス波形データ列の開始位相と基準レベルの
オフセットとを制御した後の基準パルス波形データ列を
格納した記憶手段を具備させるようにしたため、上記と
同様に、モータ電流を正弦波とすることが可能となると
ともに回路構成を簡略化することができる。
予め基準パルス波形データ列の開始位相と基準レベルの
オフセットとを制御した後の基準パルス波形データ列を
格納した記憶手段を具備させるようにしたため、上記と
同様に、モータ電流を正弦波とすることが可能となると
ともに回路構成を簡略化することができる。
【図１】本発明に係るモータ制御回路の第１実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】第１実施例におけるスイッチング素子駆動信号
発生回路を示すブロック図である。
発生回路を示すブロック図である。
【図３】第１実施例の動作波形を示す図である。
【図４】本発明の第２実施例におけるスイッチング素子
駆動信号発生回路を示すブロック図である。
駆動信号発生回路を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３実施例におけるスイッチング素子
駆動信号発生回路を示すブロック図である。
駆動信号発生回路を示すブロック図である。
【図６】第３実施例の動作波形を示す図である。
【図７】従来のモータ制御回路を示す回路図である。
【図８】上記従来例におけるスイッチング素子駆動波形
合成回路を示すブロック図である。
合成回路を示すブロック図である。
【図９】上記従来例の動作波形を示す図である。
２ 倍電圧整流・平滑回路 ３ 単相誘導電動機 ４，５ スイッチング素子 ９ スイッチング素子駆動信号発生回路（パルス幅変調
波形合成回路） １２ 位相レジスタ（位相制御手段） １３ オフセットレジスタ １８ オフセットレジスタとともにオフセット制御手段
を構成する加算器 １７，２３ マスクＲＯＭ（記憶手段）
波形合成回路） １２ 位相レジスタ（位相制御手段） １３ オフセットレジスタ １８ オフセットレジスタとともにオフセット制御手段
を構成する加算器 １７，２３ マスクＲＯＭ（記憶手段）
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電力が入力される複数のスイッチン
グ素子を制御してモータ駆動用の所要周波数の交流電力
を得るためのパルス幅変調波形合成回路を有するインバ
ータ方式のモータ制御回路であって、 前記パルス幅変調波形合成回路は、前記スイッチング素
子を制御するための基準パルス波形データ列を記憶する
記憶手段と、該記憶手段から読み出される前記基準パル
ス波形データ列の開始位相を制御する位相制御手段と、
該位相制御手段で開始位相が制御された前記基準パルス
波形データ列のデューティ比を一様に可変するため基準
レベルのオフセットを制御するオフセット制御手段とを
具備してなることを特徴とするモータ制御回路。 - 【請求項２】 直流電力が入力される複数のスイッチン
グ素子を制御してモータ駆動用の所要周波数の交流電力
を得るためのパルス幅変調波形合成回路を有するインバ
ータ方式のモータ制御回路であって、 前記パルス幅変調波形合成回路には、前記スイッチング
素子を制御する基準パルス波形データ列に対し、当該基
準パルス波形データ列の開始位相とデューティ比を一様
に可変するため基準レベルのオフセットとを制御した後
の基準パルス波形データ列を記憶する記憶手段を具備さ
せてなることを特徴とするモータ制御回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4176451A JPH0622592A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | モータ制御回路 |
| KR1019930012589A KR0129679B1 (ko) | 1992-07-02 | 1993-07-02 | 모터제어회로 |
| US08/742,697 US5847536A (en) | 1992-07-03 | 1996-11-04 | Motor control circuit equipped with correction means therein |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4176451A JPH0622592A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | モータ制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0622592A true JPH0622592A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=16013940
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4176451A Pending JPH0622592A (ja) | 1992-07-02 | 1992-07-03 | モータ制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5847536A (ja) |
| JP (1) | JPH0622592A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100347716B1 (ko) * | 1999-10-12 | 2002-08-07 | 엘지전자주식회사 | 정전시 세탁기의 제동방법 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004104895A (ja) * | 2002-09-09 | 2004-04-02 | Hitachi Ltd | 圧縮機駆動装置及び冷凍空調装置 |
| JP3686962B2 (ja) * | 2003-02-05 | 2005-08-24 | ローム株式会社 | モータドライバ |
| US7917017B2 (en) * | 2006-11-14 | 2011-03-29 | Denso Corporation | Motor drive apparatus and method |
| KR101407960B1 (ko) * | 2009-09-10 | 2014-06-17 | 삼성전자 주식회사 | 세탁기 및 그 제어방법 |
| KR101422922B1 (ko) * | 2012-09-27 | 2014-07-23 | 삼성전기주식회사 | 게이트 구동 회로 및 이를 갖는 인버터 |
| US9236828B1 (en) * | 2014-07-03 | 2016-01-12 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Methods and power conversion system control apparatus to control IGBT junction temperature at low speed |
| US11336206B2 (en) | 2020-09-23 | 2022-05-17 | Rockwell Automation Technoligies, Inc. | Switching frequency and PWM control to extend power converter lifetime |
| US11533013B1 (en) * | 2021-07-29 | 2022-12-20 | Rivian Ip Holdings, Llc | Pulse width modulation clock synchronization |
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| US4371782A (en) * | 1979-12-31 | 1983-02-01 | Frans Brouwer | Optical pattern tracing system with remotely controlled kerf and forward offsets |
| US4342077A (en) * | 1980-07-17 | 1982-07-27 | Allen-Bradley Company | Numerical control servo drive circuit |
| JPS6043757B2 (ja) * | 1981-05-06 | 1985-09-30 | 株式会社日立製作所 | 電動機の制御方法およびその制御装置 |
| US4342952A (en) * | 1981-05-20 | 1982-08-03 | Sperry Corporation | Synchro stabilizer circuit |
| US4599550A (en) * | 1982-05-07 | 1986-07-08 | The Babcock & Wilcox Company | Digital generation of 3-phase PWM waveforms for variable speed control of induction motor |
| JPS6152497A (ja) * | 1984-08-20 | 1986-03-15 | 株式会社理研オプテック | 安全装置 |
| US4620143A (en) * | 1984-11-09 | 1986-10-28 | Westinghouse Electric Corp. | Digital pulse width modulation motor control system |
| JPS61240859A (ja) * | 1985-04-12 | 1986-10-27 | Fuji Electric Co Ltd | 単相ブリツジインバ−タのｐｗｍ制御方式 |
| JPH0834694B2 (ja) * | 1986-10-25 | 1996-03-29 | 株式会社日立製作所 | 電力変換器の制御装置 |
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| JP2821679B2 (ja) * | 1988-07-19 | 1998-11-05 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍインバータのゲート信号発生方法および装置、ｐｗｍインバータ装置 |
| KR930010167B1 (ko) * | 1989-03-31 | 1993-10-15 | 샤프 가부시끼가이샤 | 신호 발생회로 및 이 회로를 이용한 컴프레서 제어장치 |
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| GB2243464B (en) * | 1990-03-23 | 1994-02-23 | Toyoda Machine Works Ltd | Digital servo-control apparatus |
| KR930007600B1 (ko) * | 1990-08-14 | 1993-08-13 | 삼성전자 주식회사 | 전동기의 전류위상 지연보상 방법 |
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| JP2501012B2 (ja) * | 1992-12-17 | 1996-05-29 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレイション | 電流測定装置 |
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-
1992
- 1992-07-03 JP JP4176451A patent/JPH0622592A/ja active Pending
-
1996
- 1996-11-04 US US08/742,697 patent/US5847536A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100347716B1 (ko) * | 1999-10-12 | 2002-08-07 | 엘지전자주식회사 | 정전시 세탁기의 제동방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5847536A (en) | 1998-12-08 |
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