JP2002518971A - 電子整流多相モータの給電方法及びこの方法を実施する給電回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、電源（Ａ）から供給された電源流の急速な変動を減衰するための電源（Ａ）の下流の受動電気フィルタリングと、通過状態と、阻止状態を示す命令自在なスイッチユニットを使用し、前記スイッチの状態のそれぞれの組み合わせが変換配置を定義する、電動機（Ｍ）の相に給電するための電源（Ａ）によって供給される電圧の変換と、電流命令（Ｉｃｏｎｓ）の前後の電源電流の調節と、それぞれのサイクルがその中で励磁と消磁の命令が変化しない複数個のシーケンシング期間を有する、位相の励磁と消磁の命令によって開始された電動機（Ｍ）の相の励磁と消磁のサイクルのシーケンシング電源（Ａ）からの電子整流多相電動機（Ｍ）の給電方法に関する。この方法はさらに、サイクルごとの少なくとも一つのシーケンシング期間の間、電流の平均電流ができるだけ電流命令（Ｉｃｏｎｓ）をできるだけ遵守するように複数個の変換配置対を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （技術分野） 本発明は電子整流多相モータの給電方法に関する。ならびに本方法を使用した
給電回路に関する。

【０００２】 （背景技術） 電子整流多相モータの単相回路網からの給電は、一般的にこのモータの各位相
に給電するために、ピックアップから発せられる位置の命令と情報に基づいて操
作される電子整流の手段を含む整流段およびコンバータ段を実行に移す。本発明
は、出力コンバータにより給電される電子整流可変磁気抵抗モータの事例に関す
るものであるが、これに限定するものではない。

【０００３】 電子整流モータの実際の給電方法では、電源から発生する電流は、周波数領域の
多種多様な周波数に影響する妨害を受ける。この妨害により規約ＣＥＩ ６１０
００−３−２で認可された電流の高周波の値を超過することがある。この不具合
を実際に解決するには、その領域の周波数を超える電流の同調に生じた障害を取
り除くために電源電流を選択する。例えば、受動（主としてフィルタＬ、Ｃから
なる）あるいは能動（ＰＦＣ「力率補正」タイプ）のフィルタを整流段とコンバ
ータ段の間に挿入する。フィルタＰＦＣをコンバータ段の上流に追加すると多額
の追加費用が必要になり、操作出力が数百ワット以上というエレクトロニクスで
許容されていないワット数となる。

【０００４】 本発明出願人名義の文書ＦＲ２ ７４４ ５７７ により、整流された電源から
電子整流可変磁気抵抗付き多相モータに給電する方法には、整流された電圧がそ
の位相に加えられる間の励磁シーケンス、整流された逆の電圧がその位相、つま
り妨害の検波が整流された電源から発生した電流に影響を及ぼす間の消磁シーケ
ンス、さらにこの検波に対応して少なくとも１位相以上に現在蓄えられている磁
気エネルギーが前記にかなり保存されている間の自由輪のシーケンスを内包して
いることが解っている。

【０００５】 よって、実際の給電方法は、モータを広範囲に機能させることができないため、
あるいは高価なフィルター装置が必要になるため、満足の行くものではないこと
は明白である。特にコンバータの電源電流の効率的な制御装置を提供する上で経
済的に満足の行く解決策は現実には存在していない。

【０００６】 （発明の開示） 本発明の目的は、現在の方法より一段と優れた柔軟性のあるコントロールの備
わった電子整流式モータに給電し、この不具合を改善する方法を提案することで
あり、ＰＦＣなどの効力の強いフィルタ装置の補助を必要とせず、電磁的な互換
性に関する現実の制約をクリアすることである。これらの目的は、電源から電子
整流多相モータの給電方法において、 ― 前記電源から供給された電源電流の急速な変動を減衰するための電源の下流
の受動電気式のフィルタリングと、 ―通過状態と、阻止状態を示す命令自在なスイッチ・ユニットを使用し、前記ス
イッチの状態のそれぞれの組み合わせが変換配置（変換構成）を定義する、モー
タの相に給電するための電源によって供給される電圧の変換と、 ―２つの変換配置の交番を使用する、電流命令の前後の電源電流の調節と、 ―給電平均電流の決定と、 ―それぞれのサイクルがその中で励磁と消磁の命令が変化しない複数個のシーケ
ンシング周期を有する、位相の励磁と消磁の命令によって開始されたモータの相
の励磁と消磁のサイクルのシーケンシングと、 によって達成される。

【０００７】 本発明に基づいて、この方法により、サイクルごとの少なくとも一つのシーケン
シング周期の間、電流の平均電流が電流命令をできるだけ遵守するように複数個
の変換配置対を使用する。

【０００８】 したがって、この給電方法により電源電流を効率よく制御する費用を最低限に抑
え、力率を最適化し電磁の互換性の制約を満足させることに寄与することになる
。さらに本発明に基づくこの供給方法は、このように給電されるモータにより発
生する異常音をかなり減衰させることができる。

【０００９】 ここで、シーケンシングの周期ごとに、シーケンサーにより発される指令あるい
は命令が変化しない間の周期を定義する。シーケンシング周期の中で、２つの連
続した配置対が同一あるいは等価の配置（構成）を所有できることは注目に値す
る。

【００１０】 本発明に基づく方法を実行する際の好ましい形式において、これはさらに、電流
命令をできるだけ忠実に囲む給電電流の２つの値を発生することを可能にする配
置対を選択し、位相の励磁または消磁の命令を考慮するように組み合わされた配
置の対を選択するように構成されている。

【００１１】 本発明に基づく給電方法により、励磁または消磁の命令に応じて予め定義した一
連の配置の対を使用するように構成されている。

【００１２】 さらに、現在の配置対によっても電流命令を囲む２つの電源電流をもはや発生で
きないとき、現在の配置対から次の配置対へ移行することを計画することができ
る。

【００１３】 周期の初期化の都度、前の周期の最後の能動配置対に応じて予め定義された対の
続きに属する最初の配置対を決定し、ついでこの最初の配置対を使用するような
構成の計画を立てると有利である。

【００１４】 例えば、選択された配置の対の一つが少なくとも一つの自由輪状態を含むことが
できる。

【００１５】 特に本発明に基づく給電方法を実施する場合、シーケンシング周期の中で、連続
する２つの配置対がモータ位相に対してほぼ同一の電位差を発生する同一あるい
は等価の配置を有するように計画することができる。

【００１６】 最初の実現方法において、電源は整流された交流電圧源であり、電流命令が電源
とともにほぼ整流された制限に近い形を示す。

【００１７】 二番目の実現方法において、電源はほぼ一定の電源であり、電流命令がほぼ連続
した形である。

【００１８】 本発明をほかの局面から考察する場合、本発明に基づいてこの方法を実施する
電源から電子整流多相モータを給電するための回路が提案されており、この回路
は、 −前記電源から供給された電源電流の急速な変動を減衰するための電源と直列の
受動電気フィルタリング手段と、 ―通過状態と、阻止状態を示す命令自在なスイッチ・ユニットを備え、前記スイ
ッチ状態のそれぞれの組み合わせが変換配置を定義する、モータの相に給電する
ためのフィルタをかけた電源から給電するためのコンバータと、 ―コンバータの給電平均電流の決定手段と、 ―電流命令と電流測定に応じて、論理信号に応答する２つの変換配置の間の交番
を可能にする調節論理信号を発生するために配置された電源電流の調節手段と、 ―それぞれのサイクルが位相全体にシーケンサによって発信された命令が変化し
ない複数個のシーケンス周期に分解される、位相の励磁と消磁のサイクルを定義
する命令の論理信号を発生する位相シーケンサと、 から成る。

【００１９】 本発明に基づき、この回路は、位相シーケンサーとコンバータの間に配置され
、位相シーケンサーによって定義されたそれぞれのシーケンシング周期の間、コ
ンバータの平均電流が電流命令をできるだけ遵守するように複数個の配置対を連
続して使用するように構成された選択装置を備えていることを特徴とする。

【００２０】 位相シーケンサーからは、モータの回転方向、またこのモータの必要とする平
均的な機械を用いた対方向に応じて、位相の励磁および消磁サイクルを定義する
命令の論理信号が発生される。

【００２１】 選択装置は、電流命令をできるだけ忠実に囲む給電電流の２つの値を発生する事
を可能にする配置対を選択し、位相の励磁と消磁の命令を考慮するように特に構
成されている。

【００２２】 （発明を実施するための最良の形態） 本発明のこの他の特徴ならびに利点はこの後の記載で説明するが、例示のための
添付の図面は本発明の要旨を限定するものではない。

【００２３】 さて、図１を参照しながら、本発明に基づいた電源回路を実行する場合の一例を
説明する。電源回路１には、電源Ａに接続されたフィルタ装置２が入口に備えら
れた動力変換チェーンと、電子整流多相モータＭの位相に給電する従来型の動力
コンバータ３が備えられている。さらに電源回路１には、平均電流調整機６、コ
ンバータ３に取り付けられた変調の論理信号発生器の回路５、位相シーケンサー
７、およびコンバータ３に取り付けられた配置の対を選択する選択装置１００を
含むコントロール回路およびコマンド回路が装備されている。

【００２４】 次に、論理状態１は、配置の同一対内部で論理状態０によって生成された電流を
超える電源電流の生成に相当していなければならないことを説明する。

【００２５】 本発明に基づいて電源回路を作成した場合の一例を挙げると、フィルタ２は、基
準値がＬ＝１ ｍＨおよびＣ＝４．７μＦのときのタイプ（Ｌ、Ｃ）のフィルタ
とする。このフィルタはフィルタの上流側の平均電流がフィルタの下流側の平均
電流とほぼ等しいように設定する。

【００２６】 位相７のシーケンサーは、回転方向の命令と対の符号の命令と、位置ピックアッ
プなどから発生する周期発生器のデータを受領する。調整器６は、コンバータ３
の電源電流の測定情報４と電流命令情報Ｉｃｏｎｓを受領する。この二つの情報
は均等に位相７のシーケンサーに接続された選択装置１００に当てられる。

【００２７】 実現したほうが良いと思われる形としては、平均電流調整器に、特にコンバータ
の電源電流測定機と電流命令との間の構成部品の抜取り器２１を含んだ、図２Ａ
に示すような第一番目の構造２０と、スケーラー２２、ゼロ・コンパレータ回路
２３、周期的な変数ＭＬＩと関連した論理信号を出口から直接発生させる周波数
制限器２４を提示する。

【００２８】 そのほかに実現する形としては、この調整器は、コンバータの電源電流測定の平
均値を提示するためのタイプＲ、Ｃなどの平均回路３１と電流命令の間のコンパ
レータ回路３２、そして周波数制限機２４を含む、図２Ｂで示す別の構造を提示
することもできる。

【００２９】 ここで、本発明に基づいて図３を参照しながら、選択装置の中で最も一般的な給
電方法を実施する上で最も重要な段階を説明する。

【００３０】 シーケンサー７からは、継続期間が励磁および消磁の命令が変化しない内部でシ
ーケンシングＴの周期を定義する論理信号全体のＳＬが発生する。選択装置１０
０（図１）は、これらの論理要求を考慮し、可能な配置全体の中でＣｏｎｆ１、
Ｃｏｎｆ２…ＣｏｎｆＭという配置Ｍ全体を選択すると、シーケンサーの要求を
遵守できるようになる。選択したそれぞれの配置に対して、特に位相電流の測定
値を利用しながらコンバータのＩＣｏｎｆ１、ＩＣｏｎｆ２…ＩＣｏｎｆＭとい
う電源電流を計算する。さらに計算された電流ＩＣｏｎｆと電流命令ＩＣｏｎｓ
との間の差異と等しい電流Ｉｅｒｒｅｕｒのエラーを計算する。電流のエラーが
プラスの場合、｜Ｉｅｒｒｅｕｒ｜を最小限に抑える配置を選択し、コマンドＭ
ＬＩの論理状態１にこの配置を組み合わせる。電流のエラーがマイナスの場合、
｜Ｉｅｒｒｅｕｒ｜を最小限に抑える配置をコマンドＭＬＩの論理レベル０に組
み合わせる。このようにして選択された両方の配置は、配置対［ＣｏｎＦ Ｘ、
ＣｎＦ Ｙ］を組み立てる。

【００３１】 図４で簡略化されて示されたバージョンに対応する本発明に基づいた給電方法を
使用する場合、新規周期に対応したシーケンサー７の新規要求をそれぞれ考慮し
て実際に実行する中で、使用された最後の対の配置が記憶される。メモリーで予
め規定されたこの新規要求と互換性のある、対１＝Ｃｏｎｆ１／Ｃｏｎｆ２、対
２＝Ｃｏｎｆ３／Ｃｏｎｆ４、…．、対Ｃ＝Ｃｏｎｆ Ｐ／Ｃｏｎｆ Ｑという
配置対の続きが発生する。この続きの最初の対を選択し、要求ＭＬＩが新規論理
０になるときにコンバータ３の電源電流を測定する。コンバータの電源電流が電
流ＩＣｏｎｓの命令以下の場合、選択された対を維持する。反対に、電源電流が
電流命令を超えると対の続きの中で次に続く対を選択して、選択された配置の対
に変更を加える。

【００３２】 図５〜図１３および図１７〜図１９を参照しながら、コンバータの従来型構造
とモータから可変リラクタンスへの通常の給電方法に対応する配置の対を実際に
選択した例をいくつか提示してみよう。図５〜１３および図１７〜１９に対して
、同一の構成部品あるいは対に共通の参照が体系的に使用されることは注目に値
する。

【００３３】 まず、図５Ａ〜図７Ｄまでの図を参照して、三相モータへ給電するために６個の
トランジスタＴ１〜Ｔ６を備えた出力コンバータ５０を考えてみる。この出力コ
ンバータは連続電源Ｅの上流に接続されておりタイプ（Ｌ、Ｃ）のフィルタリン
グ層により構成されている。このコンバータからは２つの自由輪のダイオードを
それぞれ所有する非対称の従来型３ハーフ・ブリッジ構造を提示し、三相給電を
提供する。

【００３４】 図５Ａに示された一番目の表は、この給電構造に対して直接方向で使用される配
置対のユニットを示している。これは、給電を受けるモータの３位相Ｕ、Ｖ Ｗ
に対応する３つの列と、特性シーケンスに対応する６つの行からなる表で、それ
ぞれがコンバータのトランジスタの状態および循環型の割合が０〜１００％の間
で変化し、係数αで表されるコマンドＭＬＩとの特有の組み合わせと対応してい
る１８組の配列対が再編成されている。

【００３５】 このように、（Ｗ、４）の場合は、電源電流は −Ｉｕ −αＩｖ ＋ Ｉｗ
という式で表される。この場合、Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗはそれぞれ位相Ｕ、Ｖお
よびＷに投入された電流を表し、係数αは０と１の間で連続して変化する電流を
表す。１に等しい係数αは励磁（＋Ｉ）か、あるいは消磁（−Ｉ）に対応するが
、係数αは自由輪状態に対応することはない。

【００３６】 もう一つ別の列への移行はシーケンシングの新規の各周期で行なわれるため、
シーケンサー７の管理を受ける。

【００３７】 現在の配置対が適切でないことが検知されると、選択装置によって列内での次
の各行への移行が始まる。

【００３８】 各表内の矢印は、周期に変更があるときに一番目に選択される配置対を示す。配
置対が移行する場合は常にコンバータの平均電源電流は連続していることに注意
を払う必要がある。

【００３９】 シーケンサーの要求とは逆方向の場合、図５Ｂなどの例の該当する表を参照する
。両方向の回転で使用できる前記の対を成すシーケンスを定義することは可能で
ある。この場合、図５Ｃに示される表のみを参照する。

【００４０】 それではここで、図６および図７Ａ〜７Ｄで示される、回転の直接方向での一連
の配置対を実際に使用した場合を説明する。

【００４１】 たとえば、電流−Ｉｕ＋αＩｖ−Ｉｗの式を使って、図６の表の第Ｖ列と第５行
の交わるところで、Ｖ５の第１の配置対を見てみる。この第１の配置対において
は、他の２つの位相ＵとＷからは磁気が除かれているのに対し、ＭＬＩ変調で励
磁されたのがモータの位相Ｖとなっている。コンバータの分岐線ＶのＴ４低次ト
ランジスタ通過状態を維持しているのに対し、Ｔ３の高次トランジスタはＭＬＩ
変調で制御されている（図７）。

【００４２】 シーケンサー７が、位相Ｖから位相Ｗまで整流に対応するシーケンシングの新周
期を命じるとき、図６の表は、図７Ｂに示される対Ｖ５から対Ｗ３への移行に相
当するところが矢印で示されている。この第２の配置対においては、位相Ｕから
は磁気が取り除かれ、位相Ｗは常時給電されているが、位相Ｖは、Ｔ３高次トラ
ンジスタのＭＬＩコマンドによってコントロールされる励磁の影響下におかれて
いる。この第２の配置対Ｗ３から表の同じ列に続く配置対Ｗ４への移行は、電流
エラーを最小限に抑えるという条件に基づいた選択装置によって操作される。そ
の新しい配置対Ｗ４（図７）においては、分岐線ＶのＴ３高次トランジスタは開
状態のままであるのに対し、Ｔ４低次トランジスタはＭＬＩモードで操作され、
それにより、自由輪による消磁状態で巻線Ｖを配置することになる。この場合、
Ｔ３とＴ４のトランジスタのコマンドを逆転させることが可能であり、それによ
り等価の配置対が形成されることになることは注目に値する。次に、選択装置１
００の命令により、二つの位相ＵとＶから充分に磁気が取り除かれ、位相Ｗが分
岐線ＷのＴ５高次トランジスタのＭＬＩコマンドによってコントロールされる励
磁状況に置かれるＷ５（図７）の配置対に移行する。シーケンサー７が、位相Ｗ
から位相Ｕの整流に相当する新規シーケンシング周期を指令するまで、通常はこ
の配置対に留まるものである。

【００４３】 図８に示された従来型の構造に基づく４個のドランジスタと４個のダイオードを
備えた出力コンバータ６０に関する本発明に基づく給電方法を適用することもで
きる。この図に対応する配置対は、Ｔ１〜Ｔ４のトランジスタの論理状態［１０
１１］と結びついた第１の配置対と、論理状態［１００１］に結びついた第２の
配置対により構成される。この給電方法では、６つの配置対のみが、図９Ａと図
９Ｂに示されるように、各回転方向に流れる。また、図１０に示される配置対の
表を参照すると、４つのトランジスタのコンバータ構造の左右対称の三相の給電
も予測することができる。

【００４４】 また、電子整流の二相モータに給電するための本発明に基づく方法を使用する
こともできる。図１１および１２を参照して、非対称的で、必然的に左右対象と
なる給電に相当する２つのハーフ・ブリッジで構成される出力コンバータ７０に
応用する最初の例においては、配置対の続きは、２つの回転方向の場合、矢印で
示される移行に基づいて連続して流れることとなる８つの配置対を含む。図１１
に示される配置対は、電流−αＩｕ＋Ｉｖの式に呼応する対Ｖ２である。

【００４５】 また、３つのトランジスタへ接続することにより必然的に左右対象となる二相の
給電方法も検討することができる。この給電方法は、図１３に示される４つの配
置対を引き出す。

【００４６】 たとえば、図１４に示される磁石または非同周期モータ付き電子整流モータの
操作に使われることがある、２つの完全なブリッジからなるＴ１〜Ｔ８の８つの
トランジスタ・コンバータ８０によって実現する非対称の二相二方向給電の場合
、図１５と１６に示される１６の一連の配置対は各回転方向と組み合わされる。
この給電方法においては、二相のモータの巻線はそれぞれ一方向あるいはその他
の方向に給電される。これにより、図１５と１６の表のサイクル、つまり二つの
位相における電源電圧を適用する異なる組合せに呼応した４つの列Ｕ＋、Ｖ＋、
Ｕ−、Ｖ−によって示される４周期を発生することになる。図１４に示される配
置対はこのようにして、対Ｖ＋２の項に示され、また電流−αＩｕ⁺＋Ｉｖ⁺の式
に呼応する。

【００４７】 本発明による給電方法特有の性能は、図１７と図１９の時系列図表に示されて
いる。したがって、図１７に示され、図６の表に示されるコンバータの構造と結
びつく電源電流の電波形には、配置対Ｖ５に対応する電流のＭＬＩ整流の最初の
領域、シーケンシングの新規周期の際にシーケンサー７によって命令される位相
整流によって作動され、その周期におけるＷ３の最初の配置対に対応する第二の
領域、ＭＬＩ＝０のレベルで測定される電流が電流命令を越えるときに開始し、
Ｗ４の配置対に対応する第三の領域であるＭＬＩ＝０のレベルで測定される電流
が電流命令を越えるときに開始し、Ｗ５の配置に呼応する第四の領域が備わる。
新規の配置対の連続Ｕ３，Ｕ４，Ｕ５を行うために、位相の整流指令がシーケン
サー７によって発令されるとすぐに、この配置対を停止する。この配置対の整流
プロセスにより、位相整流に反する異なった給電の周期の場合、電流命令ＩＣｏ
ｎｓ周辺で給電平均電流Ｉａｌｉｍを効果的にコントロールすることができる。

【００４８】 コンバータの同じ分岐線の高次と低次それぞれのトランジスタのコマンドＣ（
ＴＬ）、Ｃ（ＴＨ）の論理信号、この場合は分岐線Ｗを観察すると、高次および
低次のトランジスタがシーケンシングの周期Ｔの終わりとは別にＭＬＩに指令さ
れたままとなっていることが分かる。

【００４９】 次に、図１８を参照して、本発明に基づいた給電方式で指令された出力コンバー
タの特徴的な電波形を観察すると、下次のトランジスタＩＧＢＴのコマンドＣ（
ＴＬ）の論理信号は、従来型のスロットの形をしているのに対し、関連する高次
ＩＧＢＴトランジスタのコマンドＣ（ＴＨ）の論理信号は、切断されていない第
１部分と高周波数の変調ＭＬＩに相当する第２の部分に分かれたスロットの形を
している。

【００５０】 位相におけるＩｐｈａｓｅ電流は、サイクルのはじめに切断されていない上向き
正面が現れた後に、下次トランジスタのコマンド周期の残りの継続期間に「制御
下のＭＬＩ」の第１番目の減衰領域が続き、その後に上次トランジスタのコマン
ドの最後に「制御下の」ＭＬＩ領域、そして前記の２つのトランジスタのコマン
ド領域外の制御下ＭＬＩでの減衰領域が続き、最後にサイクル最後に電流解除の
領域が現れる電波形を示す。コンバータの電源電流Ｉａｌｉｍは常時電流の命令
の周辺でよく制御されているため、本発明に基づく給電方式が有効であることに
気付いた。

【００５１】 本発明に基づく給電方式の有効性は、図１９のクロノグラムに示されるように、
サインカーブの電流の命令を遵守する必要のある電源電流の場合においても効力
がある。このように、測定された電源電流Ｉａｌｉｍは、Ｉｐｈａｓｅ位相の電
流が著しく不規則な波形を示すのに対して、相対的に弱い振幅の変調ＭＬＩを伴
う顕著なサインカーブの状態を示していることが観察される。

【００５２】 本発明に基づき給電方法を簡略化する場合は、インパルス幅（ＭＬＩ）の変調
による唯一のスイッチの付いたコンバータの３つの一連の配置対を選択しなけれ
ばならないことに注意する必要がある。しかしこれを利用すると、シーケンサー
から送られた命令が突然変更するなどして例外が発生する場合に、配置対が不連
続になるという不具合が発生する。例として、回転方向の逆転要求の場合が挙げ
られる。その場合、配置対のシーケンスは通常に作動する時間がなくなり、第１
の配置対はコンバータによって消費される電流の連続性は保障できなくなる。

【００５３】 一般的に、本発明に基づく給電方式は、磁石式同期モータ、またはケージ式非
同期モータというような、あらゆるタイプの電子整流モータ（ＭＣＥ）で利用可
能である。モータの位相の数は、２、３，４または５である。

【００５４】 信号ＭＬＩがスイッチＩＧＢＴに適用される場合、この信号の典型的な周波数
の範囲は１０〜５０ＫＨｚの間になる。

【００５５】 ここで行った説明は、極めて特別な作動例にのみ関係することであり、３つの位
相はそれぞれ無関係に何らかのエネルギーを生み出す状態となり得ることを銘記
したい。特に、位相のヒステリシス差を考察することができる。

【００５６】 当然、本発明は、ここに記述した例に限定されるものではなく、本発明の範囲
を逸脱することなく、本発明に多くの改良を加えることは可能である。したがっ
て、本方式で供給される電子整流モータの位相や電極の対の数は任意に設定する
ことができる。そのほか、本発明に基づく方式は、励磁および消磁シーケンスの
開始時に角度調整をするというあらゆる慣例法則を受け入れ得るものである。出
力スイッチは、本説明中に提案したトランジスタＩＢＧＴに限定せず、その他の
あらゆるトランジスタ・テクノロジーを含めて選択することができる。さらに、
高次および低次のスイッチのコマンドの論理を、当然のことながら相互に入れ換
えることが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に基づく供給回路のブロック線図である。

【図２Ａ】 コンバータの給電平均電流調整を実行する２つの方法を示す。

【図２Ｂ】 コンバータの給電平均電流調整を実行する２つの方法を示す。

【図３】 本発明に基づく最も一般的な方法で給電方法を使用するときに対応するフロー
チャートである。

【図４】 本発明に基づく給電方法を特に使用するときに対応するブロック線図である。

【図５Ａ】 回転の直接方向で６個のトランジスタを備えた非対称三相給電の場合の、配置
対間での特徴的な推移を示した表である。

【図５Ｂ】 回転の逆方向で６個のトランジスタを備えた非対称三相給電の場合の、配置対
間での特徴的な推移を示した表である。

【図５Ｃ】 回転の両方向で６個のトランジスタを備えた左右対称三相給電の場合の、配置
対間での特徴的な推移を示す表である。

【図６】 回転の直接方向で６個のトランジスタを備えた非対称三相給電の場合に実行さ
れる、実際の一連の配置対の一例である。

【図７Ａ】 図６で示された一連の対に対応するＶ５、Ｗ３、Ｗ４およびＷ５の配置の対で
ある。

【図７Ｂ】 図６で示された一連の対に対応するＶ５、Ｗ３、Ｗ４およびＷ５の配置の対で
ある。

【図７Ｃ】 図６で示された一連の対に対応するＶ５、Ｗ３、Ｗ４およびＷ５の配置の対で
ある。

【図７Ｄ】 図６で示された一連の対に対応するＶ５、Ｗ３、Ｗ４およびＷ５の配置の対で
ある。

【図８】 ４個のトランジスタを備えた非対称三相給電の場合の、配置対の一例である。

【図９Ａ】 回転の直接方向および逆方向それぞれで、４個のトランジスタを備えた非対称
三相給電の場合の、配置の対間で特徴的な推移を示す表である。

【図９Ｂ】 回転の直接方向および逆方向それぞれで、４個のトランジスタを備えた非対称
三相給電の場合の、配置の対間で特徴的な推移を示す表である。

【図１０】 両方向の回転で４個のトランジスタを備えた左右対称三相給電の場合の、配置
の対間で特徴的な推移を示した表である。

【図１１】 ４個のトランジスタを備えた二相給電の場合の、配置の対の一例を示す。

【図１２】 両方向の回転で４個のトランジスタを備えた二相給電の場合の、配置の対間で
特徴的な推移を示した表である。

【図１３】 両方向の回転で３個のトランジスタを備えた二相給電の場合の、配置の対間で
特徴的な推移を示した表である。

【図１４】 ８個のトランジスタを備えた非対称の二相二方向給電の場合の、配置の対の一
例である。

【図１５】 回転の直接方向で８個のトランジスタを備えた非対称の二相二方向給電の場合
の、配置の対間で特徴的な移行を示した表である。

【図１６】 逆方向の回転で８個のトランジスタを備えた非対称の二相二方向給電の場合の
、配置の対間で特徴のある移行を示した表である。

【図１７】 本発明に基づいて給電回路内のコンバータから操作されるスイッチ、モータの
位相内の電流、およびコンバータの電源電流の制御信号を詳細に示したクロノグ
ラムである。

【図１８】 本発明に基づいて常時給電の場合の給電回路内のコンバータにより操作される
スイッチ、モータの位相内の電流、および電源電流の制御信号を示したクロノグ
ラムである。

【図１９】 本発明に基づいた電源回路内でコンバータにより操作されるスイッチ、交流電
源の場合のモータの位相内の電流、および電源電流の制御信号を示したクロノグ
ラムである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ル ロー，ミシエル，フイリツプ，ホセ フランス国 エフ−14200 ムーリネ，シ ユマン ド ラ バイリエル（番地なし) Ｆターム(参考） 5H560 BB03 BB04 BB12 BB16 DC12 EB01 RR04 TT07 TT08 TT15 UA02 XA02

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源（Ａ）から電子整流多相電動機（Ｍ）の給電方法において、 −前記電源（Ａ）から供給された電源流の急速な変動を減衰するための電源（Ａ
   ）の下流の受動電気フィルタリングと、 −通過状態と、阻止状態を示す命令自在なスイッチユニットを使用し、前記スイ
   ッチの状態のそれぞれの組み合わせが変換配置を定義する、電動機（Ｍ）の相に
   給電するための電源（Ａ）によって供給される電圧の変換と、 −２つの変換配置の交番を使用する、電流命令（Ｉｃｏｎｓ）の前後の電源電流
   の調節と、 −変換の際の給電平均電流の決定と、 −それぞれのサイクルがその中で励磁と消磁の命令が変化しない複数個のシーケ
   ンシング期間を有する、位相の励磁と消磁の命令によって開始された電動機（Ｍ
   ）の相の励磁と消磁のサイクルのシーケンシングと から成り、 さらに、サイクルごとの少なくとも一つのシーケンシング期間の間、電流の平
   均電流が電流命令（Ｉｃｏｎｓ）をできるだけ遵守するように複数個の変換配置
   対を使用すること を特徴とする方法。
2. 【請求項２】 さらに電流命令（Ｉｃｏｎｓ）をできるだけ忠実に囲む給電電流の２つの値を
   発生することを可能にし、位相の励磁と消磁の命令を考慮するように構成された
   配置の対（Ｃｏｎｆ Ｘ， ＣＯｎｆ Ｙ）の選択を備えることを特徴とする請
   求項１に記載の方法。
3. 【請求項３】 さらに励磁と消磁の命令に応じて予め定義した配置の対の続きを備えているこ
   とを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 【請求項４】 さらに現在の配置対が電流命令（Ｉｃｏｎｓ）をできるだけ忠実に囲む２つの
   給電電流をもはや発生できないとき、現在の配置対から、次の配置対への移行を
   備えていることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 【請求項５】 さらに期間の初期化の都度、前の期間の最後の能動配置対に応じて予め定義さ
   れた対の続きに属する最初の配置対の決定と、ついでこの最初の配置対の使用を
   備えていることを特徴とする請求項３または４記載の方法。
6. 【請求項６】 選択された配置対の配置の一つが少なくとも一つの自由輪状態を含むことを特
   徴とする請求項２〜５のいずれか一項に記載の方法。
7. 【請求項７】 一つのシーケンシング期間の中で、連続する２つの配置対が電動機位相に対して
   ほぼ同一の電位差を発生する等価の配置を有することを特徴とする請求項２〜６
   のいずれか一項に記載の方法。
8. 【請求項８】 電源（Ａ）が整流された交流電圧源であり、電流命令（Ｉｃｏｎｓ）が給電電
   圧で位相がほぼ整流された正弦に近い形を有することを特徴とする請求項２〜７
   のいずれか一項に記載の方法。
9. 【請求項９】 電源（Ａ）がほぼ一定の電圧源であり、電流命令（Ｉｃｏｎｓ）がほぼ連続の
   形であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の方法。
10. 【請求項１０】 電源（Ａ）から電子整流多相電動機（Ｍ）の給電するための回路（１）におい
    て、 −前記電源（Ａ）から供給された電源流の急速な変動を減衰するために電源（Ａ
    ）と直列の受動電気フィルタリング手段と、 −通過状態と、阻止状態を示す命令自在なスイッチユニットを備え、前記スイッ
    チの状態のそれぞれの組み合わせが変換配置を定義する、電動機（Ｍ）の相にフ
    ィルタをかけた電源から給電するための変換器（３）と、 −変換器（３）の給電平均電流の決定手段と、 −電流命令（Ｉｃｏｎｓ）と電流測定に応じて、論理信号に応答する２つの変換
    配置（Ｃｏｎｆ Ｘ， Ｃｏｎｆ Ｙ）の間の交番を可能にする調節論理信号を
    発生するために構成された電源電流の調節手段（６）と、 −それぞれのサイクルが位相の全体にシーケンサ（７）によって発信された命令
    が変化しない複数個のシーケンス期間に分解される、位相の励磁と消磁のサイク
    ルを定義する命令の論理信号を発生する位相シーケンサ（７）と から成り、前記請求項のいずれか一つによる方法を使用し、 さらに、位相シーケンサ（７）と変換器（３）の間に配置され、位相シーケン
    サ（７）によって定義されたサイクルごとの少なくとも一つのシーケンシング期
    間の間、変換器（３）の平均電流が電流命令（Ｉｃｏｎｓ）をできるだけ遵守す
    るように複数個の変換配置対を継起的に使用するように構成された選択装置（１
    ００）を備えることを特徴とする給電回路。
11. 【請求項１１】 選択装置（１００）が電流命令（Ｉｃｏｎｓ）をできるだけ忠実に囲む給電電
    流の２つの値を発生することを可能にする配置対を選択し、位相の励磁と消磁の
    命令を考慮するように構成されていることを特徴とする請求項１０に記載の回路
    。
12. 【請求項１２】 選択装置（１００）が励磁と消磁の命令に応じて予め定義した配置の対の続き
    を使用するように構成されていることを特徴とする請求項１０または１１に記載
    の回路。
13. 【請求項１３】 選択装置（１００）が現在の配置対が電流命令（Ｉｃｏｎｓ）をできるだけ忠
    実に囲む２つの給電電流をもはや発生できないとき、現在の配置対から、次の配
    置対への移行を命じるように構成されていることを特徴とする請求項１０〜１２
    のいずれか一項に記載の回路。
14. 【請求項１４】 選択装置（１００）が期間の初期化の都度、前の期間の最後の能動配置対に応
    じて予め定義された対の続きに属する最初の配置対を決定し、ついでこの最初の
    配置対を使用するように構成されていることを特徴とする請求項１０〜１３のい
    ずれか一項に記載の回路。