CN1311916A - 对电子换流型多相电动机供电的方法及实施该方法的电源电路 - Google Patents

Abstract

由电压电源(A)对电子换流型多相电动机(M)供电的方法,它包括:在电源(A)下游的无源电滤波,以减小被所述电源(A)供给的供电电流的快速波动,转换由电源(A)供给的电压,以供给电动机(M)的各相,设置一组具有导通状态或阻断状态的可控制开关,所述开关的每个状态组合确定一个变换的电路形态,在一个电流指令(Icons)的附近调节供电电流,及由各相磁化及去磁指令启动电动机(M)各相磁化及去磁周期序列。该方法还包括在每个周期的至少一个序列时段设置多对电路形态,以便使平均供电电流最佳地跟随于电流指令(Icons)。其应用在于家用电器设备的电动化。

Description

对电子换流型多相电动机供电 的方法及实施该方法的电源电路

本发明涉及一种对电子换流型多相电动机供电的方法。它也涉及实施该方法的电源电路。

通常由单相电网对电子换流型多相电动机的供电需设置一个整流级及一个变流级，变流级包括由指令及传感器发出的位置信息控制的电子换流装置，用于对该电动机的各相供电。本发明更具体地涉及由功率变流器供电的电子换流型可变磁阻电动机的情况，但也不局限于该情况。

我们观察到，在对电子换流型电动机供电的实际过程中，由电源供给的电流将受到干扰，该干扰可具有电网频率多倍的频率。该干扰可能引起超出由CEI61000-3-2标准规定的电流谐波值。实际上，使用了对供电电流的滤波以消除高于电网频率的电流谐波来解决该问题。例如，在整流级及变流级之间插入一个无源滤波器(基于L,C的滤波器)或有源滤波器(PFC型：“Power Factor Correction”功率因数校正)。在整流级的上游附加一个PFC滤波器将引起成本大大地增加并当控制功率超出一定功率值后电子部分的费用极其昂贵。

由以本申请人名义的文献FR 2744577公知了一种从整流电压源对电子换流型可变磁阻多相电动机供电的方法，该方法对于每相包括：磁化时序，在该时段将整流电压施加到各相；去磁时序，在该时段将整流电压反相地施加到各相，检测对整流电压源供给的电流有影响的干扰及响应这种检测；续流时序，在该时段目前存储在至少一相中的磁能基本上保持在该相中。

然而，已经证实，现有的供电方法不能完全被满足，因为它们不允许电动机具有大的工作范围或需要设置高成本的滤波器。尤其是，现实中在提供变流器供电电流有效伺服控制系统方面不存在令人满意的经济解决方案。

本发明的目的是，克服这些缺点以提供一种对电子换流型电动机供电的方法，它可获得比现有方法更大的控制灵活性，力图满足在电磁兼容性方面的现有限制，而不需要使用有源滤波器，如PFC。

为了实现上述目的，提供了一种由电压源对电子换流型可变磁阻多相电动机供电的方法，它包括：

-在电源下游的无源电滤波，以便减小被所述电源供给的供电电流的快速波动，

-转换由电源供给的电压，以供给电动机各相，设置一组具有导通状态或阻断状态的可控制开关，所述开关的每个状态组合确定一个变换的电路形态，

-在一个电流指令的附近调节供电电流，执行在两个变换电路形态之间的一次变换，

-确定供电电流的平均值，

-由各相磁化及去磁指令启动的电动机各相磁化及去磁周期序列，每个周期包括多个序列时段，在每个序列时段内部的所述磁化或去磁的指令不会改变。

根据本发明，该方法还在每个周期的至少一个序列时段执行多对变换电路形态，以便使平均供电电流最佳地跟随于电流指令。

并且，该供电方法将以最小的成本获得供电电流的有效控制，以利于功率因数的优化及对电磁兼容性限制的满足。此外，根据本发明的供电方法有利于由这样供电的电动机产生的声响噪音的明显减小。

这里我们用序列时段来定义一个时间时段，在该时间时段中由一个定序器发送的命令或指令不会改变。应注意到，在一个序列时段内部两个相继的电路形态对可具有一个相同或等效的电路形态。

在根据本发明的方法的一个优选实施形式中，该方法还包括选择一对电路形态，用来允许产生两个尽可能接近电流指令的供电电流值及用于考虑各相的磁化或去磁指令。

根据本发明的供电方法还可有利地包括根据磁化或去磁指令预确定的一系列的电路形态对。

此外可以考虑，在当前电路形态对不再能保证产生两个电流指令附近的供电电流时从当前电路形态对变换到随后的电路形态对。

还可有利地考虑，在每个时段开始时确定属于根据上一时段的最后有效电路形态对预确定的一系列对的第一电路形态对，然后使用该第一电路形态对。

电路形态对中被选择的一个电路形态例如至少包括一个续流状态。

在根据本发明供电方法的一个特殊实施形式中，可考虑在一个序列时段内部两个相继的电路形态对具有一个在电动机各相上产生基本相同电位差的相同或等效的电路形态。

在第一实施形式中，电压电源是一个交流整流电压源；及电流指令具有与供电电压同相基本接近正弦整流波形的形状。

在第二实施形式中，电压电源是一个基本恒定的电压源；及电流指令具有基本恒定的直线形状。

根据本发明的另一方面，提出一种由电压电源对电子换流型多相电动机供电的电路，它包括：

-与电源串联的无源电滤波装置，以便减小被所述电源(A)供给的供电电流的快速波动，

-变流器，用于将滤波后的电源供给电动机的每相，该变流器包括一组具有导通状态或阻断状态的可控制开关，所述开关的每个状态组合确定一个变换的电路形态，

-用于确定变流器供电电流平均值的装置，

-调节供电电流的装置，用于根据电流指令及电流测量值产生调节逻辑信号，以允许响应该逻辑信号在两个转换电路形态对之间变化，及

-相定序器，它产生指令逻辑信号，以确定各相磁化及去磁的周期，每个周期被分成多个序列时段，在每个序列时段内部由定序器发送给各相的指令不会改变。

根据本发明，该电路的特征为：该电路还包括一个选择装置，它设置在相定序器及变流器之间及用于在由相定序器确定的每个周期的至少一个序列时段期间持续设置多对电路形态，以便使变流器的平均供电电流最佳地跟随于电流指令。

相定序器产生指令逻辑信号，它根据电动机转向及电动机所需平均机械力矩的方向确定每相磁化及去磁的周期。

选择装置最好被设置来选择一对电路形态，以允许产生两个尽可能接近电流指令的供电电流值及用于考虑各相的磁化或去磁指令。

在以下的说明中将会使本发明的其它特征及优点更加阐明。其附图以非限制性的例子给出：

-图1是根据本发明供电电路的概要框图；

-图2A及2B表示调节变流器平均供电电流的两个实施形式；

-图3是以更一般形式表示的相应于根据本发明供电方法一个实施例的流程图；

-图4是相应于根据本发明供电方法一个具体实施例的流程图；

-图5A是代表在6晶体管非对称三相供电的正转向情况下在电路形态对之间特性过渡的表；

-图5B是代表在6晶体管非对称三相供电的反转向情况下在电路形态对之间特性过渡的表；

-图5C是代表在6晶体管非对称三相供电的两个转向情况下在电路形态对之间特性过渡的表；

-图6表示在6晶体管非对称三相供电的正转向情况下使用的一系列有效电路形态对的例子；

-图7A至7D分别表示与图6所示的系列相应的各个电路形态对；

-图8表示4晶体管非对称三相供电情况下电路形态对的一个例子；

-图9A及9B是表示在4晶体管非对称三相供电的正转向及反转向情况下电路形态对之间特性过渡的表；

-图10是表示在4晶体管对称三相供电的两个转向情况下电路形态对之间特性过渡的表；

-图11表示在4晶体管二相供电的情况下电路形态对的一个例子；

-图12是表示在4晶体管二相供电的两个转向情况下电路形态对之间特性过渡的表；

-图13是表示在3晶体管二相供电的两个转向情况下电路形态对之间特性过渡的表；

-图14表示在8晶体管非对称二相双向供电情况下电路形态对的一个例子；

-图15是表示在8晶体管非对称二相双向供电的正转向情况下电路形态对之间特性过渡的表；

-图16是表示在8晶体管非对称二相双向供电的反转向情况下电路形态对之间特性过渡的表；

-图17是根据本发明供电电路内变流器的可控开关的控制信号，电动机一个相中的电流及变流器供电电流的详细时序图；

-图18是在直流供电情况下根据本发明供电电路内变流器的可控开关的控制信号，电动机一个相中的电流及供电电流的时序图；及

-图19是在交流供电情况下根据本发明供电电路内变流器的可控开关的控制信号，电动机一个相中的电流及供电电流的时序图。

现在，参照图1来描述根据本发明供电电路的一个实施例。该供电电路1包括一个功率变流电路，后者包括：一个滤波装置2，在该滤波装置的输入端连接供电电压源A；及一个通常结构的功率变流器3，它对一个电子换流型多相电动机M的各相供电。该供电电路1还包括一个控制及调节电路10，后者包括：一个平均电流调节器6，一个施加给变流器3的调制逻辑信号的发生电路5，一个相定序器7及一个选择装置100，该选择装置执行对施加给变流器3的电路形态对的选择。

在下面的描述中，我们规定：逻辑状态1相应于一个供电电流的产生，它大于在同一电路形态对内逻辑0状态产生的供电电流。

作为根据本发明的供电电路的一个实际实施例，滤波器2是(L,C)型的滤波器并具有的典型值为L=1mH及C=4.7μF。该滤波器是被这样设计的，即在滤波器上游的平均电流基本上等于该滤波器下游的平均电流。

相定序器7接收转向指令，力矩符号及例如来自于位置传感器的时段发生数据。调节器6接收变流器3的供电电流测量器4的信息及电流指令信息Icons，这两个信息也施加到与相定序器7相连接的选择装置100。

在一个优选实施形式中，平均电流调节器最好具有如图2A所示的第一结构20，它包括：一个在输入变流器供电电流测量器及电流指令装置之间的分量减法器21，一个积分电路22，一个与零的比较器23及一个频率限制器24，后者在其输出端直接产生具有可变周期关系的逻辑信号MLI。

在一个实施变型方案中，该调节器可具有由图2B所示的另一结构，它包括：一个平均值电路31，例如为R,C类型，用于提供变流器供电电流的测量平均值；一个在平均电流测量值电路及电流指令装置之间的一个比较电路32及一个频率限制器24。

现在将参照图3来描述在选择装置内部普遍使用的根据本发明的供电方法的基本步骤。

定序器7产生一组逻辑信号SL，它们的持续时间确定了序列时段T，在该时段内部磁化及去磁指令不会改变。选择装置100(图1)考虑这些逻辑请求并在一组可能的电路形态中选择一组能跟随定序器指令的M个电路形态Conf1,Conf2,…,ConfM。对于每个选择的电路形态，主要使用相电流测量值来计算供电电流Iconf1,Iconf2,…,IconfM。然后执行电流误差值Ierreur的计算，它等于计算电流Iconf及电流指令Icons之间的差值。如果该电流误差值为正，则选择使｜Ierreur｜减小的电路形态及将该电路形态与MLI控制的逻辑状态1相联系。如果该电流误差值为负，则使｜Ierreur｜减小的电路形态与MLI控制的逻辑电平0相联系。这样选择的两个电路形态组成了一个电路形态对[ConfX,ConfY]。

在根据本发明的供电方法的一个相应于简化形式及表示在图4中的实际实施例中，每次考虑与一个新时段相应的定序器7的新请求时，存储所使用的最后电路形态对。产生一系列在存储器中预定的与该新指令相适应的电路形态对：对1=Conf1/Conf2，对2=Conf3/Conf4,…,对C=ConfP/ConfQ。我们选择该系列中的第一电路形态对，及当MLI控制为逻辑电平0时测量变流器3的供电电流。如果变流器供电电流小于电流指令Icons，则保持选择的对。相反地，如果供电电流大于该电流指令，则通过在该对系列中取下一对来改变所选择的电路形态对。

现在将参照图5至13及图17至19来描述电路形态对选择的多个实际例子，它们相应于功率变流器的传统结构可变磁阻电动机的通常供电方式。应指出，在这些图中对于相同的部分或电路形态对系统地使用共同的标记。

首先，参照图5A至7D，我们考虑一个用于对三相电动机供电的、具有6个晶体管T1-T6的功率变流器50。该功率变流器的上游连接在一个直流电压源E上及包括一个(L,C)型的滤波器级。该变流器具有三个不对称半桥的传统结构并获得三相供电，每个半桥设有两个续流二极管。

图5A所示的第一表指示对于该供电结构在正向上使用的一组电路形态对。该表包括与被供电的电动机三相U,V,W相对应的三个列及与特征序列相对应的六个行，这样组成18个电路形态对，每个电路形态对相应于变流器晶体管状态及一个HLI控制的特定组合，该控制的周期关系可从0变化到100％及用系数α表示。在该表的每个情况中指示出变流器供电电流的表达式。

因此，在情况(W,4)中，供电电流用关系式：-Iu-αIv+Iw表示，式中Iu,Iv及Iw分别代表注入各相U,V及W中的电流，及式中系数α可在0及1中连续地变化。系数α等于1可对应于磁化(+I)，或对应于去磁化(-I)，而系数α仅对应于续流状态。

在每个新的序列时段发生一个列向另一列的过渡并由此由定序器7产生。在一个列内，当选择装置检测到当前的电路形态对不再适应时，由该选择装置启动一行向另一行的过渡。

在每个表中标出的箭头指示：当时段改变时选择第一电路形态对。应指出，当电路形态对每次过渡时，具有变流器平均供电电流的连续性。

当定序器要求电流方向反相时，可参考如图5B所示的对照表。可以确定，所述对称的序列可在两个转向上被使用。在此情况下，我们将参照由图5C表示的单一表。

现在来描述在图6及图7A至7D所示的正转向上一系列电路形态对的实际实施例。

例如，我们来考虑图6的列V及行5中由电流表达式-Iu+αIv-Iw表示的称为V5的第一电路形态对。在该第一电路形态对中，电动机的该相V以调制值HLI被磁化，而另外两相U及W被去磁。变流器支路V的下晶体管T4保持在导通状态，而其上晶体管T3由调制值MLI控制(图7A)。

当定序器7指令一个新的序列时段，该时段相应于从相V向相W的换流时，图6的表用相应的箭头指示从对V5向对W3的过渡，后者如图7B所示。在该第二电路形态对中，相U被去磁，相W被持续供电，而相V受到其上晶体管T3由调制值MLI控制的磁化。在该表的同一列中该第二电路形态对W3向下一电路形态对W4的过渡由选择装置根据减小电流误差来控制。在该新的电路形态对W4(图7C)中，支路V的上晶体管T3保持断开，而下晶体管T4以模值MLI被控制，它使绕组V处于受控制续流的去磁状态。应指出，在该情况下，晶体管T3及T4的控制可反转，即产生出一个等效的电路形态对。然后，在选择装置100的指令下转换到电路形态对W5(图7D)，其中两相U及V完全被去磁，及相W处于支路W的上晶体管T5由调制值MLI控制的磁化状态。通常将一直保持在该电路形态对中，直到定序器7发出一个相应于从相W换流到相U的新序列时段的指令为止。

根据本发明的方法也可用于如图8所示的传统结构的包括四个晶体管及四个二极管的功率变流器60。相应于该图的电路形态对包括与晶体管T1-T4的逻辑状态[1011]相关的第一电路形态及与逻辑状态[1001]相关的第二电路形态。在该供电方式中，对于每个转向仅经过6个电路形态对，如图9A及9B所示。也可考虑对具有四个晶体管的这种变流器结构提供对称三相供电，可参照图10中所示的电路形态对的表。

同样，根据本发明的方法可用于对电子换流型的二相电动机供电。在参照图11及12对构成两个不对称半桥及相应于必需对称供电的功率变流器70的应用的第一例中，包括一系列的电路形态对，即对于两个转向具有8个电路形态对，它们顺序地经过由箭头指示的过渡过程。图11所示的电路形态对是与电流表达式-αIu+Iv对应的对V2。

也可考虑一种具有三个晶体管的电路必需对称地二相供电的方式，这种供电方式产生图13所示的四个电路形态对。

在使用由两个全桥组成的具有8个晶体管T1-T8的变流器80进行非对称二相双向供电的、譬如可用于控制电子换流型永磁电动机或异步电动机的情况下，参照图14，在每个转向上与图15及16所示的16个电路形态对相关。在该供电方式中，该二相电动机的每个绕组可在一个方向或另一方向上被供电，这将引起图15及16的表中由四列U+,V+,U-,V-所示的每周期四个时段，它们相应于这二相上所加供电电压的不同组合。图14中所示的电路形态对于是可被称为对V+2并对应于电流表达式：-αIu⁺+Iv⁺。

根据本发明供电方法的具体特性被表示在图17至19的时序图中。其中，由图17所示并与图6的表中所示的变流器结构相关的供电电流波形包括：与电路形态对V5相应的电流调制MLI的第一区，在一个新序列时段时刻由定序器7指令的相换流启动的并与该时段中第一电路形态对W3相应的第二区，当在电平MLI=0时测量电流超过电流指令值时开始的及对应于电路形态对W4的第三区，及当在电平MLI=0时测量电流重新超过电流指令值时开始的及对应于电路形态对W5的第四区。当由定序器7一发出相换流指令时则就离开该电路形态对，以便进行一个新系列的电路形态对U3,U4,U5。该电路形态对的换流过程保证了：当不同的供电时段时不管相换流供电平均电流Ialim可有效地控制在电流指令Icons的附近。

对变流器同一支路-在此情况下为支路W-的相应上及下晶体管的指令逻辑信号C(TL),C(TH)的观察则指示上、下晶体管以MLI控制一直保持到序列时段T结束后。

如果现在参照图18观察由根据本发明的供电方法控制的功率变流器的特性波形，一个下IGBT晶体管的控制逻辑信号C(TL)具有典型的齿状，而相连的上IGBT晶体管的控制逻辑信号C(TH)具有包括未被斩波的第一部分及与高频调制信号MLI相应的第二部分的齿状。

在一个相中的电流Iphase在一个周期开始时具有的波形包括一个未被斩波的上升前沿，后随着在下晶体管控制时段的其余期间上“在MLI控制下”的第一下降区，在上晶体管指令结束时的一个“在MLI控制下”的区，在上述两个晶体管控制期间外的“在MLI控制下”的一个下降区，及最后在该周期结束时的电流消除区。可看到，变流器的供电电流Ialim被很好地控制在恒定电流指令的附近，这表明根据本发明的供电方法有效。

根据本发明的供电方法在供电电流应跟随正弦电流指令的情况下也同样有效，如图19的时序图所示。还可看到，测量的供电电流Ialim具有基本正弦的形状并带有相当小幅侧的MLI调制，而相电流Iphase具有基本上不规则的波形。

应指出，根据本发明的供电方法的一种简化实施在于：执行具有用脉宽调制(MLI)的单个开关的变流器的三个电路形态对系列的选择。但该实施具有一个问题，即当意外情况如由定序器发来的指令突然改变时电路形态对的不连续性。作为例子，可以举出需要转向反向的情况。在此情况下，电路形态对的顺序不具有正常进展的时间，及第一电路形态对不再能保证变流器消耗的电流的连续性。

一般地，根据本发明的供电方法可用于所有类型的电子换流型电动机(MCE)，例如永磁同步电动机或鼠笼式异步电动机。电动机的相数譬如可为2,3,4或5。

施加于IGBT开关上的信号MLI的典型频率范围在10KHz及50KHz之间。

应该指出，以上的描述不涉及功能很特殊的例子，及三相可考虑与它们各自序数无关的任何动力状态。尤其是，可考虑各相的重叠。

当然，本发明不应被限制在刚才所述的例子上并在不脱离本发明范围的情况下可对这些例子作出多种变型设置。并且使用该方法供电的电子换流型电动机的相数及极对数可为任意的。此外，根据本发明的方法可采用磁化及去磁开始角调节的所有常用规则。功率晶体管的选择不应被限制在该说明中所提出的IGBT晶体管上，而可包括所有其它的晶体管类型。另外，上及下开关的控制逻辑当然可以互相调换。

Claims (14)

1．由电压电源(A)对电子换流型多相电动机(M)供电的方法，它包括：

-在电源(A)下游的无源电滤波，以便减小被所述电源(A)供给的供电电流的快速波动，

-转换由电源(A)供给的电压，以供给电动机(M)的各相，设置一组具有导通状态或阻断状态的可控制开关，所述开关的每个状态组合确定一个变换的电路形态，

-在一个电流指令(Icons)的附近调节供电电流，执行在两个变换电路形态之间的一次变换，

-当转换时确定供电电流的平均值，

-由各相磁化及去磁指令启动的电动机(M)各相磁化及去磁周期序列的每个周期包括多个序列时段，在每个序列时段内部的所述磁化或去磁的指令不会改变。其特征在于：

该方法还在每个周期的至少一个序列时段设置多对变换电路形态，以便使平均供电电流最佳地跟随于电流指令(Icons)。

2．根据权利要求1的方法，其特征在于：该方法还包括选择一对电路形态(ConfX,ConfY)，用来允许产生两个尽可能接近电流指令的供电电流值及用于考虑各相的磁化或去磁指令。

3．根据权利要求2的方法，其特征在于：该方法还包括根据磁化或去磁指令预确定的一系列的电路形态对。

4．根据权利要求3的方法，其特征在于：在当前电路形态对不再能保证产生电流指令(Icons)附近的两个供电电流时，从当前电路形态对变换到随后的电路形态对。

5．根据权利要求3或4的方法，其特征在于：在每个时段开始时确定属于根据上一时段的最后有效电路形态对预确定的一系列对的第一电路形态对，然后使用该第一电路形态对。

6．根据权利要求2至5中一项的方法，其特征在于：被选择的电路形态对中的一个电路形态至少包括一个续流状态。

7．根据权利要求2至6中一项的方法，其特征在于：在一个序列时段内部两个相继的电路形态对具有一个在电动机各相上产生基本相同电位差的等效的电路形态。

8．根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于：电压电源(A)是一个交流整流电压源；及电流指令(Icons)具有与供电电压同相基本接近正弦整流波形的形状。

9．根据权利要求1至7中一项的方法，其特征在于：电压电源(A)是一个基本恒定的电压源；及电流指令(Icons)具有基本恒定的直线形状。

10．由电压电源(A)对电子换流型多相电动机(M)供电的电路(1)，它包括：

-与电源(A)串联的无源电滤波装置(2)，以便减小被所述电源(A)供给的供电电流的快速波动，

-变流器(3)，用于将滤波后的电源供给电动机(M)的每相，该变流器(3)包括一组具有导通状态或阻断状态的可控制开关，所述开关的每个状态组合确定一个变换的电路形态，

-用于确定变流器(3)供电电流平均值的装置(4)，

-调节供电电流的装置(6)，用于根据电流指令(Icons)及电流测量值产生调节逻辑信号，以允许响应该逻辑信号在两个转换电路形态(ConfX,ConfY)之间变化，及

-相定序器(7)，它产生指令逻辑信号，以确定各相磁化及去磁的周期，每个周期被分成多个序列时段，在每个序列时段内部由定序器(7)发送给各相的指令不会改变，

供电电路(1)实施根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于：该供电电路还包括一个选择装置(100)，它设置在相定序器(7)及变流器(3)之间及用于在由相定序器(7)确定的每个周期的至少一个序列时段期间持续设置多对电路形态，以便使变流器(3)的平均供电电流最佳地跟随于电流指令(Icons)。

11．根据权利要求10的电路(1)，其特征在于：选择装置(100)被设置来选择一对电路形态，以允许产生两个尽可能接近电流指令(Icons)的供电电流值及用于考虑各相的磁化或去磁指令。

12．根据权利要求10或11的电路(1)，其特征在于：选择装置(100)用于设置根据磁化或去磁指令预确定的一系列的电路形态对。

13．根据权利要求10至12中任一项的电路(1)，其特征在于：选择装置(100)被设置用来在当前电路形态对不再能保证产生电流指令(Icons)附近的两个供电电流时，控制从当前电路形态对变换到随后的电路形态对。

14．根据权利要求10至13中任一项的电路(1)，其特征在于：选择装置(100)被设置用来在每个时段开始时确定属于根据上一时段的最后有效电路形态对预确定的一系列对的第一电路形态对，然后使用该第一电路形态对。

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