KR20000019160A - 이산전류제어를 위한 링크전압 억제형 공진인버터 및 동기전동기 및 예측형 전류제어방법 - Google Patents

Abstract

이 발명은 이산전류제어를 위한 링크전압 억제형 공진 인버터 및 동기전동기 및 예측형 전류제어방법에 관한 것으로, 정류부는 교류를 입력받아, 역률보상을 하는 부스트 컨버터로 직류변환을 하여 제1전압 및 제2전압을 출력한다. 공진형 인버터는 제1전압 및 제2전압을 인가받아 인덕터와 커패시터로 공진하며, 영전압 스위칭을 한다. 스위치부는 공진형 인버터의 링크전압이 영전압일 때 스위칭을 한다. 모터는 스위치부를 통해 입력되는 전류를 입력받아 구동을 한다. 전류감지부는 모터로 입력되는 전류를 감지하여 d-q좌표변환한다. 인코더는 모터의 속도 및 위치를 감지한다. 속도 제어부는 인코더로부터 속도에 관한 정보를 입력받고, 외부로부터 원하는 속도정보를 입력받아, 속도제어 및 제한을 하여 출력한다. 전류제어부는 속도제어부의 출력과 상기 인코더의 위치정보를 입력받아 예측형 전류제어방법을 이용하여 스위치부의 스위칭을 제어한다. 이렇게 함으로써 영전압 스위칭이 가능하고 전류리플이나 옵셋 등을 제거할 수 있다.

Description

이산전류제어를 위한 링크전압 억제형 공진 인버터 및 동기전동기 및 예측형 전류제어방법

이 발명은 공진 인버터에 관한 것으로 특히, 이산전류제어를 위한 링크전압 억제형 공진 인버터에 관한 것이다. 또한 이 발명은 전력전자 공학회지에 1998년 3월에 게재되었다.

교류전동기 및 전력변환용 인버터의 경우 하드 스위칭(hard switching)으로 인한 손실의 감소 및 전자기 간섭(electromagnetic interference)등에 의한 영향을 줄이기 위한 소프트 스위칭(soft switching) 인버터에 대한 관심이 증대되고 있다. 따라서, 소프트 스위칭을 얻기 위한 영전압 스위칭(zero voltage switching)을 위한 여러가지 회로가 제안되었다.

그러나, 종래의 공진형 인버터(RDCL: resonant DC link inverter)의 경우는 자연공진으로 인하여 직류공급전원 Vdc의 2∼3배까지 링크단의 전압 Vlink(t)가 상승하기 때문에 공진단에 병렬로 연결된 인버터의 스위칭 소자에 인가되는 전압이 매우 커지게 된다.

이와 같은 높은 전압 스트레스를 낮추기 위하여 능동전압 억제형(ACRDCL: actively clamped resonant DC link)인버터가 제안되었다. 이 능동전압 억제형 인버터는 단지 1개의 스위칭 소자만을 사용하여 효과적으로 링크전압 V_link(t)를 입력 DC전압의 1.3∼1.8까지 낮추었으나 이 인버터 방식을 전동기 제어로 사용할 경우 클램프 커패시터가 직렬로 전동기와 직류전원 사이에 연결된 형태이므로 전동기 속도가 감소할 경우 링크전압이 매우 크게 상승하는 단점이 있다.

또한, 종래의 공진형 인버터를 사용한 전류제어방법으로 전류조절델타변조(CRDM:current regulated delta modulation)방법과 SRDCL(synchronised resonant CDC link)방법이 있으나, 이 두가지 방법 모두 전류오차가 매우 적음에도 불구하고 영전압 벡터가 전혀 사용되지 않으므로 스위칭 횟수가 많고, 전류 리플이나 전류 오프셋 등이 존재하는 단점이 있다.

그러므로 본 발명의 기술적 과제는 종래의 단점을 해결하고자 하는 것으로, 링크전압의 상승을 1개의 스위칭 소자만을 사용하여 직류입력 전원전압 이내로 억제하기 위한 전원전압 억제형 공진 인버터를 제공하는 것이다.

또한, 본 발명의 다른 기술적 과제는 예측형 전류제어방법(PCCT: predictive current control technique)을 적용한 영구자석형 전동기를 제공하는 것이다.

도1은 예측형 전류제어방법과 공진 인버터에 의한 영구자석형 동기 전동기의 구성도.

도2는 도1의 등가회로도.

도3a 내지 3d는 각 모드에서의 전류 흐름도,

도4는 본 발명의 공진 인버터에서 각 모드에서 링크전압 및 인덕터 전류의 파형도.

도5는 본 발명의 공진 인버터의 실험 파형도.

도6은 정격부하에서의 종래 및 본 발명의 동기 전동기의 실험 파형도.

도7은 예측형 전류제어방법의 벡터도.

도8은 디에스피를 기반으로 하는 영구자석형 동기 전동기의 구성도.

도9는 도8의 동기 전동기의 규격을 나타낸 표.

도10a 및 10b는 종래 및 본 발명의 전류제어방법을 적용한 전류의 실험 파형도.

도11은 한 주기당 스위칭 횟수에 대한 실험 파형도.

도12는 종래 및 본 발명의 전류제어방법에 의한 전류 리플 및 오프셋의 비교 파형도.

도13은 본 발명의 예측형 전류제어방법의 흐름도.

본 발명은 이러한 기술적 과제를 달성하기 위하여,

정류부는 교류를 입력받아, 역률보상을 하는 부스트 컨버터로 직류변환을 하여 제1전압 및 제2전압을 출력한다. 공진형 인버터는 제1전압 및 제2전압을 인가받아 인덕터와 커패시터로 공진하며, 영전압 스위칭을 한다. 스위치부는 공진형 인버터의 링크전압이 영전압일 때 스위칭을 한다. 모터는 스위치부를 통해 입력되는 전류를 입력받아 구동을 한다. 전류감지부는 모터로 입력되는 전류를 감지하여 d-q좌표변환한다. 인코더는 모터의 속도 및 위치를 감지한다. 속도 제어부는 인코더로부터 속도에 관한 정보를 입력받고, 외부로부터 원하는 속도정보를 입력받아, 속도제어 및 제한을 하여 출력한다. 전류제어부는 속도제어부의 출력과 상기 인코더의 위치정보를 입력받아 예측형 전류제어방법을 이용하여 스위치부의 스위칭을 제어한다. 이렇게 함으로써 영전압 스위칭이 가능하고 전류리플이나 옵셋 등을 제거할 수 있다.

그러면, 도면을 참조로 하여 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 지닌자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예에 대하여 설명한다.

도1은 예측형 전류제어방법과 공진 인버터에 의한 영구자석형 동기 전동기의 구성도이고,

도2는 도1의 등가회로도이다.

도2에서 보는 바와 같이, 전압원(V_c1)과 전압원(V_c2)이 서로 직렬로 연결된다. 스위치(S_r)는 외부의 제어신호에 의해 일정시간 간격으로 온/오프되며 전압원(V_c1)과 직렬로 연결된다. 인덕터(L_r)는 스위치(S_r)와 일측이 직렬로 연결되고, 타측이 전압원(V_c1)과 전압원(V_c2)의 접점에 연결된다. 커패시터(C_r)는 인덕터와 스위치의 접점에 일측이 연결되고, 타측이 전압원(V_c2)의 마이너스 단자에 연결된다. 스위치(S_i)는 커패시터(C_r)에 병렬로 연결된다. 전류원(I_LOAD)은 스위치(S_i)에 병렬로 연결된다.

그러면, 이러한 구조의 공진 인버터의 동작에 대하여 상세히 설명한다.

본 발명에서는 4폴(pole)을 갖는 영구자석형 동기전동기(PMSM: permanent magnet synchronous moter)가 사용되었다. 기본 모델식을 유도하기 위하여 파라메타의 변화로 인한 포화특성은 무시하고, 유기된 역기전력은 정현파이고, 와류와 히스테리시스 손실은 무시하기로 한다.

이에 따라 영구자석형 동기전동기를 d-q좌표계에 의해 표현하면 다음과 같다.

v_ds(t) = Ri_d(t) + L_ddi_d(t)/dt - ω_sL_qi_q(t)

vq_s(t) = Ri_q(t) + L_qdi_q(t)/dt + ω_s(L_di_d(t) + λ_af)

여기서, v_ds(t)와 vq_s(t)는 d-q축상의 고정자 전압이고, i_d와iq는 고정자의 d-q축상의 전류이다. 그리고, L_d와 L_q는 d-q축상의 고정자 인덕턴스값이며, R과 ω_s는 각각 고정자 저항과 인버터의 공급 주파수이다. 또한, λ_af는 회전자와 고정자를 쇄교하는 자속이며, 인버터 주파수와 상관되는 회전자의 속도 ω_s와의 관계식과 토크식은 다음과 같다.

ω_s= Pω_r

T_e+ 3P/2(λ_afi_q+ ( L_d- L_q)i_qi_d)

여기서 P는 폴 상수이다.

전압 억제형 공진인버터를 사용한 영구자석형 동기전동기의 속도제어의 전체구성도는 도1과 같으며, 인버터의 부하 인덕턴스가 공진용 인덕턴스보다 매우 크다고 가정하고, 모든 스위칭 소자들이 이상적인 소자라고 가정하면, 스위칭 기간동안 부하전류는 일정한 전류원인 I_LOAD라고 간주할 수 있다. 그러면, 전압 억제형 공진 인버터는 도2와 같은 간단한 등가회로로 된다.

여기서, S1 ∼ S6 는 등가스위치 Si로 표현할 수가 있다. 이 스위치의 단락상태는 인버터에 있는 6개의 스위치(S1 ∼ S6)중 위쪽과 아래쪽의 스위치를 동시에 온시키는 것을 의미하며, 마찬가지로 스위칭 소자에 역병렬로 연결된 6개의 다이오드도 단 한개의 D_i로 표현할 수 있다.

t = t₀에서 회로가 안정상태에 있고, S_i가 오프되어 있고, S_r이 온 되었다고 도3처럼 가정해 보자. 이때, 인버터의 소프트 스위칭 특성을 4종류의 모드로 도3a 내지 도3d 및 도4에 구분하여 도시하였다.

모드 1(t₀≤ t〈t₁);

모드 1은 V_link(t)가 V_dc로 될 때부터 시작된다. 이때, 도3a처럼 i_L(t)은 L_r, D_r, C₁과 L_r을 통하여 흐른다. 영전압스위칭특성을 얻기 위해서 S_r의 온 신호는 역병렬 다이오드 D_r가 도통되어 있을 동안 인가된다. 이때, 인덕터(L_r)에 흐르는 전류는 C₁양단의 플러스 전압에 의해서 i_L(t) = I_L0에서 i_L(t₁) = -I_L1로 선형으로 감소된다. 그러면 인덕터(L_r)에는 공진전류만이 흐르며, 이 주기는 전 스위칭 사이클의 대부분에 해당한다. S_r이나 D_r이 온되어 있기 때문에 V_link(t)전압은 V_dc상태를 유지한다. 이 모드에서의 인덕터 전류는 수식 4와 같다.

i_L(t) = - V_C1t/L_r+ I_L0

모드 2(t₁≤ t〈t₂);

도3b에서와 같이, t₁에서 i_L(t₁) = -I_L1로서 S_r이 오프될 때 모드2가 시작된다. 이때, i_L(t)은 -I_L1에서부터 i_L(t₂) = -I_L2로 증가하고 V_link(t)는 다음 수식5 및 6처럼 공진 인덕터에 역전류가 흐르기 때문에 V_dc로부터 영으로 공진을 하면서 감소한다.

V_link(t)=V_c2+V_c1cosω_rt-Z_r(I_L1+I_load)sinω_rt

여기서, 는 공진 임피던스이고, 각각의 커패시턴스 전압은 V_dc=V_c1+V_c2 이다.

공진용 커패시터의 전압이 완전히 인덕터로 공급이 된후 t₂에서 모드2는 종료된다 이 기간 T₂= t₂- t₁는 수식 6에서 V_link(t₂)=0 로 다음과 같이 구할 수 있다.

여기서, 이고,

공진주파수 이다.

이 기간은 부하전류에 의하여 V_link(t) 가 감소하므로 무부하인 경우 최대가 된다. 이 모드가 종료되는 시점에서 V_link(t) 는 영이 되고, i_L(t₂) = -I_L2가 된다.

모드 3(t₂≤ t〈t₃);

도 3c에서와 같이, 공진 인덕터 전류가 역병렬 다이오드 D_i를 통하여 흐르기 시작할 때, 모드3이 시작된다. 역시 V_link(t) 는 영전압 상태가 유지된다. 이때, 공진 인덕터의 전류의 방향이 부(-)의 방향일 때 즉, 역병렬 다이오드를 통하여 전류가 흐르고 스위칭 소자 양단의 전압이 영인 상태에서 S_i는 반드시 온이 되어야 한다. 그렇지 않으면, 공진 인덕터(L_r)의 전류는 다시 역충전이 되고, S_i는 양단의 전압이 영인 상태에서 스위칭 할 수 있는 기회를 잃게 된다.

인덕터 전류i_L(t)는 다음의 식과 같이 초기의 i_L(t₂) = -I_L2로부터 D_i또는

S_i를 통해 i_L(t₃) = -I_L3이 된다.

모드4(t₃≤ t〈t₄);

도 3d 또는 도4에서와 같이, t₃에서 S_i가 오프될 때 모드4가 시작된다. 이때 공진커패시터를 통하여 정(+)의 전류가 흐르게 되므로 링크전압 V_link(t) 은 다음 수식과 같이, 공진형태로 V_dc를 향하여 상승한다.

V_link(t)=V_c2(1-cosω_rt)+Z_r(I_L3-I_load)sinω_rt

모드4의 기간인 T₄= t₄-t₃는 수식10에서 V_link(t₄)=V_dc 로 하면 수식11과 같이 구할 수 있다.

여기서, 이다.

도4에서와 같은 각 모드의 설명으로부터 커패시터C1 과 C2 양단의 전압은 전체 주기에 대한 링크 전압의 영전압 상태 기간에 대한 듀티비로서 나타낼 수 있다.

안정상태에서, 링크전압 V_link(t) 의 평균치는 V_C2와 같으며, 따라서, 각각의 전압은 다음 수식과 같이 된다.

만일 수식12에서의 ( I_L0+I_L1 )을 정리하여 수식13에 대입하고, 수식13의 ( T₂+T₃+T₄ )를 (T_S- T₁)으로 치환하면, 모드 1의 기간 T₁= t₁- t₀은 T₁= DT_s로서 구할 수 있다. T₂와T₄는 수식7과 수식11로부터 구할 수 있으며, 모드 3의 기간 T₃= t₃- t₂은 T₃= T_s- T₁- T₂- T₄와 같이 구할 수 있다

직류전원전압의 이용률을 크게 하기 위한 관점에서 보면, 가능한한 큰 듀티비가 바람직하다. 공진 인덕터(L_r)에 흐르는 피크 전류의 크기는 수식12로부터 다음과 같이 구할 수 있다.

도5의 실험은 L_r= 40μH, C_r= 0.01μF, C₁과 C₂= 220μF, V_dc= 150V 그리고 T_S는 50μS의 값으로 했다.

인버터의 스위치 상태를 바꿀 필요가 있을 경우, 도5 (a)에서와 같이, 인버터의 단락신호가 인가될 기간동안에 영전압 스위칭 조건으로 인버터의 스위치들의 상태를 바꿀 수 있다. 도5 (c)의 실험 결과에서의 링크전압의 듀티비는 안정상태에서 약 0.95이고, V_C1= 6V이며, V_C2= 144V 이다. 여기서 링크전압 V_link(t) 은 직류공급전압 V_dc이내로 제한됨을 알 수 있다. 인덕터 전류 i_L(t)의 피크값은 도5 (d)에서 볼 수 있듯이, 약 4A이다. 이 피크값은 I_L1과 I_L3이 V_dc/Z_r= 2.4A 보다 커야한다는 영전압 스위칭 조건에 충분한 전류값이다.

도6 (a) 및 도6 (b)는 CRDM(current regulated delta modulation)방법을 이용한 종래의 ACRDCL 인버터에 의한 링크전압 V_link(t) 과 i_L(t)의 실험파형을 보여준다. 이때, 링크전압 V_link(t) 이 V_dc보다 훨씬 크게 상승함을 볼 수 있으며, 인덕터(L_r) 전류가 급격히 감소할 경우 매우 증가함을 볼 수가 있다.

그러나, 본 발명에서는 링크전압 V_link(t) 은 V_dc이내로 억제되어 있다. 또한, 도6(a) 및 (b)에서 볼 수 있듯이, i_L(t)도 종래의 ARDCL 인덕터의 전류에 비해 훨씬 적음을 알 수 있다.

다음, 예측형 전류제어 기법에 관해 상세히 설명하기로 한다.

종래의 CRDM(Current Regulated Delta Modulation)방법이나 SRDCL(Synchroniced Resonant DC Link)방법에서는 매우 적은 전류 오차가 있음에도 불구하고 영벡터를 사용하지 않으므로 적은 전류 리플이나 적은 오프셋 값을 갖는 전류특성을 얻기가 어렵다. 그러므로 전류 리플을 줄이기 위해서, 본 발명에서 제안된 PCCT방법에서는 다음 상태의 전류 오차를 줄이기 위한 현재의 최적의 전압 벡터를 선택하는 방안을 고려했다. 또, 유도성 부하인 경우 프리휠링(free-wheeling)상태도 최종 전류 리플 특성에 영향을 주므로, 영전압 벡터의 선정 법도 고려했다. 수학식1로부터 영구 자석형 동기 전동기는 역기전력의 예측치를 포함하여 아래와 같이 쓸 수 있다.

여기서 , 그리고 이다. 역시 와 는 각각 역기전력과 전압 벡터의 추정치이며, 위의 식을 이산시간 영역으로 아래와 같이 적을 수 있다.

만약 전압 벡터 를 다음 단계에서의 부하 전류가 제어하고자 하는 전류 명령치로 되기 위해 필요한 전압 벡터라면, 아래와 같이 다시 적을 수 있다.

이 전압 벡터의 크기와 위상각은 수학식18로부터 아래와 같이 얻을 수 있다.

3상 인버터의 경우, 인버터의 스위치를 변화시켜서 출력 전압 벡터 V_s(k) 로 만들 수 있는 7종류의 출력 전압 벡터가 있다. 이 7종류의 전압 벡터중 단 한개의 벡터를 링크 전압이 영전압일 때 무손실로 스위칭하여 출력 전압 벡터로 할 수 있다. 이렇게 선택된 한 개의 출력 전압 벡터는 한 주기의 샘플링 동안 부하에 인가된다.

출력 전압 벡터 V_s(k) 를 7개의 벡터로부터 선택하기 위해서, 수학식19에서 의 벡터놈(norm)을 7개의 벡터와 비교한다. 이러한 , , 그리고 는 도7에 도시된 것처럼 d-q좌표상에 도시할 수 있다. 두 개의 근접 벡터 V_i 와 V_j 는 다음 단계에서 전류 오차를 줄이기 위한 인버터 출력 벡터 V_s(k) 의 후보가 된다. 이때, 이며, 실제로 영전압 벡터도 적용 가능하므로, 두 개의 근접 벡터와 한 개의 영전압 벡터가 실제의 출력 전압 벡터가 되기 위한 후보가 된다. 예를들어, 만약 이면 출력 벡터가 될 수 있는 벡터는 도7에서와 같이 V₀ , V_i=V₁ 그리고 V_j=V₂ 가 된다. 의 값의 V₀ , V_i 그리고 V_j 에 대한 유클리언 벡터놈(eulidean vector norm)은 아래와 같이 정의된다.

여러 벡터중에서 와 가장 가까운 한 개의 벡터는 수학식21에서 수학식23까지의 각각의 벡터 놈의 비교를 통하여 최종 출력 벡터 V_s(k) 를 선택할 수 있다. V_i 와 V_j 에 대한 영역은 의 위상각에 의하여 구분되며, V₀ 의 영역은 도7에 도시된 것처럼 V_i 와 V_j 의 수직교차점에 의하여 형성된 면적으로 표시할 수 있다. 그러면, k^th 에서의 출력 전압 벡터 V_s(k) 는 일반적으로 에 가장 가까운 전압 벡터는 아래와 같이 정의 할 수가 있다.

도7은 수학식24에 의해 얻어진 1개의 영전압 벡터의 영역과 6개의 각각의 전압 벡터의 영역으로 표현할 수 있다. 따라서, 출력 전압 벡터 V_s(k) 는 d-p평면상의 위치 P가 있는 해당 전압 벡터가 된다. 이와 같은 제어방법으로 개선된 전동기 전류 제어의 성능을 얻을 수 있다. 이 방법은 전류 제어형 인버터를 위한 다른 전류 제어 방법에 비해 상대적으로 간단하며, 완전 디지털 시스템으로 하드웨어를 구현하는데 유리하다. 마이크로 프로세서로부터 얻어진 결과의 인버터 게이트 신호를 직접 전력 스위칭 소자에 인가할 수 있기 때문이다.

본 발명의 SVCRL인버터를 사용한 예측형 전류 제어 방법은 영구자석형 동기 전동기의 전류제어에 적용하였다. 제어 알고리듬의 연산은 f_clock=33[㎒] 의 주파수로서 부동 소수점 연산용을 사용하였으며, 전체적인 하드웨어 구성은 도14와 같다. 셈플링 시간은 T_s=50[㎲] 이며, 공진단에 사용된 소자값은 L_r=40[uH],C_r=0.01[㎌],C₁과C₂=220[㎌] 이다. IPM(Intelligent Power Module)로 된 IGBT(Insulated Gate Bipolar)를 사용하였고, 영구자석형 동기 전동기의 파라메터는 도9와 같다.

타이머0은 예측형 전류 제어 알고리듬을 계산하는데 사용되었으며, 40[㎲] 의 주기를 갖고 있으며, 타이머1 인터럽트는 공진형 인버터의 공진단 스위치 S_r 를 제어하는데 사용되었고 그 주기는 10[㎲] 이다. 타이머0 인터럽트가 시작되면서, A/D변환기(106)의 변환이 시작되고, S_r 은 ON 된다. A/D변환이 완료된 후 인터럽트가 개시된다. 예측형 전류 제어 알고리듬을 계산하는데 약 20[㎲] 정도의 시간이 걸리며, 이 외부 인터럽트의 종료 후 전압 벡터 V_s(k) 가 얻어지고 타이머 인터럽트0이 종료된다. t₁ 에서 타이머 인터럽트1이 개시되고, S_r 은 OFF 된다. 전류 오차를 줄이기 위한 전압 벡터 V_s(k) 는 t₂∼t₃ 기간동안 무손실 스위칭인 조건으로 스위칭이 되어 모타에 인가된다. t₄ 에서 S_r 이 ON된 후 타이머1 인터럽트는 종료된다. i_a=4.5[A] 인 상태의 정격전류로서 1000[rpm]인 상태의 실험 결과는 도9에서와 같이 볼 수 있으며, CRDM방법이 사용되었을 경우 훨씬 큰 리플 및 오프셋 전류 특성이 얻어 졌으며, 특히 도10a에서와 같이 전류의 피크에서 크게 나타남을 볼 수 있다.

그러나, 본 발명에서 제안된 방법은 도10b에 보여준 것처럼, 전류의 리플 관점에서 매우 최적화되었음을 알 수 있다. 역시, 스위칭 횟수도 도10의 CRDM의 경우에 비해 제안된 방법이 약 30％개선되었음을 알 수 있다. 안정 상태에서의 전류 제어의 특성을 효과적으로 보기 위하여, 아래와 같은 전류 리플과 오프셋에 대한 평가 지표에 의한 값을 전류 제어 명령에 대한 백분율로 부한 전류의 크기에 따라 구해보면 도12와 같다.

본 발명에서 제안한 방법에 의한 전류의 리플 및 오프셋 양은, 고정자 전류가 i_a=4.5[A] 인 일 때, CRDM의 경우에 비해 약 10％ 감소된 결과를 얻을 수 있었으며, 게다가, 스위칭 횟수도 CRDM의 경우 280[회/주기]에서 제안한 PCCT의 경우 190[회/주기]로 감소되는 결과를 얻었다.

위의 과정에서 설명한 예측형 전류제어방법은 프로그램 형태로 PCCT에 내장될 수 있으며, 프로그램의 흐름도를 도13에 도시하였다.

도13에 도시되어 있듯이, 먼저 필요한 를 구하고(S1), 이 값이 V0∼V6의 영역중 어느 영역에 있는지를 판단하여 그 선택된 값을 출력하는 것이다.

그 출력값은 의 절대값의 크기가 V1의 크기의 반이면, V0 또는 V7을 출력하고(S3), 나머지 경우는 다음과 같다.

즉, θ^* 가 30도에서 90도 사이에 있으면(S4), V2를 출력하고(S5),

θ^* 가 90도에서 150도 사이에 있으면(S6), V3를 출력하고(S7),

θ^* 가 150도에서 210도 사이에 있으면(S8), V4를 출력하고(S9),

θ^* 가 210도에서 270도 사이에 있으면(S10), V5를 출력하고(S11),

θ^* 가 270도에서 330도 사이에 있으면(S12), V6를 출력하고(S13),

θ^* 가 330도에서 30도 사이에 있으면(S14), V1를 출력한다(S15).

이 외의 경우에는 에러 메시지를 출력한다(S16).

이는 얼마든지 변형예가 가능하다.

본 발명에서는 종래의 ACRDCL인버터의 단점인 전압 스트레스를 줄이기 위한 간단한 공진형 인버터를 제안하였다. 모든 스위치는 영전압인 상태에서 스위칭 된다. 제안한 공진형 인버터에 의해 링크 전압은 DC입력 전압 이내로 잘 억제되며, 공진용 인덕터의 전류의 크기도 매우 줄어듦을 볼 수 있었다. 기존의 공진형 인버터를 사용한 이산 전류 제어 방법인 CRDM방법의 단점을 해결하기 위한 방안으로, 제안한 공진 인버터의 회로를 사용한 예측형 전류 실험을 통하여 CRDM방법에 비해 리플과 오프셋이 줄어듦을 보였다. 본 발명에서 제안된 SVCRL인버터 및 예측형 전류 제어 방법은 영구 자석형 동기 전동기의 전류 제어를 고효율로 제어하는데 매우 유용할 것으로 기대된다.

Claims (6)

1. 제1전압원;

   상기 제1전압원에 직렬로 연결된 제2전압원;

   외부의 제어신호에 의해 일정시간 간격으로 온/오프되며 상기 제1전압원과 직렬로 연결된 제1스위치와;

   상기 제1스위치와 일측이 직렬로 연결되고, 타측이 상기 제1전압원과 제2전압원의 접점에 연결되는 인덕터;

   상기 인덕터와 상기 제1스위치의 접점에 일측이 연결되고, 타측이 상기 제2전압원의 마이너스 단자에 연결되는 커패시터;

   상기 커패시터에 병렬로 연결되는 제2스위치;

   상기 제2스위치에 병렬로 연결되는 전류원

   을 포함하는 공진 인버터.
2. 제1항에서,

   상기 일정시간 간격은

   상기 제1스위치는 온, 제2스위치는 오프상태인 제1모드와,

   상기 제1스위치 및 제2스위치 모두 오프 상태인 제2모드와,

   상기 제1스위치는 오프, 제2스위치는 온상태인 제3모드와,

   상기 제1스위치 및 제2스위치 모두 오프 상태인 제4모드로 이루어지는 것을 특징으로 하는 공진 인버터.
3. 제2항에서,

   상기 제1스위치 및 제2스위치는 영전압 스위칭을 하는 것을 특징으로 하는 공진 인버터.
4. 교류를 입력받아, 역률보상을 하는 부스트 컨버터로 직류변환을 하여 제1전압 및 제2전압을 출력하는 정류부;

   상기 제1전압 및 제2전압을 인가받아 인덕터와 커패시터로 공진하며, 영전압 스위칭을 하기 위한 공진형 인버터;

   상기 공진형 인버터의 링크전압이 영전압일 때 스위칭을 하는 스위치부;

   상기 스위치부를 통해 입력되는 전류를 입력받아 구동을 하는 모터;

   상기 모터로 입력되는 전류를 감지하여 d-q좌표변환하는 전류감지부;

   상기 모터의 속도 및 위치를 감지하는 인코더;

   상기 인코더로부터 속도에 관한 정보를 입력받고, 외부로부터 원하는 속도정보를 입력받아, 속도제어 및 제한을 하여 출력하는 속도제어부;

   상기 속도제어부의 출력과 상기 인코더의 위치정보를 입력받아 예측형 전류제어방법을 이용하여 상기 스위치부의 스위칭을 제어하는 전류제어부

   를 포함하는 동기 전동기.
5. 제4항에서,

   상기 예측형 전류제어방법은 원하는 전류제어값을 미리 계산하여 이에 해당하는 벡터를 상기 스위치부의 제어값으로 출력하는 것을 특징으로 하는 동기 전동기.
6. 필요한 예측전압을 계산하는 단계와;

   계산된 전압벡터의 크기가 제1전압벡터의 크기의 절대값의 반 이하인지 판단하는 단계와;

   상기 계산된 전압벡터의 크기가 제1전압벡터의 절대값의 반이하이면 제로벡터를 출력하는 단계와;

   상기 계산된 전압벡터의 크기가 제1전압벡터의 절대값의 반이상이면 해당벡터의 범위를 판단하여 해당벡터를 출력하는 단계를

   포함하는 예측형 전류제어방법.