CN105474530A - 无刷永磁电机的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种控制无刷永磁电机的方法。该方法包括当在高于50krpm的速度下操作时,在相对于电机的绕组中的反电动势的过零点延迟的时刻处换向电机的绕组。

Description

无刷永磁电机的控制方法

技术领域

本发明涉及控制无刷永磁电机的方法。

背景技术

对改善无刷永磁电机的效率的需要日益增长。

发明内容

本发明提供了一种控制无刷永磁电机的方法,该方法包括当在高于50krpm的速度下操作时,在相对于电机的绕组中的反电动势的过零点延迟的时刻处换向电机的绕组。

在高于50krpm的速度下，每一个电半周期的长度相对较短，并且反电动势的幅值相对较大。这两个因素都建议必须提前换向，以便于驱动充分的电流且由此功率到相绕组，以便于保持这样的速度。然而，申请人发现，一旦电机处于该速度，电机效率的改善可以通过延迟换向被实现。对于永磁电机，扭矩电流比在相电流的波形与反电动势的波形相匹配时最大。电机效率的改善由此通过成形相电流的波形为使得它更好地匹配反电动势的波形而被实现。在反电动势过零点附近相电流比反电动势更快地升高的情况下，提前换向将使得相电流快速领先于反电动势。通过直到在反电动势过零点之后延迟换向，相电流的升高可以更紧密地跟随反电动势的升高。结果，电机的效率可被改善。

该方法可包括当操作在跨至少5krpm(更优选地至少10krpm)的速度范围上时在相对于反电动势的过零点延迟的时刻处换向绕组。结果，电机效率的改善可以在相对较大速度范围上实现。

用于激励绕组的电源电压的变化将影响相电流升高的速率。电机速度的变化将影响电半周期的长度，且由此影响反电动势升高的速率。此外，电机速度的变化将影响反电动势的大小，且由此影响相电流升高的速率。因此，该方法可包括延迟一延迟时段换向，且响应于电源电压和/或电机速度的变化而改变延迟时段。这于是具有当电机在一范围的电源电压和/或电机速度上操作时改善电机效率的益处。此外，驱入到绕组的电流的量且由此功率的量对电源电压和/或电机速度的变化敏感。通过响应于电源电压和/或电机速度的变化而改变延迟时段，对电机的输入或输出功率的更好的控制可以被实现。

该方法可包括响应于电源电压的升高和/或电机速度的降低而增大延迟时段。当电源电压的大小增大时，相电流以较快的速度升高。当电机速度减小时，反电动势以较低的速率升高。此外，反电动势的大小减小且由此相电流以较快的速度升高。通过响应于电源电压的升高和/或电机速度的降低而增加延迟时段，相电流的波形可以响应于电源电压和/或电机速度的变化而更好地匹配反电动势的波形。结果，当电机在一范围的电源电压和/或电机速度上操作时电机效率可被改善。

该方法可包括将每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段。绕组然后在传导时段期间被激励，且在续流时段期间被续流。此外，该方法可包括将传导时段分为第一激励时段、另一续流时段和第二激励时段，且绕组可在每个激励时段期间被激励，且绕组可在另一续流时段期间被续流。尽管换向被延迟，相电流仍可以比反电动势更快的速率上升。结果，相电流会最终领先于反电动势。次续流时段用于短暂地阻止相电流的升高。因此，在传导时段期间，相电流可更紧密地跟随反电动势的升高，由此改善效率。

该方法可包括当在第一速度范围上操作时在相对于反电动势的过零点延迟的时刻处换向绕组,且当在第二速度范围上操作时在相对于反电动势的过零点提前的时刻处换向绕组,且第二速度范围高于第一速度范围。当在第一速度范围上操作时，在过零点附近，相电流以比反电动势更快的速率升高。因此，通过延迟换向，电机效率的改善可以被实现。当在第二速度范围上操作时，每个电半周期的长度更短，且由此反电动势以较快的速率升高。此外，反电动势的大小较高且由此相电流以较低的速度升高。因此，反电动势以较高的速率升高，但是相电流以较低的速率升高。结果，相电流可以比反电动势更慢的速率上升。延迟换向于是将仅能够使得电机的效率变差。此外，如果换向被延迟，在第二速度范围上操作时可能不能将充分的电流和功率驱入到绕组中。因此，通过在第一速度范围上使用延迟换向和在第二速度范围上使用提前换向，电机的效率可以在两个速度范围上被改善。

该方法可包括当在第一速度范围和第二速度范围上操作时，将电机的每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段，绕组在传导时段期间被激励且在续流时段期间被续流。

该方法可包括在第一速度范围和第二速度范围上以恒定功率(为输入功率或输出功率)驱动电机。电机在第一速度范围上的功率于是低于在第二速度范围上的功率。

该方法可包括当电机在第一速度范围上操作时以一延迟时段延迟换向，且当电机在第二速度范围上操作时以一提前时段提前换向。恒定功率可以通过响应于电机速度的变化而改变延迟时段和提前时段而被实现。此外，或替代地，恒定功率可以通过响应于电机速度的变化而改变传导时段的长度而被实现。

第一速度范围和第二速度范围每个可至少跨过5krpm，且更优选地至少10krpm。结果，电机效率的改善可以在相对较大速度范围上实现。

本发明还提供了一种控制电路，该控制电路被配置为执行前述任一段落所述的方法，以及一种电机组件，其包括无刷永磁电机和所述控制电路。

控制电路可包括逆变器，用于联接到电机绕组、门驱动器模块和控制器。门驱动器模块于是响应于从控制器接收的控制信号控制逆变器的开关，且控制器产生控制信号以换向绕组。更特别地，当电机速度高于50krpm时，控制器产生控制信号以在相对于反电动势的过零点延迟的时刻处换向绕组。

附图说明

为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而被描述，其中：

图1是根据本发明的电机组件的框图；

图2是电机组件的示意图；

图3详细说明了逆变器响应于由电机组件的控制器发出的控制信号的允许状态；

图4示出在加速模式中操作时的电机组件的各种波形；

图5示出在高功率模式中操作时的电机组件的各种波形；以及

图6示出在低功率模式中操作时的电机组件的各种波形。

具体实施方式

图1和2的电机组件1由DC电源2供电，并且包括无刷电机3和控制电路4。

电机3包括四极永磁转子5，其相对于四极定子6旋转。围绕定子6缠绕的导线联接在一起以形成单相绕组7。

控制电路4包括滤波器8、逆变器9、门驱动器模块10、电流传感器11、电压传感器12、位置传感器13和控制器14。

滤波器8包括链电容C1，其平滑由于逆变器9切换造成的相对高频波动。

逆变器9包括将相绕组7联接电压轨的四个功率开关Q1-Q4的全桥。开关Q1-Q4中的每一个包括续流二极管。

门驱动器模块10响应于从控制器14接收的控制信号驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

电流传感器11包括定位在逆变器和零电压轨之间的分流电阻器R1。跨电流传感器11的电压提供连接到电源2时相绕组7中的电流的测量值。跨电流传感器11的电压被作为信号I_PHASE输出至控制器14。

电压传感器12包括定位在DC电压轨和零电压轨之间的分压器R2、R3。电压传感器输出信号V_DC到控制器14，其表示由电源2提供的电源电压的缩小比例的测量值。

位置传感器13包括定位在定子6的槽状开口中的霍尔效应传感器。传感器13输出数字信号HALL，其取决于穿过传感器13的磁通的方向而为逻辑高或低。HALL信号由此提供转子5的角度位置的测量值。

控制器14包括微控制器，微控制器具有处理器、存储装置和多个外设(例如ADC、比较器、计时器等)。存储设备存储用于执行处理器的指令，以及在电机组件的操作期间由处理器使用的控制参数和查找表。控制器14负责控制电机3的操作且产生用于控制四个功率开关Q1-Q4每个的控制信号S1-S4。控制信号被输出到门驱动器模块10，门驱动器模块10作为回应驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

图3总结了开关Q1-Q4响应于由控制器14输出的控制信号S1-S4的允许状态。后文中，术语“设置”和“清除”将分别用于指示信号已经被拉到逻辑高和低水平。如图3所示，控制器14设置S1和S4并且清除S2和S3，以便于从左到右激励相绕组7。相反地，控制器14设置S2和S3并且清除S1和S4，以便于从右到左激励相绕组7。控制器14清除S1和S3并且设置S2和S4以便于续流相绕组7。续流使得相绕组7中的电流绕逆变器9的低侧回路再循环。在本实施例中，功率开关Q1-Q4能够沿两个方向导通。因此，控制器14在续流期间闭合低侧开关Q2、Q4两者，使得电流流动穿过开关Q2和Q4，而不是较低效的二极管。可设想，逆变器9可包括功率开关，其仅沿单个方向导通。在该情况下，控制器14将清除S1、S2和S3并且设置S4，以便于从左到右续流相绕组7。控制器14于是将清除S1、S3和S4并且设置S2，以便于从右到左续流相绕组7。在逆变器9低侧回路中的电流于是向下流动通过已经闭合的低侧开关(例如Q4)，并且向上流动通过断开的低侧开关(例如Q2)的二极管。

控制器14以下列三个模式中的一个操作：加速模式、低功率模式和高功率模式。低功率模式和高功率模式两者都为稳态模式。控制器接收和周期性地监测功率模式信号，POWER_MODE，以便于确定哪个稳态模式应该被使用。如果功率模式信号为逻辑低，控制器14选择低功率模式，且如果功率模式信号为逻辑高，则控制器14选择高功率模式。当在低功率模式下操作时，控制器14在60-70krpm的操作速度范围上驱动电机3。当在高功率模式下操作时，控制器14在90-100krpm的操作速度范围上驱动电机3。加速模式于是被用于将电机3从静止加速到每个操作速度范围的下限。

在所有三个模式下，控制器14响应于HALL信号的边缘换向相绕组7。每个霍尔边缘对应于转子5极性的改变，且由此对应于在相绕组7中感生的反电动势的极性的改变。更具体地，每个HALL边缘对应于反电动势中的过零点。换向涉及颠倒通过相绕组7的电流的方向。因此，如果电流沿从左到右的方向流动通过相绕组7，换向涉及从右到左退出绕组。

在下面的讨论中，频繁引用电机3的速度。电机3的速度由HALL信号的连续的边缘之间的间隔确定，其在后文中被称为HALL时段。

加速模式

当速度低于20krpm时，控制器14与每个HALL边缘同步地变换相绕组7的电流方向。当速度处于或高于20krpm时，控制器14提前于每个HALL边缘换向相绕组7。为了提前于于特定HALL边缘换向相绕组18，控制器14响应于前一个HALL边缘而动作。响应于前一个HALL边缘，控制器14从HALL时段T_HALL减去提前时段T_ADV，来得到换向时段T_COM：

T_COM＝T_HALL–T_ADV

控制器14然后在前一个HALL边缘之后的时刻T_COM处换向相绕组7。结果，控制器14提前于后续HALL边缘提前时段T_ADV处换向相绕组7。

不考虑换向是同步还是提前，当在加速模式中操作中控制器14在电周期的每个半部上依次激励和续流相绕组。更具体地，控制器14激励相绕组7，监控电流信号I_PHASE，然后在相绕组7中的电流超过预定限制时续流相绕组7。续流于是持续预定续流时段，在该时间期间，相绕组7中的电流下降到低于电流限值的水平。在续流时段结束时，控制器14再次激励相绕组7。激励和续流相绕组7的该过程在电半周期的整个长度上持续。控制器14由此在电半周期期间从激励切换到续流多次。

图4示出了当在加速模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。在图4中，相绕组7与HALL边缘同步换向。

在相对低速下，在相绕组7中感生的反电动势相对较小。相绕组7中的电流由此在激励期间相对快速地升高，并且在续流期间相对缓慢地下降。此外，每个HALL时段的长度且由此每个电半周期的长度是相对长的。因此，控制器14从激励切换到续流的频率相对较高。然而，当转子速度升高时，反电动势的幅度增大且由此电流在激励期间以更慢地速率升高，且在续流期间以更快的速度降低。此外，每个电半周期的长度减小。结果，切换的频率减小。

控制器14继续在加速模式下操作,直到转子5的速度抵达选定功率模式的操作速度范围的下限。从而，例如，如果高功率模式被选择，控制器14继续在加速模式下操作，直到转子5的速度抵达90krpm为止。

高功率模式

控制器14提前于每个HALL边缘换向。提前换向以与上文针对加速模式的描述相同的方式实现。

当在高功率模式下操作时，控制器14将每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段。控制器14于是在传导时段激励相绕组7并且在续流时段续流相绕组7。预期相电流不会在激励期间超过电流限值。因此，控制器14在电半周期期间从激励切换到续流仅一次。

控制器14在传导时段T_CD上激励相绕组7。在传导时段结束时，控制器14续流相绕组7。然后续流无限制地持续，直到控制器14换向相绕组7时刻为止。控制器14由此使用两个参数控制电机3的操作：提前时段T_ADV和传导时段T_CD。

图5示出了当在高功率模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。

用于激励相绕组7的电源电压的幅度可以改变。例如，电源2可能包括使用时放电的电池。替代地，电压2可以包括AC电压、整流器和平滑电容器，其提供相对平滑的电压，但是AC电压的RMS电压可改变。电源电压的幅度的变化将影响在传导时段中被驱入到相绕组7中的电流的量。结果电机3的功率将对电源电压的改变敏感。除了电源电压，电机3的功率还对转子5的速度的变化敏感。当转子5的速度变化时(例如响应于负载的改变)，反电动势的幅度也变化。因此，在传导时段中被驱入到相绕组7的电流量会改变。控制器14由此可响应于电源电压幅度的变化改变提前时段和传导时段。控制器14还响应于转子5速度的变化改变提前时段。

控制器14存储电压查找表，其包括用于多个不同电源电压的每个的提前时段T_ADV和传导时段T_CD。控制器14还存储速度查找表，其包括对于不同转子速度和不同电源电压的每个的速度补偿值。查找表存储在每个电压和速度点处实现特定输入或输出功率的值。在本实施例中，查找表存储在电源电压范围上以及在高功率模式的操作速度范围上实现电机3的恒定输出功率的值。

由电压传感器12输出的V_DC信号提供电源电压的测量值，而HALL时段的长度提供转子速度的测量值。控制器14使用电源电压索引电压查找表，以选择相时段和传导时段。控制器14然后使用转子速度和电源电压索引速度查找表，以选择速度补偿值。控制器14然后将选定的速度补偿值加到选定的相时段，以便于获得经速度补偿的相时段。换向时段T_COM于是通过从HALL时段T_HALL减去经速度补偿的相时段而获得。

速度查找表存储速度补偿值，其不仅取决于转子5的速度，而且还取决于电源电压的幅度。原因是，随着电源电压的降低，特定速度补偿值对电机3的输出功率具有较小的净效果。通过存储取决于转子速度和电源电压的速度补偿值，响应于转子速度的改变，对电机3的输出功率的更好的控制可以被实现。

应注意到两个查找表被使用，以确定提前时段。第一查找表(即电压查找表)使用电源电压索引。第二查找表(即速度查找表)使用转子速度和电源电压两者索引。由于第二查找表使用转子速度和电源电压两者索引，可能有人会质疑对两个查找表的需要。然而，使用两个查找表的优势在于不同的电压分辨率可以被使用。电机3的输出功率对于电源电压的幅度较为敏感。相反，速度补偿值对于输出功率的作用对电源电压不那么敏感。因此，通过使用两个查找表，更精细的电源电压分辨率可以被用于电压查找表，且较粗糙的电压分辨率可以被用于速度查找表。结果，对电机3的输出功率的相对良好的控制可以通过使用较小的查找表实现，其于是降低了控制器14的存储需求。

低功率模式

控制器14在相对于HALL边缘延迟的时刻换向相绕组7。延迟换向以类似于提前换向的方式实现。响应于HALL边缘，控制器14将HALL时段T_HALL加上延迟时段T_RET，来得到换向时段T_COM：

T_COM＝T_HALL+T_RET

控制器14然后在HALL边缘之后的时刻T_COM处换向相绕组7。结果，控制器14在后一个HALL边缘之后的时刻T_RET处换向相绕组7。

当在低功率模式下操作时，控制器14将每个电半周期分为传导时段和随后的主续流时段。控制器14然后将传导时段分为第一激励时段、随后为次续流时段、随后为第二激励时段。控制器14于是在两个激励时段的每个期间激励相绕组7，并且在两个续流时段的每个期间续流相绕组7。如在高功率模式中那样，并不预期相电流在激励期间超过电流限值。因此，控制器14在电半周期期间从激励切换到续流两次。

图6示出了当在低功率模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。

当在高功率模式中时，控制器14响应于电源电压幅度的变化而改变延迟时段和传导时段，且控制器14响应转子5的速度的变化而改变延迟时段。控制器14由此存储另一电压查找表，其包括用于不同电源电压的不同延迟时段T_RET和不同激励时段T_EXC。控制器14还存储速度查找表，其包括对于不同转子速度和不同电源电压的速度补偿值。在低功率模式下使用的查找表由此不同于在高功率模式下使用的查找表之处仅在于，表存储延迟时段而不是提前时段，激励时段而不是传导时段。如在高功率模式下时，在低功率模式下使用的查找表存储在电源电压的相同范围上以及在低功率模式的操作速度范围上实现电机3的恒定输出功率的值。

在操作期间，控制器14使用电源电压索引电压查找表，以选择延迟时段和激励时段。选择的激励时段然后被用于限定第一激励时段和第二激励时段两者，即在传导时段期间，控制器14在选定的激励时段激励相绕组7，续流相绕组7次续流时段，然后再次激励相绕组7选定的激励时段。结果，次续流时段在传导时段的中心处发生。

与高功率模式相比，相绕组7的激励在两个重要的方面不同。首先，控制器14延迟换向。其次，控制器14引入次续流时段到传导时段中。这两个不同的原因和益处在于将被解释。

当在高功率模式操作时，需要提前换向以便于实现期望的输出功率。当转子5的速度增大时，HALL时段减小，且因而与相电感相关的时间常数(L/R)逐渐变得重要。另外，在相绕组7中感应的反电动势增大，这进而影响相电流升高的速率。由此变得越来越难以驱动电流，且由此驱动功率，至相绕组7中。通过提前于每个HALL边缘，且由此提前于反电动势中的过零点换向相绕组7，电源电压通过反电动势瞬时升高。结果，穿过相绕组7的电流的方向更快地反向。此外，相电流领先于反电动势，其有助于补偿电流升高的较低速率。尽管这于是产生短时间的负扭矩，这通常通过随后在正扭矩中的增益得到充分补偿。

当在低功率模式下操作时，HALL时段的长度较长，且由此反电动势以较低的速率升高。此外，对于给定电压，反电动势的大小较低且由此相绕组7中的电流以较快的速度升高。因此，反电动势以较低的速率升高，但是相电流以较快的速率升高。由此，不需要提前于HALL边缘换向相绕组7来实现期望的输出功率。此外，由于下述原因，电机3的功率通过该延迟换向得到改善。

在激励期间，扭矩电流比在相电流的波形与反电动势的波形相匹配时最大。电机3的效率的改进由此通过成形相电流为使得它更好地与反电动势的波形匹配(即通过降低相电流波形相对于反电动势波形的谐波分量)而实现。如前述段落中所述，当在低功率模式下时，反电动势以较低的速率升高，但是相电流以较快的速率升高。实际上，当在低功率模式下操作时，相电流在反电动势相对较低时(即在反电动势过零点附近)以比反电动势更快的速度升高。因此，如果相绕组7相对于HALL边缘提前或同步换向，相电流将快速领先于反电动势。在高功率模式下，相电流最初领先于反电动势是必须的，以便补偿较短的HALL时段和相电流的较缓慢的升高。在低功率模式下，相电流不必领先于反电动势来实现期望的输出功率。通过直到在HALL边缘之后延迟换向，相电流更紧密地跟随反电动势的升高。结果，电机组件1的效率被改善。

次续流时段用于进一步改善电机3的效率。作为延迟换向的结果，相电流更紧密地匹配反电动势。然而，相电流继续以比反电动势更快的速率上升。因此，相电流最终赶上反电动势。通过引入相对小的次续流时段到传导时段中，相电流的升高被短暂地阻止，使得相电流的升高更紧密地跟随反电动势的升高。结果，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量被进一步减少，且由此电机3的效率进一步升高。

加速模式被用于将电机3从静止加速到每个操作速度范围的下限。因此，控制器14当高功率模式被选择时在0和90krpm之间以加速模式操作，且在低功率模式被选择时在0和60krpm之间以加速模式操作。不考虑哪个功率模式被选择，控制器14在0和20krpm之间与HALL边缘同步地换向相绕组7。控制器14于是在电机3从20krpm加速到90krpm时(高功率模式)或从20krpm加速到60krpm时(低功率模式)提前于HALL边缘换向相绕组7。当在加速模式下操作时，控制器14使用在转子5加速时保持固定的提前时段。不考虑是高功率模式还是低功率模式被选择，控制器14使用电源电压索引在高功率模式下使用的电压查找表，以便于选择提前时段。该选定的提前时段于是被控制器14在加速模式中使用。可想象，电机3的效率可以通过使用随转子速度变化的提前时段而被改善。然而，这将需要额外的查找表。此外，加速模式通常较短，控制器14主要在低功率模式或高功率模式下操作。因此，在加速模式中可以通过改变提前时段获得的任何效率改善不大会对电机3的总效率产生显著贡献。

一旦从加速模式切换到低功率模式，控制器14从提前换向切换到延迟换向。当在低功率模式下操作时，控制器14在每个电半周期中能够驱动充分电流由此功率到相绕组7中，而同时使用延迟换向，以便于改善电机1的效率。相反，在加速期间，提前换向是必须的，以便于确保在每个电半周期期间充分的电流和由此功率被驱入到相绕组7。如果控制器14在加速期间延迟或同步换向，转子5将不能加速到所需的速度。因此，尽管延迟换向可以被使用以在60-70krpm的速度范围上保持转子速度，提前换向是必须的，以便于确保转子加速到60krpm。

尽管当操作在较低速度时延迟换向是已知的，在相对较高速度(即在超过50krpm的速度下)延迟换向是完全未知的。在这些相对高的速度下，每个HALL时段的相对短的长度和反电动势的幅度将建议提前换向是必须的。实际上，提前换向是必须的以便于将电机加速到这样的速度。然而，申请人发现一旦处于这些速度下，换向可以被延迟以便于改善电机3的效率。

在上述实施例中，控制器14使用两个稳态模式：高功率模式和低功率模式。在高功率模式下，控制器14提前于反电动势中的过零点换向相绕组7。在低功率模式下，控制器14延迟于反电动势中的过零点换向相绕组7。提前时段和延迟时段可以每个被认为是相时段T_PHASE，且换向时段T_COM可以被限定为：

T_COM＝T_HALL–T_PHASE

如果相时段为正，则换向发射在HALL时段之前(即提前换向)，且相时段为负，则换向发射在HALL时段之后(即延迟换向)。使用该相同的方案在高功率模式和低功率模式两者下换向相绕组7简化了控制。然而，可想象不同的方法可以被用于换向相绕组7。例如，当操作在低功率模式下时，控制器14可以简单地在每个HALL边缘之后时刻T_RET处换向相绕组7。

在上述实施例中，控制器14响应于转子速度的改变而仅改变相时段(即高功率模式中的提前时段和低功率模式中的延迟时段)。与传导时段相比，电机3的输入功率通常对于相时段中的改变更加敏感。因此，通过改变相时段，对于电机3的输出功率的更好的控制可以被实现。然而，不考虑这些益处，控制器14可替代地响应于转子速度的变化而仅改变传导时段。替代地，控制器14可响应于转子速度的变化改变相时段和传导时段两者。这在电机3的输出功率在通过仅改变相时段不能充分控制的情况下(例如)可能是必须的。替代地，电机3的效率改善可以通过响应于转子速度的变化改变相时段和传导时段两者而被实现。然而，改变相时段和传导时段两者的缺点在于需要附加的查找表，由此对控制器的存储器具有额外的需要。

在上述实施例中，控制器14响应于电源电压的变化改变相时段和传导时段。这于是具有益处在于电机3的效率可以在每个电压点处被更好地优化。然而，可能通过改变仅相时段和传导时段中的一个在电机3的输出功率上实现期望的控制。由于电机3的输出功率对于相时段的改变更敏感，通过改变相时段可以实现对电机3的输出功率的更好的控制。

控制器14由此可被认为响应于电源电压和转子速度的变化改变相时段和/或传导时段。尽管两个时段可以响应于电源电压和转子速度的变化而被改变，可想象控制器14响应于电源电压和转子速度中的仅一个而改变这些时段。例如，由电源2提供的电压可能是相对稳定的。在这种情况下，控制器14可仅响应于转子速度的变化改变相时段和/或传导时段。替代地，在高功率模式和低功率模式中，电机3可能需要在恒定速度下或相对小的速度范围上操作。在这种情况下，控制器14可仅响应于电源电压的变化改变相时段和/或传导时段。因此，更普遍地说，控制器14由此可被认为响应于电源电压和/或转子速度的变化而改变相时段和/或传导时段。此外，不是存储电压查找表或速度查找表，控制器14可以被认为是存储功率查找表，其包括用于不同电源电压和/或转子速度的不同控制值。每个控制值于是在每个电压和/或速度点处实现特定输出功率。控制器14然后使用转子速度和/或电源电压索引功率查找表，以从功率查找表选择控制值。控制值然后被用于限定相时段或传导时段。

在上述实施例中，控制器14存储包括传导时段(用于高功率模式)和激励时段(用于低功率模式)的查找表。然而，相同水平的控制可以通过不同方法来实现。例如，不是存储传导时段和激励时段的查找表，控制器14可以存储主续流时段的查找表，其类似地使用电源电压和/或转子5的速度的大小来索引。传导时段于是将通过从HALL时段减去主续流时段得到，且每个激励时段将通过从HALL时段减去主和次续流时段，然后将结果除以2得到：

T_CD＝T_HALL–T_FW_1

T_EXC＝(T_HALL–T_FW_1–T_FW_2)/2

其中T_CD为传导时段，T_EXC为第一和第二激励时段的每个，T_HALL为HALL时段，T_FW_1为主续流时段，且T_FW_2为次续流时段。

在上述实施例中，次续流时段在传导时段的正中心处发生。这通过确保相同激励时段被用于限定第一激励时段和第二激励时段的长度来实现。确保次续流时段发射在传导时段的中心处具有至少两个益处。首先，相电流的谐波分量在两个激励时段上被更好地平衡。结果，相电流在传导时段期间的总谐波分量往往比两个激励时段具有不同的长度的情况更低。其次，查找表仅需针对每个电压点存储一个激励时段。结果，需要更小的存储器来用于查找表。不论上述益处，可期望响应于电源电压和/或转子速度中的变化而改变次续流时段的位置。这可以通过使用对于不同电压和/或速度存储了第一激励时段和第二激励时段的查找表来实现。

控制器14使用具有固定长度的次续流时段。这于是具有减小控制器14的存储需求的益处。然而，替代地，控制器14可以使用响应于电源电压和/或转子速度中的变化而变化的次续流时段。特别地，控制器14可以使用响应于电源电压的升高或和/或转子速度的降低而增大的次续流时段。当电源电压升高时，相绕组7中的电流在激励期间以更快的速率升高(假设转子速度且由此反电动势的大小不改变)。结果，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量往往会增大。通过响应于电源电压的升高而增大次续流时段的长度，相电流的升高被阻止较长的时段，且由此相电流波形的谐波分量可以被减小。当转子速度降低时，HALL时段的长度增大，且由此反电动势以较低的速率升高。此外，反电动势的大小减小且由此相绕组7中的电流以较快的速度升高(假设电源电压不改变)。因此，当转子速度降低时，反电动势以较低的速率升高，但是相电流以较快的速率升高。由此，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量往往会增大。通过响应于转子速度的降低而增大次续流时段，相电流的升高被阻止较长的时段，且由此相电流波形的谐波分量可以被减小。因此，响应于电源电压的的升高和/或转子速度的降低而增加次续流时段可导致效率的进一步改善。

次续流时段的长度是相对短的，且仅意图短暂地阻止相电流的升高。因此，次续流时段比主续流时段和每个激励时段两者更短。次续流时段的实际长度将取决于电机组件1的具体特性，譬如相绕组7的电感、电源电压的大小、反电动势的大小等。不考虑长度，次续流时段发生在相绕组7中的反电动势升高的时段期间。这与主续流时段相反，该主续流时段主要(如果不是全部)发生在降低反电动势时段期间。主续流时段利用相绕组7的电感，使得扭矩在没有额外功率被从电源2抽取的情况下继续由相电流产生。在反电动势下降时，对于给定相电流产生较小的扭矩。因此，通过在反电动势下降期间续流相绕组7，电机组件1的效率可以改善，而没有不利地影响扭矩。

Claims (13)

1.一种控制无刷永磁电机的方法,该方法包括当在高于50krpm的速度下操作时,在相对于电机的绕组中的反电动势的过零点延迟的时刻处换向电机的绕组。

2.如权利要求1所述的方法，其中该方法包括当操作在跨至少5krpm的速度范围上时在相对于反电动势的过零点延迟的时刻处换向绕组。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中该方法包括在相对反电动势的过零点延迟一延迟时段的时刻处换向绕组，且响应于用于激励绕组的电源电压或电机的速度中的变化而改变延迟时段。

4.如权利要求3所述的方法，其中该方法包括响应于电源电压的升高或电机速度的降低而增大延迟时段。

5.如前述权利要求中任一项所述的方法，其中该方法包括将每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段，绕组在传导时段期间被激励且在续流时段期间被续流。

6.如权利要求5所述的方法，其中该方法包括将传导时段分为第一激励时段、另一续流时段和第二激励时段，绕组在每个激励时段期间被激励，且绕组在另一续流时段期间被续流。

7.如前述权利要求中任一项所述的方法，其中该方法包括当在第一速度范围上操作时在相对于反电动势的过零点延迟的时刻处换向绕组,且当在第二速度范围上操作时在相对于反电动势的过零点提前的时刻处换向绕组,且第二速度范围高于第一速度范围。

8.如权利要求7所述的方法，其中该方法包括当在第一速度范围和第二速度范围上操作时，将电机的每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段，绕组在传导时段期间被激励且在续流时段期间被续流。

9.如权利要求7或8所述的方法，其中该方法包括在第一速度范围上以恒定功率驱动电机，且在第二速度范围上以更高的恒定功率驱动电机。

10.如权利要求7-9中任一项所述的方法，其中第一速度范围和第二速度范围每个跨过至少5krmp。

11.一种用于无刷永磁电机的控制电路，该控制电路被配置为执行前述权利要求中任一项所述的方法。

12.如权利要求11所述的控制电路，其中控制电路包括逆变器，用于联接到电机的绕组；门驱动器模块；和控制器，所述门驱动器模块响应于从控制器接收的控制信号控制逆变器的开关，且控制器产生控制信号以换向绕组。

13.一种电机组件，包括无刷永磁电机和根据权利要求11或12所述的控制电路。