JP7042966B2 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤ - Google Patents

Description

本発明は、単相モータの動作を制御するモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤに関する。

近年、小型で大出力が可能なモータが増えている。モータの動作を制御する装置は、モータを高効率で駆動するため、モータにおいて回転子の回転方向における位置を検出する位置センサを搭載している。特許文献１には、モータアセンブリが、回転子の位置を検出し、回転子の位置情報に基づいてモータの電流を転流するタイミングを調整し、モータの効率を改善する技術が開示されている。

特開２０１７－５５６５８号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、モータアセンブリは、位置センサを用いてモータの回転子の位置を検出している。そのため、モータアセンブリでは、回転子の位置を精度良く検出するためには製造の際に位置センサを精度良く取り付ける必要があり、製造上のコストが増加する、という問題があった。また、モータアセンブリおよびモータを備える装置では、位置センサを備えたモータアセンブリとモータとを一体構造にする必要があり、設計上の制約が発生する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、位置センサを用いることなく、単相モータを効率良く駆動可能なモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、永久磁石が配置されたロータを回転させる単相モータの駆動を制御するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を単相モータに出力するインバータと、単相モータの動作状態を表す物理量を検出する検出部と、物理量に応じてインバータから単相モータに出力される交流電圧を制御する制御部と、を備える。検出部は、物理量として、単相モータに流れる電流の電流値を検出する。制御部は、電流値の絶対値が第１の閾値未満の場合はインバータから単相モータに交流電圧を出力させ、電流値の絶対値が第２の閾値以上かつ第３の閾値未満の場合はインバータから単相モータへの交流電圧の出力を停止させ、電流値の絶対値が第３の閾値以上の場合はインバータが単相モータに出力する交流電圧の極性を反転させる。

本発明に係るモータ駆動装置は、位置センサを用いることなく、単相モータを効率良く駆動できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置が備えるインバータの回路構成図を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが単相モータに出力する交流電圧および単相モータで誘起される誘起電圧の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータから出力される交流電圧、単相モータの誘起電圧、単相モータに流れる電流、および電流に対する３つの閾値の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが供給する直流電圧と、制御部のプロセッサ内部でのカウントアップの様子を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置における単相モータの回転速度による閾値の違いを示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部が使用する、単相モータの回転速度に応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータから供給される交流電圧、単相モータの誘起電圧、単相モータに流れる電流、および電流に対する１つの閾値を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部が使用する、直流電圧に応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが単相モータに出力する交流電圧を平均化した交流電圧の第１の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが単相モータに出力する交流電圧を平均化した交流電圧の第２の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第１のフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第２のフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第３のフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第４のフローチャート 実施の形態２に係る、モータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成例を示す図 実施の形態２に係る、モータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下の説明では単相構造のモータへの適用例を中心に説明するが、他の用途への適用を除外する趣旨ではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１は、電源１０および単相モータ１２に接続されている。モータ駆動装置１は、単相モータ１２の駆動を制御する。

電源１０は、モータ駆動装置１に直流電圧Ｖ_ｄｃを供給する。電源１０は、直流電圧Ｖ_ｄｃを直接供給する電池であってもよいし、コンセントなど外部から取得した交流電圧を直流電圧Ｖ_ｄｃに変換する回路であってもよい。

単相モータ１２は、モータ駆動装置１の駆動対象のモータである。単相モータ１２は、好ましくはブラシレスモータである。ブラシレスモータにおいて、ロータ１２ａには、回転方向すなわち外周に沿って配列された図示しない複数個の永久磁石が配置される。複数個の永久磁石は、着磁方向が回転方向において交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２は、永久磁石が配置されたロータ１２ａを回転させる。また、単相モータ１２において、ステータには図示しないモータ巻線が巻かれている。モータ電流は、モータ巻線に流れる交流電流である。なお、本実施の形態では、磁極数は４極とするが、４極以外の磁極数でもよい。単相モータ１２の負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機が例示される。なお、単相モータ１２では、実際に回転するのはロータ１２ａであるが、説明の便宜上、単相モータ１２が回転する、単相モータ１２の回転速度などと記載する。

モータ駆動装置１の構成について説明する。モータ駆動装置１は、インバータ１１と、電圧検出部２０と、電流検出部２１と、制御部２５と、アナログデジタル変換部３０，３１と、駆動信号生成部３２と、を備える。制御部２５は、プロセッサ３３と、メモリ３４と、を備える。

インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。図２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１が備えるインバータ１１の回路構成図を示す図である。インバータ１１は、ブリッジ接続されたスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。インバータ１１は、スイッチング素子５１～５４を用いて直流電圧Ｖ_ｄｃを交流電圧に変換し、交流電圧を単相モータ１２に出力する。高電位側に位置するスイッチング素子５１，５３は、上アームのスイッチング素子と称される。また、低電位側に位置するスイッチング素子５２，５４は、下アームのスイッチング素子と称される。スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続端、およびスイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続端は、ブリッジ回路における交流端を成す。インバータ１１は、各交流端に単相モータ１２が接続される回路構成となる。

スイッチング素子５１～５４には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用する。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴの一例である。スイッチング素子５１～５４のそれぞれにおいて、ドレインとソースとの間に並列に接続されるダイオードは還流ダイオードと称される。ただし、本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであるボディダイオードを還流ダイオードとして使用する。

スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成することができる。ワイドギャップ半導体は、例えば、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、またはダイヤモンドである。スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることで、当該スイッチング素子の耐電圧性および許容電流密度が高くなるため、当該スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の小型化及び放熱構造の簡素化が可能になる。

電流検出部２１は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部である。具体的には、電流検出部２１は、単相モータ１２に流れる電流の電流値を検出する。電流検出部２１は、単相モータ１２に流れる電流の電流値が検出できれば配置場所は限定されない。図２では、単相モータ１２と直列に接続されているが、電流検出部２１は、スイッチング素子５１～５４に直列に配置されていてもよいし、インバータ１１の電源線またはグランド線に配置されていてもよい。本実施の形態では、電流検出部２１が単相モータ１２に直列に配置された場合について説明する。電流検出部２１において電流を検出する方法には、例えば、抵抗器を回路上に挿入し、電圧値を検出することでオームの法則から電流値を算出する方法がある。また、トランスを用いた検出方法、ホール効果を用いた検出方法などが挙げられるが、電流値を検出できればどの方法でもよい。

電圧検出部２０は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部である。具体的には、電圧検出部２０は、電源１０がモータ駆動装置１に出力する電圧を検出する。電圧検出部２０は、モータ駆動装置１に出力される電圧を検出できればどこに配置されてもよく、また検出方法についても限定されない。

なお、電流検出部２１および電圧検出部２０は、モータ駆動装置１において、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部の一例である。モータ駆動装置１は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部として、他の検出部を備えてもよい。

アナログデジタル変換部３０は、電圧検出部２０で検出された電圧値のアナログ信号をデジタル信号に変換する。アナログデジタル変換部３１は、電流検出部２１で検出された電流値のアナログ信号をデジタル信号に変換する。

制御部２５は、アナログデジタル変換部３０から取得した電圧値と、アナログデジタル変換部３１から取得した電流値とを用いて、インバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。すなわち、制御部２５は、電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。制御部２５は、電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量を用いて単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を推定することができる。制御部２５は、物理量すなわち推定されるロータ１２ａの位置に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。制御部２５において、プロセッサ３３は、後述する電流値に対する閾値に基づく、インバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧の制御を行う。メモリ３４には、プロセッサ３３で使用される閾値を決定するためのパラメータなどが保持されている。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力された信号、すなわちプロセッサ３３で算出された制御演算結果に基づいて、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４を駆動するための駆動信号を生成する。

つづいて、モータ駆動装置１の動作について説明する。図３は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）および単相モータ１２で誘起される誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）の例を示す図である。ここで、θ_ｅは、単相モータ１２においてロータ１２ａの位置を示す電気角である。θ_ｅは、時間変化する変数である。単相モータ１２では電気角の位相に合わせて誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が変化することから、θ_ｅの変化に合わせて単相モータ１２に流れる電流の時間変化量、すなわち電流の変化率が変化することは自明である。

誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）は、単相モータ１２においてロータ１２ａが回転する際、コイルを通過する磁束の変化によって生じる起電力である。誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）は、単相モータ１２の回転速度、ロータ１２ａに配置された永久磁石の向きなどによって電圧値が変化する。誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）は、通常、正弦波状に生成される。誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）は、電気角速度ω_ｅおよび鎖交磁束記号φ_ｆを用いると、式（１）のように表すことができる。

ｅ_ｍ（θ_ｅ）＝ω_ｅ×φ_ｆ×ｓｉｎθ_ｅ …（１）

また、インバータ１１から単相モータ１２の図示しないモータ巻線に出力される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）は、電源１０からインバータ１１に供給される直流電圧Ｖ_ｄｃと同等とすると、電気角によって式（２）のように変化する。

電気角速度が一定の場合、図３で示されるθ_１，θ_２において、π／２≦θ_１＜θ_２＜πであり、ｓｉｎθ_１＞ｓｉｎθ_２、およびＶ_ｍ（θ_１）＝Ｖ_ｍ（θ_２）であることから、式（３）のように表すことができる。

Ｖ_ｍ（θ_１）－ｅ_ｍ（θ_１）＜Ｖ_ｍ（θ_２）－ｅ_ｍ（θ_２） …（３）

直流電圧Ｖ_ｄｃはモータ巻線に供給されるまでに配線抵抗、スイッチング素子５１～５４のオン抵抗などによって電圧降下が発生するが、微小な値として本実施の形態では考慮しない。ここで、単相モータ１２の回路方程式は、式（４）のように表すことができる。

式（４）において、Ｒはモータ巻線の抵抗成分であり、Ｉ_ｍ（θ_ｅ）はモータ巻線に流れる電流であり、Ｌはモータ巻線のインダクタンス成分であり、ｄＩ_ｍ（θ_ｅ）／ｄｔはモータ巻線に流れる電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率を表している。式（４）において、左辺はインバータ１１が出力する交流電圧である。式（４）において、右辺の第一項はモータ巻線の抵抗成分で発生する電圧降下分であり、右辺の第二項はモータ巻線のインダクタンスに流れる電流の変化から発生する電圧であり、右辺の第三項はロータ１２ａによって単相モータ１２で誘起される誘起電圧である。式（４）に示す単相モータ１２の回路方程式から、モータ巻線に流れる電流の変化率について、式（５）のように表すことができる。

簡略化のため、抵抗成分Ｒは微小な値とし、Ｖ_ｍ（θ_ｅ）－ｅ_ｍ（θ_ｅ）に対してＲＩ_ｍ（θ_ｅ）は無視する。単相モータ１２の電気角θ_ｅにおける大小関係を求めると、式（３）に示すように、Ｖ_ｍ（θ_１）－ｅ_ｍ（θ_１）＜Ｖ_ｍ（θ_２）－ｅ_ｍ（θ_２）であることから、式（６）のように表すことができる。

このように、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）と誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）との差が大きいほど、単相モータ１２のモータ巻線に流れる電流の変化率の割合は大きくなる。すなわち、図３では、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が大きくなる点θ_１では、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）との電位差が小さくなる。そのため、モータ巻線では、供給される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が小さくなるため、電流増幅率すなわち変化率が小さくなる。これに対して、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が小さくなる点θ_２では、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）との電位差が大きくなる。そのため、モータ巻線では、供給される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が大きくなるため、電流増幅率すなわち変化率が大きくなる。

図４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１から出力される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）、単相モータ１２の誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）、および電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）に対する３つの閾値の例を示す図である。３つの閾値は、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値である。図４において、横軸は時間を示す。以降の同様の図においても同じである。

第１の閾値は、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の下限を示すものである。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第１の閾値未満の場合、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力する印加モードにする。具体的には、制御部２５は、インバータ１１のスイッチング素子５１，５４を導通させ、スイッチング素子５３，５２を非導通とする、または、インバータ１１のスイッチング素子５１，５４を非導通とし、スイッチング素子５３，５２を導通させるように、スイッチング素子５１～５４を動作させる信号を駆動信号生成部３２に出力する。駆動信号生成部３２は、制御部２５からの信号に基づいてスイッチング素子５１～５４を駆動するための駆動信号を生成し、出力する。これにより、モータ駆動装置１は、単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力し、単相モータ１２に電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）を流すことができる。

第２の閾値は、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の上限を示すものである。制御部２５は、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力させ、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第２の閾値以上になった場合、インバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の出力を停止する停止モードにする。具体的には、制御部２５は、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４を全て非道通にする、またはスイッチング素子５１，５３を導通とし、スイッチング素子５２，５４を非導通とする、またはスイッチング素子５１，５３を非導通とし、スイッチング素子５２，５４を導通とするように、スイッチング素子５１～５４を動作させる信号を駆動信号生成部３２に出力する。駆動信号生成部３２は、制御部２５からの信号に基づいてスイッチング素子５１～５４を駆動するための駆動信号を生成し、出力する。これにより、モータ駆動装置１は、単相モータ１２への交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の出力を停止し、単相モータ１２への電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の供給を停止することができる。単相モータ１２では、モータ巻線に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が供給されず、単相モータ１２に流れる電流が減少する。

スイッチング素子５１～５４を全て非道通にした場合、モータ巻線のインダクタンス成分によりモータ巻線に流れていた電流は流れ続けようとする。そのため、下側のスイッチング素子５２またはスイッチング素子５４に並列に接続されている還流ダイオードを通り、モータ巻線を通り上側のスイッチング素子５１またはスイッチング素子５３に並列に接続されている還流ダイオードから電源線へと電流が流れ、電源１０に回収される回生モードとなる。回生モード中に電流が流れるスイッチング素子の組み合わせは、スイッチング素子５１，５４、またはスイッチング素子５２，５３である。このスイッチング素子の組み合わせにおいて、制御部２５が片方のスイッチング素子を非導通から導通にすることで、導通にしたスイッチング素子の還流ダイオードではなく、スイッチング素子内部を電流が通過するようになる。この結果、還流ダイオードで発生した損失を抑えることができる。このような方式は、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴなど半導体内で電流が逆流することが可能な素子に限られる。

スイッチング素子５１，５３を導通とし、スイッチング素子５２，５４を非導通とした場合、モータ巻線のインダクタンス成分によりモータ巻線に流れていた電流は流れ続けようとするため、モータ巻線とスイッチング素子５１，５３の中をループする還流モードとなる。この場合、順方向とは逆側に電流が流れているスイッチング素子については、非導通としても還流ダイオードを通る。逆流が可能なスイッチング素子は還流ダイオードを通さないことで損失が少なくなるが、逆流ができないスイッチング素子については非導通とし還流ダイオードに電流が流れるようにする必要がある。

スイッチング素子５１，５３を非導通とし、スイッチング素子５２，５４を導通とした場合、モータ巻線のインダクタンス成分によりモータ巻線に流れていた電流は流れ続けようとするため、モータ巻線とスイッチング素子５２，５４の中をループする還流モードとなる。この場合、順方向とは逆側に電流が流れているスイッチング素子については、非導通としても還流ダイオードを通る。逆流が可能なスイッチング素子は還流ダイオードを通さないことで損失が少なくなるが、逆流ができないスイッチング素子については非導通とし還流ダイオードに電流が流れるようにする必要がある。

上記のスイッチング素子の動作の方法は一例であり、単相モータ１２すなわちモータ巻線に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が供給されない状態であれば、スイッチング素子の導通、非道通の形態についてはどのような方式でも構わない。

モータ巻線に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が供給されないため、回生モードでも還流モードでもモータ巻線に流れる電流が減少する傾向になる。この結果、第２の閾値を超えても電流はすぐに第２の閾値を下回ることになる。

誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が小さい箇所では電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の増幅率が大きく、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が大きい箇所では電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の増幅率が小さくなる。そのため、単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が供給されているときの時間、および単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が供給されていないときの時間が、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）の位相によって可変することは自明である。インバータ１１が単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力したタイミングから、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の出力を停止し、再度交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力するまでの時間を１周期とした場合、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）の位相によってこの１周期の間隔が変化する。そのため、インバータ１１から出力される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の１周期、すなわちスイッチング周波数が不均一になる。一般的なインバータ駆動では、一定のスイッチング周波数によってＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）波形が出力されるため、スイッチング周波数帯のノイズのピークが大きくなる。しかしながら、本実施の形態では、インバータ１１から出力される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）は固定のスイッチング周波数でないため、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４のスイッチングによるノイズの影響が広帯域に拡散される。

制御部２５は、インバータ１１の出力電圧すなわち交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させるには、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロスを検出する必要がある。誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）がゼロクロスに近づくと、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）の値が小さくなるため電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の増幅率が大きくなる。制御部２５が電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）と閾値との比較を制御周期Ｔｃで行う場合、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロス付近では、制御周期Ｔｃの間で電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第２の閾値を越えて第３の閾値に到達する。このとき、制御部２５は、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）はゼロクロス付近であると判定し、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる。

電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）と閾値との比較の応答性を高めるためには、制御周期Ｔｃが高速である必要がある。制御周期Ｔｃが高速の場合、制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第３の閾値に到達する前に第２の閾値の段階でインバータ１１の出力を停止してしまい、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロスを検知できなくなる。そのため、制御部２５は、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロスが近づいた際に電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）と閾値との比較を行う周期を制御周期Ｔｃから間引きすることで、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第３の閾値に到達する時間を確保することができる。なお、制御対象の単相モータ１２の定数によって適切な間引きの周期が異なるため、予め試験によって適切な周期を調査する必要がある。適切な周期の調査については、例えば、モータ駆動装置１および単相モータ１２を備える機器の設計者などが行う。

制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の電流値が負の値の場合、電流値の絶対値を算出する。これにより、制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の電流値が正の値の場合と同様、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値との比較を行うことができる。このように、制御部２５は、制御周期Ｔｃ毎に、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の電流値の絶対値が第１の閾値未満の場合はインバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力させる。また、制御部２５は、制御周期Ｔｃ毎に、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の電流値の絶対値が第２の閾値以上かつ第３の閾値未満の場合はインバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の出力を停止させる。また、制御部２５は、制御周期Ｔｃ毎に、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の電流値の絶対値が第３の閾値以上の場合はインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる。

なお、極性を反転した直後は誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）がゼロクロス付近であり、依然として電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の増幅率が高い。そのため、制御部２５では、極性の反転によって単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力すると、直ぐに第３の閾値に到達したと判定してしまう可能性がある。そこで、制御部２５は、極性反転直後は第３の閾値に到達しても極性を反転させず、第２の閾値を越えたときと同様にインバータ１１の出力を回生モードまたは還流モードに移行させることとする。すなわち、制御部２５は、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転してから規定された期間は第３の閾値を用いた判定を行わない。

電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の時間変換を示す式（５）の右辺について、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）＝ω_ｅ×φ_ｆ×ｓｉｎθ_ｅであり、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）であることから、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率は電気角速度ω_ｅおよび単相モータ１２に供給される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）によって変動することが確認できる。従って、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）に対する第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値も同様に、電気角速度ω_ｅおよびモータ巻線に供給される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）によって変動させる必要がある。

図５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が供給する直流電圧Ｖ_ｄｃと、制御部２５のプロセッサ３３内部でのカウントアップの様子を示す図である。プロセッサ３３は、等間隔Ｔｓでカウントアップを行う。プロセッサ３３は、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が反転すなわち転流するタイミングでカウントアップをリセットする。プロセッサ３３は、リセットした際のカウント値をＮとして保持し、Ｔｓとの積を算出することで転流までの時間を獲得する。プロセッサ３３は、例えば、４極回転子のロータ１２ａを有する単相モータ１２の場合、転流を４回行うことで単相モータ１２が１回転する。そのため、プロセッサ３３は、６０／（Ｔｓ×Ｎ×４）を計算することで、１分間の回転速度ｒｐｍを取得することができる。

制御部２５は、算出した回転速度に応じて、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を変更することができる。図６は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１における単相モータ１２の回転速度による閾値の違いを示す図である。図６に示すように、単相モータ１２の回転速度が変化すると、回転速度に起因する誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が変化するため、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）も変化する。第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を固定値にしてしまうと、制御部２５では、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の値が第３の閾値に到達しないため誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロス付近の検知が困難になる。そこで、あらかじめ各回転速度で誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロスが検知できる第１の閾値、第２の閾値、第３の閾値を調査する。制御部２５は、図６に示すように、回転速度が大きくなった場合、回転速度が小さいときよりも第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を小さくし、かつ第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の間隔を小さくする。

図７は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５が使用する、単相モータ１２の回転速度に応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図である。図７に示すグラフは、単相モータ１２の回転速度による第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の違いを示している。図７において、（ａ）の範囲は単相モータ１２の起動時を意味している。モータによって起動時に必要な電流値は異なる。例えば、コギングトルクが大きくなる構造のモータだと、起動時にコギングトルクから脱出するために大きな電流が必要となるため閾値が高く設定される。図６に示す例は、図７の（ａ）の範囲を示している。

誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）の式（１）から、回転速度が上昇するにつれて電気角速度ω_ｅが大きくなるため、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が上昇することが分かる。誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が上昇すると式（５）より電流増幅率すなわち変化率が小さくなることは自明である。この結果、図８に示すように、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が成長せず小さい値のまま誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）がゼロクロス付近に近づくと、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が急成長しスパイクが発生する。図８は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１から供給される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）、単相モータ１２の誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）、および電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）に対する１つの閾値を示す図である。前述のスパイクは、高調波を多く含む。このように、閾値また力率の低下を招く図７の（ｂ）の範囲では、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）が上昇するにつれて電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第３の閾値に到達する前の成長途中で極性が反転してしまう。そのため、回転速度の上昇に合わせて第３の閾値を下げる必要がある。

制御部２５は、単相モータ１２の回転速度がある回転速度に到達すると、第３の閾値と第２の閾値とを一致させる。制御部２５は、第３の閾値が第２の閾値を下回ると電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第３の閾値に到達するたびにインバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる。制御部２５は、図８に示すように、各極性において複数回インバータ１１のスイッチング素子５１～５４をスイッチングさせる必要がなくなる。制御部２５では、図７の（ｃ）の範囲、すなわち単相モータ１２が高回転のときには、第１の閾値および第２の閾値が不要となる。その結果、モータ駆動装置１は、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４によるスイッチング損失を抑制し、高効率でのモータ駆動が可能となる。

このように、制御部２５は、単相モータ１２の回転速度に応じて、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の大きさを変化させる。制御部２５は、図７に示すような回転速度に対応する第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値についてのテーブルをあらかじめ実測より算出し保持しておく。テーブルについては、例えば、モータ駆動装置１および単相モータ１２を備える機器の設計者などが作成してもよい。または、制御部２５は、回転速度に対応する第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を決める式を導出しておき、一次式の係数を単相モータ１２の回転状況に合わせて学習および最適化してもよい。

なお、制御部２５は、回転速度だけではなく、インバータ１１に供給される電源１０からの直流電圧Ｖ_ｄｃによって第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を変更する制御を行ってもよい。例えば、インバータ１１に直流電圧Ｖ_ｄｃを供給する電源１０が電池であった場合、時間経過と共に直流電圧Ｖ_ｄｃは小さくなる。直流電圧Ｖ_ｄｃが小さくなると、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化量も小さくなる。この場合、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を固定値にしてしまうと、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第３の閾値に到達しなくなり、制御部２５において誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロス付近の検出が困難になる。そのため、制御部２５は、あらかじめ電池の下限電圧から満充電電圧までの電源電圧値において誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロスが検出できる第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を調査し、テーブルとしてメモリ３４に保持する。図９は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５が使用する、直流電圧Ｖ_ｄｃに応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図である。なお、制御部２５は、電源１０の直流電圧Ｖ_ｄｃに合わせてプロセッサ３３が演算より適切な第１の閾値、第２の閾値、第３の閾値を算出して各閾値を変化させてもよい。テーブルについては、例えば、モータ駆動装置１および単相モータ１２を備える機器の設計者などが作成してもよい。

ある回転速度において、電源１０の直流電圧Ｖ_ｄｃが一定の電圧を下回ると、第３の閾値と第２の閾値が一致する。電源１０の直流電圧Ｖ_ｄｃが小さくなることで、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）と単相モータ１２の誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）との差が小さくなる。制御部２５は、図７に示す回転速度の変化の場合と同様、第３の閾値が第２の閾値を下回ると電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第３の閾値に到達するたびにインバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる。制御部２５は、図８に示すように、各極性において複数回インバータ１１のスイッチング素子５１～５４をスイッチングさせる必要がなくなる。制御部２５では、図９の（ｄ）の範囲、すなわち直流電圧Ｖ_ｄｃが小さいときには、第１の閾値および第２の閾値が不要となる。一方、制御部２５では、図９の（ｅ）の範囲、すなわち直流電圧Ｖ_ｄｃが大きいときには、直流電圧Ｖ_ｄｃの上昇に合わせて第３の閾値を上げる必要があり、第３の閾値は第２の閾値以上になるため、第１の閾値および第２の閾値が必要となる。このように、制御部２５は、直流電圧Ｖ_ｄｃの大きさに応じて、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の大きさを変化させる。

単相モータ１２の回転速度、またはインバータ１１に供給される電源１０の直流電圧Ｖ_ｄｃに応じて閾値を変更する方法は一例であり、制御部２５は、モータの種類、インバータ１１の特性に応じてこれらの閾値を変化させてもよい。

制御部２５は、前述のように、単相モータ１２の動作状態を表す物理量と閾値とに応じてモードを変化させ、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を変化させる。ここで、インバータ１１からの交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の出力波形は矩形波の形状であり、各極性において交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を平均化した波形は、台形波状になる。

図１０は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を平均化した交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）の第１の例を示す図である。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第４の閾値以上になると、インバータ１１が単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力する時間幅を段階的に小さくする。すなわち、時間幅Ｔ_１＞時間幅Ｔ_２＞時間幅Ｔ_３＞時間幅Ｔ_４である。制御部２５は、インバータ１１から出力される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）にフィルタ処理を行って鈍らせたフィルタ処理後の交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）を時間および電圧で表した形状が台形波となるように制御する。誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）がゼロクロスに近づくと、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の伸びが大きくなる、すなわち電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が大きくなる。なお、図１０および後述する図１１において、ｄｉ／ｄｔは前述のｄＩ_ｍ（θ_ｅ）／ｄｔと同じである。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が第５の閾値以上になった場合、すなわち図１０に示す時間幅Ｔ_４の付近で、インバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる。

このように、制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の電流値の絶対値が第４の閾値以上になった場合、第１の期間でインバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を停止する第１の処理、および第２の期間でインバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力する第２の処理を交互に行う。制御部２５は、第１の処理および第２の処理を交互に行いつつ、第２の期間の長さを段階的に短くし、第２の期間における電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が第５の閾値以上になった場合はインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる。制御部２５は、３つの閾値で制御する方式とは別に、インバータ１１が単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力する時間幅を段階的に少しずつ小さくする、すなわちＰＷＭ波形のＤｕｔｙ比を変えることで、交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）を台形波の形状になるように制御することもできる。

また、高速回転時または電源１０の直流電圧Ｖ_ｄｃ低下時も同様、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の出力波形は矩形波の形状であり、各極性において交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を平均化した交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）の波形は、台形波状になる。図１１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を平均化した交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）の第２の例を示す図である。この場合も、制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が第５の閾値以上になった場合、インバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる。

モータ駆動装置１は、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が台形波または矩形波の場合、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４によるスイッチング回数が減るためスイッチング損失が低減され、高効率で単相モータ１２を駆動することが可能となる。

インバータ１１では、台形波状に交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）を出力する場合、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロス付近でスイッチング素子５１～５４のスイッチングが発生する。ゼロクロス付近ではＩ_ｍ（θ_ｅ）の増幅率が高いため電流歪みが発生しやすい。インバータ１１は、このゼロクロス近傍でスイッチング素子５１～５４をスイッチングすることで、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の極度な増加を押さえ、電流歪みを減少させる。電流歪みは単相モータ１２の回転に振動を付加するため、ファンなどの羽物の負荷を回転させるモータ駆動制御において効果を発揮する。このような単相モータ１２を掃除機、ドライヤなどの装置に搭載した場合、装置において騒音の低下が可能である。

これらの効果を発揮する交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）の台形波の形状は左右対称でもよいし、左右非対称でも同等の効果が得られる。ここで、交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）の実際の形状は、図１０の下図において点線で示される形状となる。このとき、フィルタ処理で使用されるフィルタの時定数τは、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の１／４周期よりも短い時定数とする。時定数τは、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を切り替えてから、交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）が交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の６３％の電圧になるまでの時間である。交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の１／４周期の際に、フィルタから出力される交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）が飽和する状態が理想である。同様に、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の３／４周期の際に、フィルタから出力される交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）が飽和する状態が理想である。

そのため、時定数τは、例えば、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の１／４周期の１／５倍以下に設計するのが望ましい。すなわち、「５×τ＜交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の１／４周期」の条件を満たすようにする。図１０の下図において、フィルタ処理後の交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）が飽和する期間は、図１０の点Ｂおよび点Ｃで示される線分ＢＣの期間となる。点Ｂから、点Ｂより手前の時間で交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性が切り替わった点Ａに向けて直線を引き、この直線を線分ＡＢとする。また、点Ｃから、点Ｃより先の時間で交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性が切り替わる点Ｄに向けて直線を引き、この線分を線分ＣＤとする。交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）において極性が切り替わる期間は、点Ａ，Ｄを結ぶ線分ＡＤの期間となる。このように、交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）において、台形波の形状は、線分ＢＣを上底とし、線分ＡＤを下底とし、さらに、線分ＡＢ，ＣＤを加えた４つの線分で表される形状である。交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が負の極性の場合、すなわち点Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇで表される台形波も同様である。すなわち、制御部２５は、実際の交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）の形状から得られる４つの線分で形成される形状が台形波となるように制御する。制御部２５は、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の１／４周期および３／４周期のタイミングにおいて、フィルタ処理後、すなわちフィルタから出力される交流電圧Ｖ_ｍｆｉｌ（θ_ｅ）が飽和しているように制御するともいえる。

矩形波の信号をフーリエ展開すると、式（７）のように表される。

基本波ｓｉｎｘが４／π倍されるため、交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）が矩形波状で出力されると単相モータ１２の電圧利用率が増加する。同じ出力の場合、電圧の利用率が増加した分、単相モータ１２のコイルの巻き込みを増やすことで電流を少なくすることが可能となり、単相モータ１２での銅損、インバータ基板での半導体の熱損失などを低下することができる。特に、電源電圧が低い４８Ｖ以下のバッテリ、電池などにおいて効果が高い。

モータの回路方程式を示す式（４）において、モータ巻線の抵抗成分およびインダクタンス成分が既知であれば、電流検出部２１を用いることで、右辺の第一項は容易に求まる。第二項については、式（８）に示すように、電流が第１の閾値から増幅し第２の閾値に到達するまでに要した時間Ｔｉｍｅから電流の増幅率を算出することで求める。

これより、式（４）に示す回路方程式において、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）以外の値が全て求まるため、これらの値を用いることで誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）の算出が可能である。

前述した方式以外にも、鎖交磁束および回転速度から誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）を算出する方法、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）検出用の回路を別途用意する方法など、様々な方法がある。どの方式でも誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）の算出または検知が可能であり、特定の方法に制限する必要はない。

単相モータ１２の回路方程式で用いるモータ巻線の抵抗、インダクタンスなどのパラメータについては、あらかじめ設計値となるパラメータを保持しておく方法、単相モータ１２の起動時にパラメータ同定を用いることで求める方法などがある。

制御部２５は、算出した誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）のゼロクロスといった規定された閾値に合わせてインバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させることでも、単相モータ１２を制御することが可能である。電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量は、単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を表すものである。制御部２５は、物理量に基づく単相モータ１２で発生する誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）を用いて、単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を推定することができる。制御部２５は、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）すなわち推定されるロータ１２ａの位置に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。なお、制御部２５は、電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量があればインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御できるため、物理量から単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を実際に推定してもよいし、推定しなくてもよい。

制御部２５は、このように、誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）を算出して制御する方式、前述した電流値と複数の閾値とを比較して制御する方式、どちらを使用しても構わない。制御部２５は、両方同時に使用することで制御の精度を高めること、また、各方式が得意とする回転速度帯または条件に応じて使用する方式を変更することでも制御の精度を高めることができる。すなわち、制御部２５は、物理量に基づく単相モータ１２で発生する誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）を用いて、単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を推定することができる。制御部２５は、電流値と閾値とを用いた制御、および誘起電圧ｅ_ｍ（θ_ｅ）を用いた制御のうち少なくとも１つを用いて、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧を制御する。

本実施の形態におけるモータ駆動装置１を搭載することで、位置センサを用いないモータ駆動装置が実現される。この結果、単相モータ１２本体と基板との分離が可能となり、基板を、モータ駆動装置１の熱の影響を受けない位置に配置することが可能となる。また、構造の自由度が増すだけでなく、水周りでの製品の使用が可能となる。例えば、モータ駆動装置１を電気掃除機に搭載することで、ゴミだけでなく水分の吸い込みが可能になる。

また、単相モータ１２の製造工程においても、位置センサの取り付け工程がなくなるため、製造コストを抑え、位置センサ取り付けによるバラツキの影響などをモータ制御上で無視することができるようになる。

本実施の形態の制御部２５の動作を、フローチャートを用いて説明する。図１２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第１のフローチャートである。図１２に示すフローチャートは、制御部２５の図４に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流検出部２１で検出された物理量である電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第１の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ１）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第１の閾値未満の場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力させる（ステップＳ２）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第１の閾値以上の場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第２の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ３）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第２の閾値未満の場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、前回判定時の制御状態を維持する（ステップＳ４）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第２の閾値以上の場合（ステップＳ３：Ｙｅｓ）、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）が第３の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ５）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第３の閾値未満の場合（ステップＳ５：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の出力を停止させる（ステップＳ６）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第３の閾値以上の場合（ステップＳ５：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる（ステップＳ７）。制御部２５は、図１２に示すフローチャートの動作を制御周期Ｔｃで繰り返し実施する。

図１３は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第２のフローチャートである。図１３に示すフローチャートは、制御部２５の図８に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第３の閾値未満の場合（ステップＳ５：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力させる（ステップＳ２）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第３の閾値以上の場合（ステップＳ５：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる（ステップＳ７）。制御部２５は、図１３に示すフローチャートの動作を制御周期Ｔｃで繰り返し実施する。

図１４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第３のフローチャートである。図１４に示すフローチャートは、制御部２５の図１０に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流検出部２１で検出された物理量である電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第４の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ１１）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第４の閾値未満の場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力させる（ステップＳ１２）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の絶対値が第４の閾値以上の場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に、ＰＷＭ制御方式によって段階的に時間幅を小さくして交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力させる（ステップＳ１３）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ１４）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値未満の場合（ステップＳ１４：Ｎｏ）、ステップＳ１３の動作を継続する。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値以上の場合（ステップＳ１４：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる（ステップＳ１５）。制御部２５は、図１４に示すフローチャートの動作を、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる毎に実施する。

図１５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第４のフローチャートである。図１５に示すフローチャートは、制御部２５の図１１に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値未満の場合（ステップＳ１４：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を出力させる（ステップＳ１２）。制御部２５は、電流Ｉ_ｍ（θ_ｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値以上の場合（ステップＳ１４：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる（ステップＳ１５）。制御部２５は、図１５に示すフローチャートの動作を、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の極性を反転させる毎に実施する。

本実施の形態で示した演算、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）の制御、図５に示す回転速度算出については、図１に示すプロセッサ３３によって実現可能である。プロセッサ３３は、各種演算を行う処理部である。メモリ３４は、プロセッサ３３によって読みとられるプログラム、回転速度に対する第１の閾値、第２の閾値、第３の閾値などが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３３が演算処理を行う際の作業領域として使用される。なお、プロセッサ３３は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。

以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置１において制御部２５は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧Ｖ_ｍ（θ_ｅ）を制御することとした。これにより、制御部２５は、位置センサを用いることなく、単相モータ１２を効率良く駆動することができる。また、従来の位置センサ付きの単相モータに対して製造コストを抑え、構造の自由度が増すことで単相モータの用途を拡大することができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置１を具体的に電気機器に適用する場合について説明する。

図１６は、実施の形態２に係る、モータ駆動装置１を備えた電気掃除機６１の構成例を示す図である。電気掃除機６１は、直流電源であるバッテリ６７と、モータ駆動装置１を備えて図示しない単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。バッテリ６７は図１に示す電源１０に相当する。電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置１は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動することにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われ、吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。

図１７は、実施の形態２に係る、モータ駆動装置１を備えたハンドドライヤ９０の構成例を示す図である。ハンドドライヤ９０は、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、モータ駆動装置１を備えて図示しない単相モータ１２により駆動される電動送風機９５と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサおよび人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。

このように、モータ駆動装置１は、図１６に示す電気掃除機１６、図１７に示すハンドドライヤ９０などに適用することができるが、一例であり、モータが搭載された電気機器一般に適用されることを想定している。モータが搭載された電気機器は、例えば、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、物体輸送、吸塵用、一般送排風、またはＯＡ（Ｏｆｆｉｃｅ Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）機器のような電動送風機を備えた機器である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ駆動装置、１０ 電源、１１ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、２０ 電圧検出部、２１ 電流検出部、２５ 制御部、３０，３１ アナログデジタル変換部、３２ 駆動信号生成部、３３ プロセッサ、３４ メモリ、５１～５４ スイッチング素子、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４，９５ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６７ バッテリ、６８ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９７ センサ、９８ 吸気口、９９ 手挿入部。

Claims (14)

1. 永久磁石が配置されたロータを回転させる単相モータの駆動を制御するモータ駆動装置であって、
   複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を前記単相モータに出力するインバータと、
   前記単相モータの動作状態を表す物理量を検出する検出部と、
   前記物理量に応じて前記インバータから前記単相モータに出力される前記交流電圧を制御する制御部と、
   を備え、
   前記検出部は、前記物理量として、前記単相モータに流れる電流の電流値を検出し、
   前記制御部は、前記電流値の絶対値が第１の閾値未満の場合は前記インバータから前記単相モータに前記交流電圧を出力させ、前記電流値の絶対値が第２の閾値以上かつ第３の閾値未満の場合は前記インバータから前記単相モータへの前記交流電圧の出力を停止させ、前記電流値の絶対値が前記第３の閾値以上の場合は前記インバータが前記単相モータに出力する交流電圧の極性を反転させる、
   モータ駆動装置。
2. 前記制御部は、前記単相モータの回転速度に応じて、前記第１の閾値、前記第２の閾値、および前記第３の閾値の大きさを変化させる、
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記制御部は、前記直流電圧の大きさに応じて、前記第１の閾値、前記第２の閾値、および前記第３の閾値の大きさを変化させる、
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
4. 前記制御部は、前記交流電圧の極性を反転してから規定された期間は前記第３の閾値を用いた判定を行わない、
   請求項１から３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
5. 永久磁石が配置されたロータを回転させる単相モータの駆動を制御するモータ駆動装置であって、
   複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を前記単相モータに出力するインバータと、
   前記単相モータの動作状態を表す物理量を検出する検出部と、
   前記物理量に応じて前記インバータから前記単相モータに出力される前記交流電圧を制御する制御部と、
   を備え、
   前記検出部は、前記物理量として、前記単相モータに流れる電流の電流値を検出し、
   前記制御部は、前記電流値の絶対値が第４の閾値以上になった場合、第１の期間で前記インバータから前記単相モータへの前記交流電圧を停止する第１の処理、および第２の期間で前記インバータから前記単相モータに前記交流電圧を出力する第２の処理を交互に行いつつ、前記第２の期間の長さを段階的に短くし、前記第２の期間における前記電流値の変化率の絶対値が第５の閾値以上になった場合は前記インバータが前記単相モータに出力する交流電圧の極性を反転させる、
   モータ駆動装置。
6. 前記制御部は、前記物理量に基づく前記単相モータで発生する誘起電圧に応じて前記インバータから前記単相モータに出力される交流電圧を制御する、
   請求項１から５のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
7. 前記制御部は、前記電流値と閾値とを用いた制御、および前記物理量に基づく前記単相モータで発生する誘起電圧を用いた制御のうち少なくとも１つを用いて、前記インバータから前記単相モータに出力する交流電圧を制御する、
   請求項１から５のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
8. 前記制御部は、前記インバータから出力される前記交流電圧にフィルタ処理を行い、フィルタ処理後の交流電圧を時間および電圧で表した形状が台形波となるように制御する、
   請求項１から７のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
9. 前記制御部は、前記インバータから出力される前記交流電圧にフィルタ処理を行い、前記交流電圧の１／４周期および３／４周期のタイミングにおいて、フィルタ処理後の交流電圧が飽和しているように制御する、
   請求項１から７のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
10. 前記複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から９のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
11. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドである請求項１０に記載のモータ駆動装置。
12. 請求項１から１１のいずれか１つに記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
13. 請求項１２に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
14. 請求項１２に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。

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