CN105474531A - 无刷永磁电机的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种控制无刷永磁电机的方法。该方法包括将电周期的每个半部分为传导时段和随后的主续流时段。传导时段然后被分为第一激励时段、次续流时段和第二激励时段。该方法然后包括在每个激励时段期间激励电机绕组，以及在每个续流时段期间续流绕组。次续流时段在传导时段中具有使得绕组中的电流相对于绕组中的反电动势的谐波分量降低的位置和长度。结果，电机的效率被改善。

Description

无刷永磁电机的控制方法

技术领域

本发明涉及控制无刷永磁电机的方法。

背景技术

持续努力被付出改善无刷永磁电机的效率。

发明内容

本发明提供了一种控制无刷永磁电机的方法，该方法包括：将电周期的每个半部分为传导时段和随后的主续流时段；将传导时段分为第一激励时段、次续流时段和第二激励时段；在每个激励时段期间激励电机绕组；以及在每个续流时段期间续流绕组，其中次续流时段在传导时段中具有使得绕组中的电流相对于绕组中的反电动势的谐波分量降低的位置和长度。

对于永磁电机，在激励期间的扭矩电流比在相电流的波形与反电动势的波形相匹配时最大。因此，通过使用减小相电流的波形与反电动势的波形的谐波分量的次续流时段，电机的效率被改善。

次续流时段可在反电动势升高的时间处发生，且主续流时段可在反电动势主要下降的时间处发生。一旦激励相绕组，相电流可以比反电动势更快的速率上升。结果，相电流会引导反电动势。次续流时段用于短暂地阻止相电流的升高。因此，在传导时段期间，相电流更紧密地跟随反电动势的升高。主续流时段相绕组的电感，使得扭矩在没有额外功率被从电源抽取的情况下继续由相电流产生。在反电动势下降时，对于给定相电流产生较小的扭矩。因此，通过在反电动势下降期间续流绕组，电机的效率可以改善，而没有不利地影响扭矩。

所述次续流时段的长度可小于主续流时段、第一激励时段和第二激励时段的每个的长度。因此，次续流时段用于短暂地阻止相电流的升高，而不会不利地影响电机的功率。

该方法可包括使用电源电压激励绕组，且响应于电源电压和/或电机速度的变化而改变传导时段的长度。结果更好的控制可以针对电机的功率实现。

当电源电压降低时，在相同的传导时段上更少的电流且由此更小的功率被驱入到电机。同样地，随着马达的速度增加，绕组中感生的反电动势的大小增加。于是在相同的传导时段上更少的电流且由此更小的功率被驱入到电机。因此，为了补偿该现象，方法可以包括响应于电源电压的降低和/或电机速度的增大而增大传导时段。

第一激励时段和第二激励时段可具有相同的长度。这于是具有至少两个益处。首先，相电流的谐波分量在两个激励时段上被更好地平衡。结果，相电流在传导时段期间的总谐波分量往往比两个激励时段具有不同的长度的情况更低。其次，当在硬件中实施该方法时，硬件仅需要存储单个激励时段，其于是可被用于限定两个激励时段。替代地，在方法包括响应于电源电压和/或电机速度的变化而改变传导时段的长度的情况下，硬件仅需要对每个电压和/或速度点存储单个激励时段。结果，需要更小的存储器来存储激励时段。

次续流时段的长度可以是固定的。这于是具有益处在于，当实施硬件中的方法时，硬件仅需要存储单个次续流时段。不考虑该益处，该方法仍可包括使用电源电压激励绕组，且响应于电源电压和/或电机速度的变化而改变次续流时段。特别地，该方法可包括响应于电源电压的升高或转子速度的降低而增加次续流时段的长度。当电源电压增大时，相绕组中的电流在激励期间以更快的速率升高。结果，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量往往会增大。通过响应于电源电压的升高而增大次续流时段的长度，相电流的升高被阻止较长的时段，且由此相电流波形的谐波分量可以被减小。当电机速度减小时，反电动势以较低的速率升高。此外，在激励期间反电动势的大小减小且由此相绕组中的电流以较快的速度升高。因此，反电动势以较低的速率升高，而相电流以较快的速率升高。结果，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量往往会增大。通过响应于电机速度的降低而增大次续流时段，相电流的升高被阻止较长的时段，且由此相电流波形的谐波分量可以被减小。因此，响应于电源电压的的升高和/或电机速度的降低而增加次续流时段可导致效率的进一步改善。

本发明还提供了一种用于控制无刷永磁电机的方法，该方法包括在第一速度范围上以双次切换模式操作，且在第二速度范围上以单次切换模式操作，其中第二速度范围高于第一速度范围，每个模式包括将电周期的每个半部分为传导时段和随后的主续流时段，单次切换模式包括在传导时段激励电机的绕组和在续流时段期间续流绕组，且双次切换模式包括将传导时段分为第一激励时段、次续流时段和第二激励时段；在每个激励时段期间激励电机绕组；以及在每个续流时段期间续流绕组。

当在第一速度范围上操作时，每个电半周期的长度更长，且由此反电动势以较低的速率升高。此外，反电动势的大小较低且由此相电流以较快的速度升高。因此，反电动势以较低的速率升高，但是相电流以较快的速率升高。结果，在激励期间相电流可以比反电动势更快的速率上升。通过引入次续流时段，相电流的升高被短暂地阻止，使得相电流的升高更紧密地跟随反电动势的升高。结果，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量被减少，且由此电机的效率升高。当在第二速度范围上操作时，每个电半周期的长度更短，且由此反电动势以较快的速率升高。此外，反电动势的大小较高且由此相电流以较低的速度升高。因此，反电动势以较高的速率升高，但是相电流以较低的速率升高。结果，在激励期间相电流可以以类似于或比反电动势更慢的速率上升。次续流时段于是将仅用于增加相电流相对于反电动势的谐波分量。因此，通过在较低速度下使用双次切换模式且在较高速度下使用单次切换模式，电机的效率可以两者速度范围上都改善。

每个模式可包括使用电源电压激励绕组，且响应于电源电压或电机速度的变化而改变传导时段的长度。结果更好的控制可以针对电机的功率实现。基于上述原因，方法可以包括响应于电源电压的降低和/或电机速度的增大而增大传导时段。

本发明还提供了一种用于控制无刷永磁电机的方法，该方法包括在第一速度范围上以多次切换模式操作，且在第二速度范围上以双次切换模式操作，其中第二速度范围高于第一速度范围，多次切换模式包括在电周期的每个半部期间依次激励和续流绕组多次，其中当绕组中的电流超过预定限值时绕组被续流，且双次切换模式包括将电周期的每个半部分为传导时段和随后的主续流时段；将传导时段分为第一激励时段、次续流时段和第二激励时段；在每个激励时段期间激励电机绕组；以及在每个续流时段期间续流绕组。

当在第一速度范围上操作时，每个电半周期的长度相对较长，且由此反电动势以相对较低的速率升高。此外，反电动势的大小相对较低且由此相电流以相对较快的速度升高。因此，当在第一速度范围上操作时，相电流以比反电动势快得多的速率升高。相绕组由此只要相电流操作预定限值则续流。这于是保护用于实施本方法的硬件不会经受过大的相电流。当电机速度增大时，每一个电半周期的长度减小，并且由此反电动势以更快的速率升高。此外，反电动势的大小增大且由此相电流以较低的速度升高。当在第二速度范围操作时，相电流并不超过预定限值。然而，在激励期间相电流以比反电动势更快的速率上升。通过引入次续流时段，相电流的升高被短暂地阻止，使得相电流的升高更紧密地跟随反电动势的升高。结果，电机的效率被改善。因此，通过在较低速度下使用多次切换模式，而在较高速度下使用双次切换模式，硬件可以被保护从而在较低速度下不会经受过大的相电流，而电机在高速下的效率可以被改善。

本发明还提供了一种控制电路，该控制电路被配置为执行前述任一段落所述的方法，以及一种电机组件，包括无刷永磁电机和所述控制电路。

控制电路可包括逆变器，用于联接到电机绕组、门驱动器模块和控制器。门驱动器模块于是响应于从控制器接收的控制信号控制逆变器的开关。控制器负责将电周期的每个半部分为传导时段和主续流时段，且负责将传导时段分为第一激励时段、第二续流时段和第二激励时段。该控制器于是产生控制信号以在每个激励时段期间激励绕组，以及在每个续流时段期间续流绕组。

附图说明

为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而被描述，其中：

图1是根据本发明的电机组件的框图；

图2是电机组件的示意图；

图3详细说明了逆变器响应于由电机组件的控制器发出的控制信号的允许状态；

图4示出在多次切换模式中操作时的电机组件的各种波形；

图5示出在单次切换模式中操作时的电机组件的各种波形；以及

图6示出在双次切换模式中操作时的电机组件的各种波形。

具体实施方式

图1和2的电机组件1由DC电源2供电，并且包括无刷电机3和控制电路4。

电机3包括四极永磁转子5，其相对于四极定子6旋转。围绕定子6缠绕的导线联接在一起以形成单相绕组7。

控制电路4包括滤波器8、逆变器9、门驱动器模块10、电流传感器11、电压传感器12、位置传感器13和控制器14。

滤波器8包括链电容C1，其平滑由于逆变器9切换造成的相对高频波动。

逆变器9包括将相绕组7联接电压轨的四个功率开关Q1-Q4的全桥。开关Q1-Q4中的每一个包括续流二极管。

门驱动器模块10响应于从控制器14接收的控制信号驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

电流传感器11包括定位在逆变器和零电压轨之间的分流电阻器R1。跨电流传感器11的电压提供连接到电源2时相绕组7中的电流的测量值。跨电流传感器11的电压被作为信号I_PHASE输出至控制器14。

电压传感器12包括定位在DC电压轨和零电压轨之间的分压器R2、R3。电压传感器输出信号V_DC到控制器14，其表示由电源2提供的电源电压的缩小比例的测量值。

位置传感器13包括定位在定子6的槽状开口中的霍尔效应传感器。传感器13输出数字信号HALL，其取决于穿过传感器13的磁通的方向而为逻辑高或低。HALL信号由此提供转子5的角度位置的测量值。

控制器14包括微控制器，微控制器具有处理器、存储装置和多个外设(例如ADC、比较器、计时器等)。存储设备存储用于执行处理器的指令，以及在操作期间由处理器使用的控制参数和查找表。控制器14负责控制电机3的操作且产生用于控制四个功率开关Q1-Q4每个的控制信号S1-S4。控制信号被输出到门驱动器模块10，门驱动器模块10作为回应驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

图3总结了开关Q1-Q4响应于由控制器14输出的控制信号S1-S4的允许状态。后文中，术语“设置”和“清除”将分别用于指示信号已经被拉到逻辑高和低水平。如图3所示，控制器14设置S1和S4并且清除S2和S3，以便于从左到右激励相绕组7。相反地，控制器14设置S2和S3并且清除S1和S4，以便于从右到左激励相绕组7。控制器14清除S1和S3并且设置S2和S4以便于续流相绕组7。续流使得相绕组7中的电流绕逆变器9的低侧回路再循环。在本实施例中，功率开关Q1-Q4能够沿两个方向导通。因此，控制器14在续流期间闭合低侧开关Q2、Q4两者，使得电流流动穿过开关Q2和Q4，而不是较低效的二极管。可设想，逆变器9可包括功率开关，其仅沿单个方向导通。在该情况下，控制器14将清除S1、S2和S3并且设置S4，以便于从左到右续流相绕组7。控制器14于是将清除S1、S3和S4并且设置S2，以便于从右到左续流相绕组7。在逆变器9低侧回路中的电流于是向下流动通过已经闭合的低侧开关(例如Q4)，并且向上流动通过断开的低侧开关(例如Q2)的二极管。

控制器14根据转子5的速度以三种模式中的一种操作。在低于第一阈值的速度下，控制器14以多次切换模式操作。在高于第一阈值但是低于第二阈值的速度下，控制器14以双次切换模式操作。且在第三速度阈值之上的速度处，控制器14以单次切换模式操作。转子5的速度由HALL信号的连续的边缘之间的间隔确定，其在后文中被称为HALL时段。

多次切换模式在电机3的加速期间被使用，而双次切换模式和单次切换模式在稳态期间被使用。每个模式的说明在下文中提供。双次切换模式相对于单次切换模式涉及小但是显著的变化。因此，为了使得该变化的本质和显著性被更好地理解，在描述双次切换模式之前对单次切换模式进行描述。

在所有三个模式下，控制器14响应于HALL信号的边缘换向相绕组7。每个霍尔边缘对应于转子5极性的改变，且由此对应于在相绕组7中感生的反电动势的极性的改变。更具体地，每个HALL边缘对应于反电动势中的过零点。换向涉及颠倒通过相绕组7的电流的方向。因此，如果电流沿从左到右的方向流动通过相绕组7，换向涉及从右到左退出绕组。

为了简化本讨论，将假设控制器14与HALL边缘同步地，即与反电动势的过零点同步地，换向相绕组7。然而，实际上，控制器14可以相对于HALL边缘提前、同步或延迟换向。

双次切换模式

当以双次切换模式操作时，控制器14在每一个电半周期上相继地激励和续流相绕组7。更具体地，控制器14激励相绕组7，监控电流信号I_PHASE，然后在相绕组7中的电流超过预定限制时续流相绕组7。续流于是持续预定续流时段，在该时间期间，相绕组7中的电流下降到低于电流限值的水平。在续流时段结束时，控制器14再次激励相绕组7。激励和续流相绕组7的该过程在电半周期的整个长度上持续。控制器14由此在电半周期期间从激励切换到续流多次。

图4示出了当在双次切换模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。

在相对低速下，在相绕组7中感生的反电动势相对较小。相绕组7中的电流由此在激励期间相对快速地升高，并且在续流期间相对缓慢地下降。此外，每个HALL时段的长度且由此每个电半周期的长度是相对长的。因此，控制器14从激励切换到续流的频率相对较高。然而，当转子速度升高时，反电动势的幅度增大且由此电流在激励期间以更慢地速率升高，且在续流期间以更快的速度降低。此外，每个电半周期的长度减小。结果，切换的频率减小。

单次切换模式

当在单次切换模式下操作时，控制器14将每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段。控制器14于是在传导时段激励相绕组7并且在续流时段续流相绕组7。当在单次切换模式中操作时，相电流不会在激励期间超过电流限值。因此，控制器14在电半周期期间从激励切换到续流仅一次。

图5示出了当在单次切换模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。

用于激励相绕组7的电源电压的幅度可以改变。例如，电源2可能包括使用时放电的电池。替代地，电压2可以包括AC电压、整流器和平滑电容器，其提供相对平滑的电压，但是AC电压的RMS电压可改变。电源电压的幅度的变化将影响在传导时段中被驱入到相绕组7中的电流的量。结果电机3的功率将对电源电压的改变敏感。除了电源电压，电机3的功率还对转子5的速度的变化敏感。当转子5的速度变化时(例如响应于负载的改变)，反电动势的幅度也变化。因此，在传导时段中被驱入到相绕组7的电流量会改变。控制器14由此可响应于转子5的速度和/或电源电压幅度的变化而改变传导时段的长度。结果，控制器14能更好地响应于转子速度和/或电源电压的变化控制电机3的功率。

为了改变传导时段的长度，控制器14存储用于不同电压和/或速度的不同传导时段的查找表。控制器14于是使用电源电压和/或转子速度索引查找表(例如响应于每个或每第n个HALL边缘)以选择传导时段。转子5的速度由HALL时段的长度获得，而电源电压从V_DC信号获得。

查找表存储在每个电压和速度点处实现特定输出功率的传导时段。当电源电压降低时，在相同的传导时段上更少的电流且由此更小的功率被驱入到电机3。类似地，当转子速度降低时，反电动势的大小增加。因此，在相同的传导时段上更少的电流且由此更小的功率被驱入到电机3。因此，为了补偿该现象，控制器14可以使用响应于电源电压的降低或转子速度的增大而增加的传导时段。

双次切换模式

在相绕组的激励期间，扭矩电流比在相电流的波形与反电动势的波形相匹配时最大。电机3的效率的改进由此通过成形相电流为使得它更好地与反电动势的波形匹配(即通过降低相电流波形相对于反电动势波形的谐波分量)而实现。申请人发现当在单次切换模式中以较低速度操作时，电机3的效率改善通过在传导时段中插入相对小的次续流时段而被实现。

在较低的转子速度处，HALL时段的长度较长，且由此反电动势以较低的速率升高。此外，反电动势的大小较低，且由此假设电源电压不改变，在相绕组中的电流以较快的速率升高。因此，在较低速度下，反电动势以较低的速率升高，但是相电流以较快的速率升高。结果，在传导时段的早期部分，相电流以比反电动势更快的速率升高。申请人发现通过在传导时段引入相对小的次续流时段，相电流的升高被短暂地阻止，使得相电流的升高更紧密地跟随反电动势的升高。结果，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量被减少，且由此电机3的效率升高。

当在双次切换模式下操作时，控制器14将每个电半周期分为传导时段和随后的主续流时段。控制器14然后将传导时段分为第一激励时段、随后为次续流时段、随后为第二激励时段。控制器14于是在两个激励时段的每个期间激励相绕组7，并且在两个续流时段的每个期间续流相绕组7。当在单次切换模式中时，相电流不会在激励期间超过电流限值。因此，控制器14在电半周期期间从激励切换到续流两次。

图6示出了当在双次切换模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。

控制器14在较低速度下以双次切换模式操作，传统的控制器在这种情况将以单次切换模式操作。当在单次切换模式中时，控制器14可响应于转子5的速度和/或电源电压幅度的变化而改变传导时段的长度。为此，控制器14存储用于不同电压和/或速度的不同激励时段的查找表。控制器14然后使用转子速度和/或电源电压索引查找表，以选择激励时段。选择的激励时段然后被用于限定第一激励时段和第二激励时段两者，即控制器14在选定的激励时段激励相绕组7，续流相绕组7次续流时段，然后再次激励相绕组7选定的激励时段。

由于第一激励时段和第二激励时段具有相同的长度，次续流时段在传导时段的中心处发生。这具有至少两个益处。首先，相电流的谐波分量在两个激励时段上被更好地平衡。结果，相电流在传导时段期间的总谐波分量往往比两个激励时段具有不同的长度的情况更低。其次，查找表仅需针对每个电压和/或速度点存储一个激励时段。结果，需要较少的存储器来用于查找表，且由此更便宜的控制器可以被使用。不论上述益处，可期望响应于电源电压和/或转子速度中的变化而改变次续流时段的位置。这可以通过使用对于每个电压和/或速度点存储了第一激励时段和第二激励时段的查找表来实现。

控制器14使用具有固定长度的次续流时段。这于是具有益处在于减小控制器14的存储需求，即控制器仅需要存储单个次续流时段。然而，替代地，控制器14可以使用响应于电源电压和/或转子速度中的变化而变化的次续流时段。特别地，控制器14可以使用响应于电源电压的升高或和/或转子速度的降低而增大的次续流时段。当电源电压升高时，相绕组7中的电流在激励期间以更快的速率升高(假设转子速度且由此反电动势的大小不改变)。结果，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量往往会增大。通过响应于电源电压的升高而增大次续流时段的长度，相电流的升高被阻止较长的时段，且由此相电流波形的谐波分量可以被减小。当转子速度降低时，HALL时段的长度增大，且由此反电动势以较低的速率升高。此外，反电动势的大小减小且由此相绕组7中的电流以较快的速度升高(假设电源电压不改变)。因此，当转子速度降低时，反电动势以较低的速率升高，但是相电流以较快的速率升高。由此，相电流波形现对于反电动势波形的谐波分量往往会增大。通过响应于转子速度的降低而增大次续流时段，相电流的升高被阻止较长的时段，且由此相电流波形的谐波分量可以被减小。因此，响应于电源电压的的升高和/或转子速度的降低而增加次续流时段可导致效率的进一步改善。

次续流时段的长度是相对短的，且仅意图短暂地阻止相电流的升高。因此，次续流时段比主续流时段和每个激励时段两者更短。次续流时段的实际长度将取决于电机组件1的具体特性，譬如相绕组7的电感、电源电压的大小、反电动势的大小等。不考虑长度，次续流时段发生在相绕组7中的反电动势升高的时段期间。这与主续流时段相反，该主续流时段主要(如果不是全部)发生在降低反电动势时段期间。主续流时段利用相绕组7的电感，使得扭矩在没有额外功率被从电源2抽取的情况下继续由相电流产生。在反电动势下降时，对于给定相电流产生较小的扭矩。因此，通过在反电动势下降期间续流相绕组7，电机3的效率可以改善，而没有不利地影响扭矩。

在上述实施例中，控制器14在稳态期间以两种不同的模式操作。双次切换模式在第一速度范围上操作时被使用，且单次切换模式在第二较高速度范围上操作时被使用。这于是在稳态的整个速度范围上改善了电机3的效率。如果次续流时段在较高速度范围操作时被使用，则电机3的效率将变差，至少在当前实施例中是如此。这是因为在较高速度范围下操作时，相电流通常以类似于或低于反电动势的速率升高。因此，次续流时段的引入将仅用于增加相电流相对于反电动势的谐波分量。

不考虑在前述段落中的讨论，可以设想双次切换模式在较高速度以及较低速度下使用。例如，相绕组7的电感可以为相对较低，使得即使当在相对较高速度下操作时，与相电感相关的时间常数(L/R)与HALL时段相比特别短。结果，与反电动势相比，相电流相对快速地升高。替代地，在较高速度下可能电源电压的大小相对于反电动势是相对较高的，使得相电流与反电动势相比相对快速地升高。在这两种情况下，效率改善可以通过在较低速度以及较高速度下使用双次切换模式而被实现。

在上述实施例中，控制器14存储传导时段(用于单次切换模式)和激励时段(用于双次切换模式)的查找表。主续流时段于是可以通过将HALL时段减去传导时段得到。替代地，如果相绕组7与每个HALL边缘同步地换向，主续流可以无限继续，直到下一HALL边缘被控制器14感测到。尽管控制器14存储传导时段和激励时段的查找表，应理解相同水平的控制可以通过不同方式实现。例如，不是存储传导时段和激励时段的查找表，控制器14可以存储主续流时段的查找表，其类似地使用电源电压和/或转子5的速度的大小来索引。传导时段于是将通过从HALL时段减去主续流时段得到，且每个激励时段将通过从HALL时段减去主和次续流时段，然后将结果除以2得到：

T_CD＝T_HALL–T_FW_1

T_EXC＝(T_HALL–T_FW_1–T_FW_2)/2

其中T_CD为传导时段，T_EXC为第一和第二激励时段的每个，T_HALL为HALL时段，T_FW_1为主续流时段，且T_FW_2为次续流时段。

Claims (15)

1.一种控制无刷永磁电机的方法，该方法包括：将电周期的每个半部分为传导时段和随后的主续流时段；将传导时段分为第一激励时段、次续流时段和第二激励时段；在每个激励时段期间激励电机绕组；以及在每个续流时段期间续流绕组，其中次续流时段在传导时段中具有使得绕组中的电流相对于绕组中的反电动势的谐波分量降低的位置和长度。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述次续流时段在绕组中的反电动势升高的时间处发生，且主续流时段在反电动势主要下降的时间处发生。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中所述次续流时段的长度小于主续流时段、第一激励时段和第二激励时段的每个的长度。

4.如前述权利要求中任一项所述的方法，其中该方法包括使用电源电压激励绕组，且响应于电源电压或电机速度的变化而改变传导时段的长度。

5.如权利要求4所述的方法，其中该方法包括响应于电源电压的降低或电机速度的增大而增加传导时段的长度。

6.如前述权利要求中任一项所述的方法，其中第一激励时段和第二激励时段具有相同的长度。

7.如前述权利要求中任一项所述的方法，其中次续流时段的长度是固定的。

8.如前述权利要求中任一项所述的方法，其中该方法包括使用电源电压激励绕组，且响应于电源电压或电机速度的变化而改变次续流时段。

9.如权利要求8所述的方法，其中该方法包括响应于电源电压的升高或电机速度的降低而增加次续流时段的长度。

10.一种用于控制无刷永磁电机的方法，该方法包括在第一速度范围上以双次切换模式操作，且在第二速度范围上以单次切换模式操作，其中第二速度范围高于第一速度范围，每个模式包括将电周期的每个半部分为传导时段和随后的主续流时段，单次切换模式包括在传导时段期间激励电机的绕组和在续流时段期间续流绕组，且双次切换模式包括将传导时段分为第一激励时段、次续流时段和第二激励时段；在每个激励时段期间激励电机绕组；以及在每个续流时段期间续流绕组。

11.如权利要求10所述的方法，其中每个模式包括使用电源电压激励绕组，且响应于电源电压或电机速度的变化而改变传导时段的长度。

12.一种用于控制无刷永磁电机的方法，该方法包括在第一速度范围上以多次切换模式操作，且在第二速度范围上以双次切换模式操作，其中第二速度范围高于第一速度范围，多次切换模式包括在电周期的每个半部期间依次激励和续流电机的绕组多次，其中当绕组中的电流超过预定限值时绕组被续流，且双次切换模式包括将电周期的每个半部分为传导时段和随后的主续流时段；将传导时段分为第一激励时段、次续流时段和第二激励时段；在每个激励时段期间激励电机绕组；以及在每个续流时段期间续流绕组。

13.一种用于无刷永磁电机的控制电路，该控制电路被配置为执行前述权利要求中任一项所述的方法。

14.如权利要求13所述的控制电路，其中控制电路包括逆变器，用于联接到电机的绕组、门驱动器模块和控制器，所述门驱动器模块响应于从控制器接收的控制信号控制逆变器的开关，且控制器产生控制信号以在每个激励时段期间激励绕组且在每个续流时段期间续流绕组。

15.一种电机组件，包括无刷永磁电机和根据权利要求13或14所述的控制电路。