CN1219018A - 电动机转速和方向控制器及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种单相感应电动机(SPIM)的电动机控制器,SPIM由两个绕组驱动:连接到交流线路上的线路绕组和由控制器驱动的控制绕组。对于低于同步速度(由交流线路频率设置)的所有转速,SPIM转矩以及转度和方向受控制器的电压输出控制。对于所希望的SPIM响应,控制器调整电压相对于线路绕组的幅度、相位角以及频率。控制器对不同的工作模式,当两个绕组都在低于同步速度以下时,也可以有选择地切换加到线路绕组上的功率。或者控制器可以在启动后断开与线路绕组的连接,调整控制器电压的幅度和频率,通过控制绕组以任何速度操作SPIM。

Description

电动机转速和方向控制器及其方法

本发明涉及一种控制电动机的装置和方法。本发明尤其涉及一种控制单相感应电动机产生的转矩从而控制它们的转速和/或方向的装置和方法。

单相感应电动机(SPIM)构成了今天的家用电器的主流电动机。SPIM包括固定分相单相电容式(PSC)电动机、分相电动机、电容式启动电动机、电容式运转电动机、永磁同步电动机以及屏幕极电动机。如所已知的，这些电动机本来就是单速电动机，一般用于洗衣机、干衣机、洗碗机、气密压缩机、电扇、泵、排气轮等各种机器中。也已知单相感应电动机在运行之后会产生转矩，但它们不产生启动转矩。

有几种公知的提供必需的启动转矩的技术。例如，一些已有技术的电动机对第一绕组直接用交流电源线供电，对第二绕组通过电抗元件(如电容器)用交流线供电，产生必需的称作相移的电压时移。其它已知电动机在电容式启动电动机中从电路中切换出电抗元件，或者如在固定分相单相电容式(PSC)电动机中把电抗元件，仍留在电路中，以改善运行性能。

SPIM通常是由50或60Hz,120或230伏的交流电源线供电的。一般这些电动机的额定输出功率在5至1500瓦之间。

如上所述，如果由交流电源线供电，这些电动机以恒速工作。如果需要多速，则使用具有多个不同极数或抽头绕组的多绕组技术。在一些应用中，如电扇、鼓风机或泵等中，减小加到电动机上的电压来降低电动机的转速。

在需要改变电动机方向的应用中，仅具有一个全时激励绕组的SPIM一般停止转动或减慢到启动开关(例如离心开关)再次激励启动绕组的转速，然后电动机以另一个方向启动。以其它方向启动需要一个第二启动绕组，它被绕成相位与第一启动绕组差180电角度，或者需要一个切换系统，它使第一启动绕组的极性(连接)相反，以使第二启动绕组的电通量与第一启动绕组产生的电通量相位差180度。这些电动机也可以在停止或减慢转子之前在第二绕组中通过切换而实现通电反转，然而由于反转电流较大(反转时负载点提供非常差的转矩/安培比)，一般不这样做。

具有两个全时激励绕组的SPIM，例如固定分相单相电容式电动机是利用切换系统来反转的，切换系统反转绕组之一的极性(连接)，或者把与绕组之一串接的电容器改接成与另一个绕组串接。由于它们通常被设计成在反转时具有较佳的转矩/安培比，因此，通电反转是这类电动机共用的方式。

在工业应用中，一般应用三相电源，并且三相电动机的输出容量较大，产生的转矩也较大，效率高并且涌流低，所以用三相感应电动机代替了SPIM。多速、转矩和反转手段一般在电动机控制器中提供。然而，在家用电器中，由于大部分应用单相电源，所以SPIM更佳。

而且，由硬切换三相逆变器(工业应用中常用的)驱动的变速三相电动机，尤其是感应电动机不适于家用电器，因为家用电器电动机设计成低成本、高效率、小体积和高产量，而不是工业电动机控制器设计中的主驱动力。

下面的专利揭示了驱动多相电动机和/或SPIM的装置和方法。多相电动机被设计成至少具有两个绕组，每个绕组跨接到不同的交流电压源端子上。为了启动和运行多相电动机所提供的交流电压的频率相同，相位不同(多于一相)。SPIM与多相不同，SPIM被设计成具有一个或多个绕组，直接或间接跨接到一组交流电压源端子上，进行启动和运行。

U.S.专利No.4,060,754揭示了一种电动机，它利用单相电源工作，具有多相电动机的工作特性。电动机的一个绕组直接连接到单相电源上，第二绕组连接到电子波形合成器上，电子波形合成器产生适用于启动和运行多相电机的的相位偏移的分级正弦波。

U.S.专利No.4,401,933揭示了一种SPIM控制系统，它使用电源线辅助启动，在比电子产生的逆变器电源的电源线频率更高的频率下运行。这种电动机的启动绕组连接到单相电源上，第二绕组连接到提供相移电压的逆变器上。电动机启动并上升到最小速度(约为最终运行速度的50％)，然后断开启动绕组，电动机在运行绕组和逆变器的作用下继续加速到最终工作速度。最终速度是由逆变器的输出频率设置的。该专利还揭示了一种检测绕组，用于检测启动绕组内的电流，并断开电路使电动机停止。

U.S专利No.4,117,364揭示了一种变频电压波形合成器，驱动类似于上述专利的旋转电动机器。该合成器提供了分级宽度可以控制的分级波形输出，以影响波形功率转换以及其内的谐波含量。

迄今为止的SPIM的控制系统都把固定频率的交流电源转换成直流电流，然后把直流电源逆变成幅度、频率和相立角可变的电压，以控制单相感应电动机的转速，这种控制系统不能在工作条件的全部范围内对电动机的转矩/安培比进行最佳的控制。经常要对一个工作点或条件进行控制优化。通常，优化控制是具体的转速和转矩、启动条件或以高于同步速率的速度驱动的负载。

本发明提供一种新的控制单相感应电动机的转速和/或方向的装置和方法。本发明提供的装置和方法使SPIM在同步频率、低于同步频率和高于同步频率下工作。这样，本发明还提供一种简单的减少了部件数的家用电器的电动机控制器。

尤其是，发现方波信号可以有效地驱动SPIM，而且SPIM可以经承方波信号提供的极多的固有谐波。根据所要求的工作特性，可以通过抑制或消除一个或多个谐波分量来对方波整形。而且，电动机拓扑结构可以包括利用SPIM的两个绕组的选择性应用，或把一个绕组用作分相电动机的应用。再者，整个系统可以包括上述诸项的组合。

图1示出了单相运行的SPIM的转矩与转速的特性曲线，即没有启动或运行电容器。

图2示出了根据本发明控制SPIM的SPIM控制器电路的第一实施例。

图3示出了控制图2的SPIM控制器电路的微计算机输出和根据本发明的SPIM控制器的电源切换驱动的软件流程图。

图4示出了电动机转矩与根据本发明工作的SPIM控制器的输出电压。

图5示出了电动机转矩同交流线电压与根据本发明工作的SPIM控制器的输出电压之间的相位角差。

图6示出了SPIM控制器的输出电压为优化SPIM性能的相移。

图7示出了电动机转矩对工作成PSC电动机的SPIM的转速与由根据本发明的SPIM控制器操作的同一个SPIM的转速的比较图。

图8示出了每安培电动机转矩对工作成PSC电动机的SPIM的转速与由根据本发明的SPIM控制器操作的同一个SPIM的转速的比较图。

图9示出了SPIM通过把交流电源线与SPIM控制器的输出电压之间的相位角角从+90度改成-90度来改变方向的转矩与时间以及转速与时间。

图10(a)示出了如何根据本发明改变相位角差，以控制SPIM逐渐反转。

图10(b)示出了图10(a)SPIM的逐渐反转，但它具有相位角差保持为零的停机时间。

图11示出了把SPIM的两个绕组以不同频率工作时SPIM反转方向的转矩与时间以及转速与时间。

图12示出了在如图2所示的本发明第一实施例在SPIM工作于高转矩、低转速模式时线路绕组控制绕组电压的关系。

图13示出了利用图2所示第一实施例的SPIM的转矩与转速曲线，它工作在分相模式，作为60Hz和更高电源频率的函数，具有恒定的电动机输入基波电压幅度。

图14示出了利用如图2所示的第一实施例的SPIM的转矩与转速曲线，它工作在分相模式，作为60Hz和更低电源频率的函数，电动机电压输入基波幅度与以赫兹为单位的输入频率之比保持恒定。

图15示出了利用图2所示第一实施例的SPIM的转矩与转速曲线，它工作在分相模式，在非恒定V/F比(控制电压/控制频率)下电源频率为60Hz或更低。

图16示出了用于补偿SPIM和负载特性变化的分段恒定V/F控制的分段线性电压与频率的关系的例子。

图17示出了利用图2所示的第一实施例的SPIM的SPIM相电流曲线图，它在约3000rpm的稳态工作期间，工作在分相模式。

图18示出了利用图2所示的第一实施例的SPIM的SPIM相电流曲线图，它在约1800rpm的稳态工作期间，工作在分相模式。

图19示出了根据本发明的SPIM控制器的第二实施例，它降低了电路部分的要求。

本发明是单相感应电动机(SPIM)和电动机的控制，一般称为SPIM驱动系统和电动机驱动系统。具体地说，本发明针对SPIM控制器的操作和结构以及控制器与SPIM的互相连接。本发明可以使一般的单速或多速SPIM工作成以同步速度或更低速度的变速电动机，包括反转。本发明还可以使一般的单速SPIM工作成任意速度的多速电动机，而不需要特殊的电动机结构，包括额外的极。

在描述中，术语“低速”指以同步速度或更低速度的操作，术语“高速”指同步速度以上的操作。同步速率由标准手册公式利用额定频率和受控的SPIM绕组的磁极数量来确定。

已知一个绕组以恒激励频率工作的SPIM产生平均稳态转矩，如图1所示，它是电动机转差率的函数和电动机转速的函数。转矩对转速的曲线10显示SPIM没有启动转矩。为了产生必要的启动转矩，通常使用设置在定子上的与第一绕组差90度电角度的第二绕组。此外，提供给该第二绕组的电压需要在时间上与加到第一绕组上的电压有偏移。已有的电动机通常从交流电源线直接向第一绕组供电，也通过电抗元件(例如电容器)从交流电源线向第二绕组供电，以产生必要的电压时移，称为相移。已有的电动机如在电容式启动电动机中从电路中切换出电抗元件，或者在固定分相单相电容式(PSC)电动机中把它保留在电路中，以改善运行性能。

当SPIM工作在其限制温度内时，给定的负载可以最佳地利用SPIM，以优化转矩。当SPIM在电动机每安培输入电流产生最大转矩时，SPIM转矩最优。转矩优化可以使所需的电流最小，并减小较大的电流耗用引起的负效应(闪光、机械噪声、EMC等)。例如，对于每安培产生的最大转矩，PSC电动机内的电容器产生的电压相移为90度(时间上)。然而，这种相移是电动机内部阻抗的函数，它随着电动机工作条件而改变。因此，已有技术电动机90度的理想相移一般是对通常是在电动机的额定输出之内的多个工作点之一的单个工作点实现的。仅在该点上优化转矩。在其它工作点上，每安培的电动机转矩减小，电动机表现出低的转矩安培比率和低的启动转矩，它是反转应用中的一个关键性缺点。转矩安培比低意味着当电动机工作点移离最佳点时，需要更大的电流产生等量的转矩。由于要耗用更大的电流，所以产生了闪光、机械噪声、电磁辐射和传导等负效应。

                           第一实施例

图2示出了根据本发明的SPIM控制器系统100的第一实施例，它克服了已有技术的电动机的缺点，提供了许多其它的优点。SPIM控制器系统100包含功率切换电路102、SPIM104和控制电路106，它们一起起作用，把预定电压波形加到SPIM104上，控制SPIM104的诸如转矩和转速等各种参数。例如，SPIM控制器100可以控制相位角、波形形状以及所加波形的电压幅度，以对SPIM 104的转矩和转速起作用。

SPIM104包含控制绕组W1和线路绕组W2。功率切换电路102直接连接到交流线路上，并连接到SPIM104的控制绕组W1上，以向其提供控制绕组电压Vc。功率切换电路102连接到控制电路106上，并受其控制。线路绕组W2通过开关S3直接连接到交流线路上，它仅在一些操作模式下才需要。

功率切换电路102工作成作为控制电路106的低电压操作与SPIM104的高电压操作之间的接口。功率切换电路102的输入级包含二极管D1和D2以及电容器C1和C2。输入级直接从交流线路接收电力，并把电压加倍加到包含功率晶体管S1和S2以及二极管DS1和DS2的输出级。电压加倍可以使功率切换电路102向SPIM104提供电压高达交流线路电压幅度的电力。对于大多数的应用，额定为120V交流电或230V交流电的SPIM可以与SPIM控制器100一起使用。功率晶体管S1和S2由低电压控制电路106导通和截止，提供预定的波形，控制绕组W1的操作。二极管DS1和DS2在功率晶体管S1和S2截止电动机磁场崩溃时提供流过感应电流的路径。

控制电路106包含变压器108、滤波器接口110、微计算机112和功率晶体管栅极驱动器114。变压器108连接到交流线路上，把交流线路电压降低到可接受的电平，为控制电路106提供标准型低电压信号。它还提供与交流线路的绝缘。滤波器接口110连接到变压器108上，防止交流线路的传导电噪声和其它电噪声影响SPIM控制器100的工作。微计算机112连接到滤波器接口110上，检测变压器108的次级电压的交流线路电压零交叉，并向功率晶体管栅极驱动器114提供预定波形的切换图形，以产生控制波形，控制控制绕组W1的操作。控制波形可以是任何所要的形式，但较佳的是方波或者修正的方波。微计算机112利用谐波抑制或脉宽调制(PWM)产生获得修正方波所需要的切换信号。栅极驱动器114工作成低电压微计算机112与功率晶体管S1和S2的栅极g1和g2以及开关S3的栅极gT之间的接口，向功率晶体管S1、S2和开关S3提供适当的栅极波形切换图形，进行必要的电压电平偏移。使用了栅极驱动器114的三个输出(在控制电路106中分别标注)，每个输出分别用于功率晶体管S1、S2和开关S3的每个栅极。微计算机112执行存储在微计算机存储器内的软件，通过指针选择适当的查找表和存储在微计算机112的存储器内的位置，产生所需频率、相位角和电压的输出图形。把输出图形提供给栅极驱动器114和开关S3。

为了产生所希望的输出，使用了微计算机112的两个内部硬件特征：计时器和零交叉检测器电路。这两个内部硬件特征是今天的许多微计算机中的标准部件，该技术领域的熟练人员可以容易地使用。

内部计时器在微计算机程序预选的时间周期末产生系统中断请求，内部计时器中断请求也由微计算机程序清除。内部计时器由微计算机的系统时钟来驱动。在较佳实施例中，内部计时器每150微秒产生一个系统中断请求；然而，程序预选的时间周期可以随所要求的控制程度而不同。在此特定情况中，在把周期为60Hz的输出波形分成近似111个相等的150微秒的输出周期实现了适当的控制。

零交叉检测电路用于确定交流线路电源电压通过零电压电平以及电压极性发生变化的特定时间点。零交叉检测器电路通过微计算机112的硬件输入端连接到外部电路零交叉检测器在每次以所选电压极性变化的零交叉时产生系统中断请求。微计算机程序预先选择是在从正向负零交叉电压变化时还是在从负向正的零交叉电压变化时，或者在这两种情况下都产生中断请求。微计算机程序还清除零交叉中断请求。在较佳实施例中，零交叉检测器在交流线路电压每次从正到负零交叉时产生系统中断，它对交流线路电压的每个完整周期产生一次系统中断。

有许多的电路把微计算机112的硬件输入端连接到交流线路上。在较佳实施例中，微计算机112的输入端连接到饱和或截止的晶体管的上拉集电极上。箝位晶体管的基极由连接到交流线路驱动的变压器108的次级的电阻驱动网络来驱动。

图3示出了为输出所希望的电压图形，微计算机112执行子程序200的流程图。电动机其余的操作以该技术领域已知的方式控制。微计算机112的内部计时器每次提出系统中断请求时，微计算机112的程序就进入控制块202的子程序200。

控制进行到决定块204，确定零交叉检测器电路是否请求了交流线路零交叉中断。如果已请求了交流线路零交叉中断，块206就清除零交叉中断请求，然后块208把存储器指针表索引设置到1(在微计算机112开机时，存储器指针表索引初始化为零)，使存储器指针指向存储器内特定(程序选择的)表的存储器位置1。每次，零交叉检测器电路请求零交叉中断，使用表中的一个位置使存储器指针表索引与所选的交流线路零交叉同步。然后控制进入到块210，从表索引所指的存储器位置上得到电压图形，然后块212把该电压图形放置在微计算机112的输出端上。微计算机112的输出端是锁存器，它驱动栅极驱动器114。然后控制进入到块214，清除内部定时器系统中断请求。然后控制进入到块216，把微计算机112的操作返回到主程序。

如果在决定块204确定没有请求零交叉中断，则控制进入到决定块218，确定存储器指针表索引是否为零。如果确定表索引为零，则微计算机112处于开机后在产生第一个合适的零交叉之前的期间。然后控制进入到块210，表索引指向存储器表的零位置。

在较佳实施例中，零存储器位置确定的电压输出图形向SPIM104的控制绕组W1提供零输出电压。控制从块210进入到块212，以后的处理与前面所解释的一样。如果在决定块218确定表索引不为零，则微计算机112处于不是第一或第一之前的输出周期之一，控制进入到块220，把指针增一，使表索引指向表的下一个存储器位置。然后控制进入到块210，以后的处理与前面所解释的一样。利用子程序200，通过选择存储在微计算机112的存储器内的适当的查找表，微计算机112产生具有所希望的幅度、频率和相位角任意组合的电压输出图形。微计算机112的输出驱动栅极驱动器114，然后驱动功率晶体管S1、S2和开关S3。功率晶体管S1和S2向控制绕组W1提供所希望的幅度、频率和相位角任意组合的电压输出图形，开关S3断开或闭合交流线路与SPIM104的线路绕组W2之间的连接。

                            工作模式

如上所述由根据本发明的SPIM控制器系统100控制的SPIM能以几种不同的模式运行。最重要的模式描述如下。

应当注意，SPIM104的转矩是加到控制绕组W1的电压Vc与加到线路绕组W2的电压VL之间的相位角、Vc波形的形状以及电压Vc的幅度(它是波形的基波分量的函数)的函数。不同的转矩变量的重要性随不同的工作模式而变化。优化模式

SPIM控制器系统100最重要的操作模式是在SPIM104的整个工作范围内优化转矩/安培比。对于优化转矩/安培模式，把线路绕组W2直接连接到交流电流不需要开关S3。为了优化具有对称绕组(控制绕组W1和线路绕组W2具有相同的有效匝数，并偏移90电角度)的电动机的转矩/安培比，SPIM控制器系统100响应于微计算机112读取的奇数零线路交叉，控制加到功率切换电路102上的波形切换图形，在SPIM104的整个工作范围内，在控制绕组电压Vc与线路电压VL之间保持90度相移。

应当注意，术语优化指保持90度相移，而并不一定表示电动机产生的转矩绝对幅度最大，即使90度相移对控制电压Vc的给定幅度输出最大的转矩。这是因为转矩的大小也是控制电压Vc幅度和所加波形形状的函数。有利的是，除了相移之外，SPIM控制器100还可以控制电压幅度和波形形状之一或二者，与只进行优化可获得的不同，可获得较大的转矩或最大的转矩。

更详细地说，SPIM转矩是SPIM控制器100向控制绕组W1提供的电压的基波电压分量与交流线路电压之间的相角(时间)差的函数。SPIM控制器100用于改变控制绕组电压Vc的基波电压分量相对交流线路电压的相位角差；从而控制SPIM转矩。通过改变该相位角差来控制转矩、加速度和转矩/安培的转矩比。仅当提供给控制绕组W1和线路绕组W2的电压相位角差为90电角度时才优化转矩/安培比。图5示出了利用相位角差控制方法的实验结果。对60Hz的固定转差(0.33)测得的SPIM转矩被画成是加到控制绕组W1的SPIM控制器100电压与加到线路绕组W2的交流线路电压之间相位角差的函数。

SPIM转矩也是功率切换电路102提供给控制绕组W1的电压的基波分量幅度的函数。线路绕组W2直接连接到交流线路电压上，该电压通常为固定电压。SPIM控制器100用于改变加到控制绕组W1上的电压的基波分量；从而控制SPIM104产生的转矩的绝对大小。

通过脉宽调制(PWM)技术或通过谐波抑制方法控制控制绕组电压Vc的基波分量幅度，从而控制启动转矩和SPIM加速度。图4示出了利用应用于控制绕组电压Vc的基波分量幅度控制方法的实验结果。对60Hz的固定转差(0.33)测得的SPIM转矩被画成是加到控制绕组W1上的SPIM控制器100电压的函数。在图6中示出了加到两个电动机绕组上的电压波形。当利用两个绕组以同步速度或低于同步速度的速度对所有操作条件优化电动机性能时，加到控制绕组W1上的SPIM控制器100的控制绕组电压Vc的相位总是与交流线路电压VL偏移90度。

在图5中，控制绕组电压Vc是未调制的方波，由于它对给定相位角和电压幅度产生最大的转矩，因此它是较佳的。当从交流线路直接给线路绕组供电时，当为控制绕组W1提供SPIM控制器100未调制方波的控制绕组电压Vc时，实现最大电动机启动转矩，其中控制绕组电压Vc与交流线路电压偏移或在时间上偏离90电角度。模拟和实验的结果显示，本发明的结构与工作成PSC电动机的同一种电动机获得的值相比，SPIM104启动转矩可以增加3倍以上，转矩/安培比增加2.5倍以上。

控制电压Vc的其它波形可以根据所希望的结果来利用。例如在一些应用中，用未调制的方波可以使电动机产生更多的噪声或热量，因此应利用上述的PWM或谐波消除技术，使用不同的波形，例如成形方波或正弦波。这种波形将由微计算机来选择，微计算机选择或用所希望的波形切换图形来编程。

图7和图8对运行成由交流线路供电的PSC电动机的SPIM与以SPIM控制器100运行的同一电动机，示出了电动机转矩与作为转速函数的转矩/安培比的比较数据。从图7可以看到，与PSC电动机相比，根据本发明控制的SPIM产生大得多的启动转矩和整体操作转矩。最重要的是，图8示出了根据本发明控制的SPIM保持了比PSC电动机大得多的转矩/安培比。

除了优化性能之外，SPIM控制器100还不需要电动机启动或运行电容器。此外，本发明对SPIM电子控制器上提供了改进的电磁兼容性(EMC)，由控制器向两个电动机绕组供电。利用本发明，交流线路的电流由两个分量组成：提供给线路绕组W2的正弦分量和图2所示控制器的电容器C1和C2充电产生的一串电流脉冲。正弦电流分量直接提供给线路绕组W2，这有助于改善交流线路电流的波形因素和总的交流线路功率因素；从而改善了EMC。

相位角反转模式

SPIM控制器100还控制SPIM输出旋转方向的反转。为了反转SPIM104的方向，相对于线路绕组电压VL改变控制电压Vc的相位角。为了获得最大反转速率，相对于交流线路，把控制器的控制绕组电压Vc的电压相移从+90度改变到-90度，反之亦然。反转是由微计算机112响应于微计算机112内的控制软件向功率切换电路102发送合适的波形切换图形开始的。在这些控制器条件下，SPIM104几乎是立即反转。快速反转的实现是因为利用了90度相位角差，它优化了每安培的转矩。除了优化每安培的转矩之外，在SPIM控制器100提供的控制绕组电压Vc为未经修整的方波时，也靠给定的交流线路电压使SPIM104的转矩最大。图9示出了SPIM104反转的结果，上部和下部曲线分别以Nm显示了电动机转矩TE，以rpm显示了电动机转速，时间为秒。

当负载和/或传输系统的机械完整性可以由反转期间产生的电动机转矩的高值折衷的一些情况下，不希望快速反转。通过逐渐把控制器输出的基波电压分量相位角差从+90度改变到-90度，可以实现受控制的较慢的SPIM104反转。微计算机112选择存储在微计算机112的存储器内的适当的查找表，产生所希望的功率切换电路102的输出图形。相位角的变化速率将限定SPIM104反转有多快。

图10(a)和10(b)示出了SPIM控制器100如何改变控制绕组W1的电压与线路绕组W2的电压之间的相位角差，以控制SPIM反转。在图10a中示出了相位角差从+90度逐渐改变到-90度。图10b示出了逐渐反转，包括相位角差保持为零的停机时间。虽然图10(a)和10(b)揭示了可以产生反转速率的两种方法，但是产生任何所希望的其它速率的反转也应包括在本发明的范围内。为了获得所希望的反转速率，仅需要在微计算机112内存储适当的波形切换图形。除了控制相位角以实现所希望的反转速率之外，也可以改变加到控制绕组W1上的电压。该电压在反转期间可以减小，以减小产生的反转转矩。分相-高转矩/低转速反转模式

损耗低和SPIM104性能得到改善的控制转矩和反转旋转方向的第二种方法是在反转周期的具体部分以不同的模式工作。操作模式是三种，在本说明书的其它部分讨论。

这里描述的是根据转速和方向以及所应用的特定控制模式的SPIM104反转。我们以在优化模式下WPIM104以递增或恒速率正向旋转开始，由交流线路电压向线路绕组W2供电，由控制绕组电压Vc向控制绕组W1供电。在优化模式下，控制绕组电压Vc与交流线路电压的相位偏离约90度，每安培转矩最大。通过改变到交流线路电压不再提供给线路绕组W2的分相模式开始制动处理并减慢SPIM104，并开始降低控制绕组电压Vc的频率。现在SPIM104在正方向上被驱动得越来越慢。因为处在低频率电压驱动的分相模式下，因此与利用优化模式，并减小控制绕组电压Vc的幅度来减慢SPIM104相比，转差减小了。减小转差除去了损耗，降低了内部发热，改善了SPIM104性能。

由于SPIM104在正方向上接近零转速，所以操作改变到高转矩/低转速模式，控制转矩在反方向上驱动SPIM104。反转的转矩来自加到线路绕组W2上的合成低频电压(1/3交流线路频率)与加到控制绕组W1上频率同样低的控制绕组电压Vc之间的适当的约为90度的相位偏移。SPIM104在反方向上向正常同步转速1/3的低的同步转速加速。

由于SPIM104在反方向上接近低同步转速，所以操作改变到优化模式，继续在反方向上对SPIM104加速，直到所希望的转速。此时，SPIM104已完成了一次分相-高转矩/低转速模式的反转。频率反转模式

控制SPIM104的转矩和旋转方向的另一种方法是控制提供给控制绕组W1的SPIM控制器的控制绕组电压Vc的频率，以使它与线路绕组W2的频率稍稍不同。

SPIM104的电磁转矩是线路绕组W2和控制绕组W1提供的磁通势(mmf)的函数。mmf是各绕组分布和线路绕组W2与控制绕组W1的电流的直接函数。这些绕组的电流分别由交流线路电压和控制绕组电压Vc产生。

假设线路绕组W2和控制绕组W1对mmf函数有对称的贡献，并在空间上偏离90电角度。还假设交流线路电压和控制绕组电压Vc的频率相同，它们各自的电流是对称的，并在时间上偏移90电角度。则SPIM104空隙内的mmf是行波，其幅度恒定，并恒速旋转。mmf产生的空隙磁通也具有恒定的幅度，恒速旋转。因而，SPIM104产生的电磁转矩是恒定的，其值是空隙mmf幅度的直接函数。

现在假设我们仅改变控制绕组电压Vc的频率，它仅影响其各自的电流，并让所有其它条件保持相同。其结果是四个行进mmf波，因而四个行进磁通波以不同的转速(是频率差的函数)正向和反向旋转。因此，得到的mmf的幅度和转速不再恒定不变。得到的空隙旋转磁通波幅度作为转速差的函数而波动和反转。因而，SPIM104产生的转矩假定在正和负值上波动，从而反转电动机的旋转方向。

控制绕组W1以与线路绕组W2(交流电流线路频率)不同的频率工作，所以SPIM104表现出在线路绕组频率与控制绕组频率之差两倍的频率上产生的脉动平均转矩。图11示出了通过在不同的频率下操作绕组而产生反转动作的SPIM104。上部和下部曲线分别以Nm画出了电动机转矩TE，以rpm画出了电动机转速，时间单位为秒。制动模式

SPIM控制器100另一个重要的特征是减慢或停止SPIM的功能。SPIM控制器100具有制动功能，对于减少或消除机械(摩擦、离心力等)制动系统的要求和成本是有用的。SPIM控制器100制动减少了SPIM的停止时间。减少的停止时间缩短了SPIM驱动机构的循环时间，而机构循环具有大量的电动机停止，例如在自动洗衣机中。SPIM控制器100制动功能是前述两种控制器功能、即单独应用或组合应用的一种具体应用。

SPIM104制动是用图2的系统实现的，以与相位角反转模式相似的方式工作，如图9所示反转SPIM的方向。向控制绕组W1供电的SPIM控制器100的控制绕组电压Vc相对于交流线从+90度相位角差改变到-90度相位角差，反之亦然。相位角的改变产生了方向与电动机当前旋转方向相反的转矩。相反的转矩通过减慢其旋转有效地对电动机制动。然而，与上述的相位角反转不同，当电动机转速达到零或电动机将反转但没有停止时必须停止产生相反的转矩。

有许多已知的方法来确定停止产生制动转矩的时间。一种方法可以用例如微计算机简单地监视电动机的转速。在本发明中，较佳地施加制动转矩达一预定的时间。预定时间是相当短的，因为把相位角从-90度改变到+90度产生的制动转矩足以几乎使电动机立即停止。

大的制动力的缺点是它可以对连接到电动机上的负载造成损害。因此，在一些应用中，希望减弱制动速率，这可以通过把相位角从超前或滞后于交流线路电压的给定角度改变到较小幅度的角度，并分别滞后或超前交流线路电压来实现，但较佳的实现方法是在进行相位角变化以减小相对转矩的幅度的同时减小控制绕组电压VL的基波分量的幅度，使电动机以较慢的速率停止，并且不立即以相反方向启动。较佳地减少电压的基波分量幅度是通过脉宽调制来实现的。SPIM104制动也通过降低SPIM控制器100加到控制绕组W1上的控制绕组电压Vc的频率来实现的。在控制绕组电压Vc的频率变成零的极端情况下，把直流电压加到控制绕组W上，产生制动WPIM104的负转矩。在上述的两种SPIM104制动模式中，存储在系统动量中的旋转能量作为热量而耗散在电动机转子电路中。例如，该制动动作单独可能不足以使具有较大惯性的负载停止；然而，它可以协助对这种负载进行机械制动。高转矩/低转速模式

在一些应用中，希望SPIM104以低转速产生高转矩。这种模式提供了一种实现高转矩低转速的简单的手段。对于这种模式，SPIM控制器100必须包括开关S3，它把线路绕组W2连接到交流线路上。要求开关S3能使控制器100连接和断开交流线路和线路绕组W2，以使线路绕组W2检测到频率低于交流线路频率的合成交流波形。在高转矩/低转速模式下，除了对开关S3的控制之外，SPIM控制器100的工作基本上与前述的工作相同。因此，对这些操作不再详细描述。

所示的开关S3(但并不限于图示)是一种三端可控硅器件，用于改变提供给线路绕组W2的交流线路波形特征。开关S3是功率切换电路102的一部分，该电路受控制电路106的控制。开关S3的栅极gT由在控制电路106内示出的栅极驱动器114之一驱动。栅极驱动器114由微计算机112驱动。微计算机112执行存储在其存储器内的软件，并通过指针选择存储在微计算机112存储器内的适当的查找表和位置，对栅极g1,g2和gT产生合适的输出图形。微计算机112具有一组不同的查找表，用于以这种模式操作SPIM104。栅级g1,g2和gT分别驱动功率晶体管S1、S2和功率半导体开关S3，然后它们根据下面的描述驱动SPIM104。

微计算机112用开关S3来选择加到线路绕组W2的交流线路电压周期数量和极性。图12a示出了一种特殊的例子，说明实施例如何闭合和断开开关S3，把频率为交流线路频率1/3的基波电压分量加到线路绕组W2上。图12b也示出加到控制绕组W1上的SPIM控制器100的控制绕组电压Vc，控制器的控制绕组电压Vc的基波分量相对于线路绕组电压具有90度的相移。在图12c中示出了交流线路电压。

根据这种模式工作的SPIM104以低的合成线路频率(1/3交流线路)产生高转矩。该低频是通过适当地控制与线路绕组W2串接的开关S3来实现的。控制器100向控制绕组W1提供PWM电压波形，它与加到线路绕组W2的合成低频波形的基波分量的相位差90电角度。保持这两个波形的相位相差90度来优化转矩。

SPIM104的这种高转矩低转速操作可以提供特殊的低速率机械操作，而不会改变控制绕组电压Vc的幅度、相位角或频率，虽然它可以任意改变这些因素并进一步改善SPIM的性能。分相模式

至此，已描述了本发明的SPIM控制器100通过把控制绕组电压Vc提供给SPIM的控制绕组W1来控制SPIM104，SPIM线路绕组W2直接连接到交流电源线路上，并具有或不具有开关S3。SPIM控制器100也可以控制SPIM104，使它在运行期间仅利用一个绕组像分相电动机一样工作，而如上所述利用两个绕组启动SPIM104，并把它达到预定的转速或低于同步速度，此时开关S3断开，从线路绕组W2上去除交流电源，从而SPIM104继续工作成分相电动机。然后SPIM控制器100通过控制加到控制绕组W1上的控制绕组电压Vc的频率或频率和幅度，向功率切换电路发送合适的波形转换图形，来控制SPIM104的转速。较佳地，利用未调制方波波形，以高于、等于或低于同步速度的速度有效地驱动SPIM104，未调制方波波形的基波频率分别高于、等于和低于电动机的同步频率。利用未调制方波来驱动SPIM104与正弦或整形波相比，有许多优点，尤其是在高于同步速度下。最重要的优点之一是未调制方波的基波分量内有比其它波形更高的电压，其结果是得到更高的电动机击穿转矩，尤其是在高于同步速度下工作。利用未调制方波确保了可能的最大电压，为给定的相位角输出最大的转矩。前面没有把未调制方波用于驱动SPIM，是因为有噪声、发热和振动等负效应。为了在以前的电动机中使用低于同步速度的方波，在所有操作速度下，用脉宽调制来对方波进行整形使之更象正弦波形，以抵消或避免在电动机工作时可能产生的负效应，例如噪声和振动。不利的是，PWM减小了波形中基波分量的最大幅度而导致低电压，从而降低了击穿转矩，这在比同步速度高的速度下尤其不利。与在低于同步速度下使用方波的结果相反，已发现SPIM具有足够的固有滤波作用，允许以高于同步的频率用未调制的方波信号驱动，在高于同步转速工作时，不再需要PWM控制。

在图13中示出了以分相工作(即没有运行电容器，供电频率范围从额定的60Hz至90Hz)的SPIM104的转矩与转速曲线。当频率增加时，电动机电压幅度在其额定值上保持恒定(在60Hz下定义)。可以看出，对于给定的转矩，电动机转速是电源频率的函数。也可以看出，对于恒定的负载转矩，转差随着电源频率增加而增加。

现在参照图14，示出了工作于分相的SPIM104的转矩与转速曲线，电源频率处于和低于同步转速，范围从同步频率60Hz向下到达20Hz。为了避免超量的电动机损耗和性能的下降，所加的电压幅度与频率成比例地减小，以使伏特赫兹比保持怛定不变，以避免磁饱和。电压随电源频率的降低起到保持恒磁通量的作用。

回到图13，可以看出当频率增加并且电源电压保持恒定时，最大可用转矩或击穿转矩减小。因此这就要求在电源频率增加时提供足够的转矩。

图15示出了本发明在同步频率(60Hz)下和在低于非恒定电源电压下工作的SPIM的转矩与转速曲线。在这种情况下，电压是频率的函数：Vs=0.67f+80，电压以Vrms为单位，频率以Hz为单位。通常，使用类型函数：V=K1f+K2，以补偿在低于同步速度下对SPIM的操作。常数K1和K2是与电动机设计和性能要求有关的值。例如，可以对它们进行调整(选择)，以保持恒定的击穿转矩作为图15所示转速的函数；然而，损耗也将增大。调整(选择)这些常数的其它标准可以是希望保持恒磁化电流或恒损耗作为应用频率的函数。由于闭合的模型可能难以对SPIM104进行分析，所以可以用计算机模型和模拟来得到这些常数。实际上，这些常数存储在计算机的存储器内，把刚描述的电压公式构成频率的函数。

本发明又一重要的方面是用分段线性函数来描述所加的电动机电压，每个频率域的电源电压可以有不同的V/F比(图16)。每个线性段用两个常数限定，例如表示为：对于0与f1之间的频率值，volts=k1^*频率+k2。这一较好的运算为控制SPIM提供了更大的自由度。

控制加到电动机上一般作为频率的函数的电压是利用几种已知的正弦脉宽调制技术之一来实现的。然而根据本发明的原理，对于低于同步速度的操作，可以用具有方波的谐波抑制技术来代替PWM正弦技术。该谐波抑制技术可以进行简单的电压控制，而不要控制电子产品或计算机软件和硬件等额外的开销。这种电动机控制在美国专利申请No.60/019,749中有更详细描述，援引于此，以作参考。该申请揭示了一种电动机控制器，它用方波在高于或低于额定频率下驱动SPIM104。引入一个或多个陷波器(notch)对方波进行整形，以消除或抑制不希望有的谐波，减小基波幅度，提供所希望的电压控制，或提供所希望的电压以进行频率控制。

上述的这种谐波抑制技术考虑了已有技术中已知的情况，即通过在波形中引入适当的陷波器可以控制给定的时基波形(即减少甚至消除)。如这里所述的，加到电动机上的方波(无论纯的还是陷波的)总是由SPIM控制器100产生的。电动机电流是电动机阻抗和内部电压的函数。

引用的对基波频率分量的抑制而不是消除是一种特定的方案，其中在低于额定频率的操作下控制电压与频率之比。

图17-18示出了本发明实现后获得的实验结果。在图17中以曲线或轨迹A示出了在稳态操作期间SPIM104的控制绕组W1的电流。SPIM为4极SPIM，工作于分相模式，没有负载，以约3000rpm运行。加到SPIM控制器的功率晶体管之一的栅极信号以曲线或轨迹B示出。

在图18中，示出了在SPIM104以分相模式1800rpm转速的稳态工作期间的控制绕组W1的电流曲线或轨迹C。也示出了SPIM控制器100的控制电路106把栅极信号加到功率晶体管上的曲线或轨迹D。

                           第二实施例

图19示出了本发明第二实施例，它降低了对元件的要求，以降低电路成本。SPIM控制器300包含功率切换电路302、SPIM304和控制电路306，它们一起通过控制所加的电压，在SPIM304的整个工作范围内，获得理想的90度(时间)电压相移。

SPIM控制器300使用包含分相控制绕组W31和线路绕组W32的SPIM304。分相控制绕组包含绕组X和绕组Y，它们是平衡的，具有相同的分布结构和匝数。每个绕组是控制绕组W31的一半，绕组X和绕组Y在它们之间具有中心抽头CT。控制绕组W31连接到功率切换电路302上，并由它供电。功率切换电路302直接连接到交流线路上，并向SPIM304的控制绕组W31提供控制绕组电压Vc。功率切换电路302连接到控制电路306上，并受其控制。第二实施例以与第一实施例相似的方式工作。而且，第二实施例以与上述第一实施所述的所有相同的模式工作。

功率切换电路302工作成低电压控制电路306与高电压工作的SPIM304之间的接口。功率切换电路302的输入级包含直流电桥形式的二极管DB1、DB2、DB3、DB4和电容器C。输入级直接从交流线路接收电力，并把它存储成直流电压，使它可应用于输出级，输出级包含功率晶体管S5和S6以及二极管D5和D6以及缓冲电路SN5和SN6(S5和S6被示成绝缘栅双极晶体管)。这种晶体管结构可以使功率切换电路302向SPIM304的中央抽头CT分相控制绕组W31的绕组X和绕组Y提供高至交流电源电压幅度的电压。额定电压为120V或230V交流的SPIM304可以与SPIM控制器300一起使用。以与图2所示的第一实施例中所述相似的方式由低电压控制电路306使功率晶体管S5和S6导通和截止。二极管D5和D6在功率晶体管S5和S6截止而电动机磁场崩溃时提供流过感应电流的路径。缓冲器电路SN5和SN6是传统的RC型(电阻器和电容器)或RCD型(电阻器、电容器和二极管)缓冲器电路。当功率晶体管S5和S6截止时，缓冲器电路SN5和SN6降低了功率晶体管S5和S6两端的感应电压，还有助于耗散存储在SPIM304内和电路漏感内的能量。

控制电路306包含变压器308、滤波器接口310、微计算机312和栅极驱动器314，它以与图2所示的第一实施例的控制电路106相似的方式工作，栅极驱动器314向各功率晶体管S5和S6以及开关S3的栅极g5,g6和gW提供适当的栅极波形。微计算机312具有一组不同的查找表，用于与SPIM304的分相控制绕组W31一起工作。

在SPIM控制器300内实现的附加应用主要是以功率切换电路302的直流操作的方式。与其它实施例相比，每个输入二极管DB1、DB2、DB3和DB4的正向电流要求较小，最大反向电压要求为一半，所要求的C的电容量接近一半。

对于本技术领域的熟练人员来说，显然第一实施例描述的操作都可以用第二实施例的电路来实现。这包括控制SPIM304的SPIM控制器300(但并不限于此)，以提供可变的转矩和转速，通过改变转矩和转速改变旋转方向，提供高转矩低转速模式的操作和分相模式的操作。

通常本发明提供了控制单相感应电动机的转速和方向的装置和方法。

本发明提供了一种装置，控制加到SPIM的绕组之一的电压，而把交流线路电压加到第二绕组上。本发明优化了转速处于或低于同步转速(由交流线路频率设置)下的每安培的转矩。优化了每安培转矩的90度相移可以提供给这些速率上的所有负载点。在加到控制绕组的优化控制电压为未调制方波时，提供最大转矩。

本发明还提供了一种装置，通过调整控制器的控制绕组电压Vc来控制SPIM的启动和运行转矩以及方向反转速率。调整控制绕组电压Vc是通过控制脉宽调制或谐波抑制方法控制基波电压分量或改变加到控制绕组上的电压相对于线路绕组的相位角或者通过两者实现的。本发明结合上述控制控制绕组上的电压的方法，还有选择地向SPIM的线路绕组施加电力。这种组合提供了低转速反转的高转矩。本发明以这样控制转矩的大小和方向，控制SPIM的转速和方向。

本发明通过调整加到控制绕组上的控制器电压相对线路绕组的交流线路电压的频率来控制SPIM的转矩和方向。

而且在启动后，本发明可断开SPIM的线路绕组，通过控制加到控制绕组上的电压来控制SPIM的转速。在这种方式中，SPIM的转速由控制器电压的幅度和频率控制。虽然本技术领域的熟练人员可以提出种种改进和变化，本发明人认为在这里批准的专利内都可以实现适当地落入了对本技术有贡献的范围内的所有的变化和改进。而且，本发明可应用于利用优化、可变转速和/或反转的所有的产品，节省能量，改善工作性能，或者增加不同的特征。

Claims (50)

1、一种感应电动机的控制器，感应电动机适合于由交流电源供电，该电动机包含直接连接到交流电源以向线路绕组提高交流电压波形的线路绕组和连接到交流电源上的控制绕组，其特征在于，控制器包含：

功率切换电路，连接到电动机的控制绕组上，并适合于连接到交流电源，功率切换电路把控制电压波形加到控制绕组上，使电动机的转矩/安培比优化；以及

控制电路，连接到功率切换电路上，并适合于连接到交流电源上，控制电路把切换图形加到功率切换电路上，以控制功率切换电路施加的控制电压波形。

2、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，加到控制绕组上的控制电压波形的相位与加到线路绕组上的交流电压波形相差约90度，以优化额定的每安培转矩。

3、如权利要求2所述的控制器，其特征在于，控制电路包括微计算机，以响应于交流电压波形监视交流电压波形和控制功率切换电路加到控制绕组上的控制电压波形，以使控制电压波形的相位相对于交流电压波形保持在偏移约90度。

4、如权利要求3所述的控制器，其特征在于，功率切换电路具有两只功率晶体管，连接到电动机和微计算机上，微计算机至少存储一个预定的波形切换图形，微计算机响应于加到功率晶体管上的交流电压波形，把至少一个预定波形切换图形加到功率晶体管上，并响应于波形切换图形把预定控制电压波形加到控制绕组上。

5、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，控制电压波形是未调制的方波，以增加电动机转矩。

6、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，使控制电压波形的幅度最大，以增加电动机的转矩。

7、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，控制电压波形是具有最大幅度的未调制方波，其相位与交流电压波形相差约90度，以使电动机转矩最大。

8、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，控制电压波形的相位角相对于交流电压波形改变180度，以反转电动机的方向。

9、如权利要求8所述的控制器，其特征在于，加到控制绕组上的控制电压波形的相位相对于加到线路绕组上的交流电压波形相差约90度，以使反转速率最大。

10、如权利要求8所述的控制器，其特征在于，电动机反转用于对电动机制动。

11、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，控制电压波形的频率与交流电压波形的频率不同，以反转电动机的方向。

12、如权利要求11所述的控制器，其特征在于，控制电压波形的频率与交流电压波形的频率差小于60赫兹。

13、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，还包含：

开关，与线路绕组和交流电源直接连接，受控制电路的控制，以断开或闭合该开关，其中控制器控制该开关，以把所选的交流电压波形的交流线路周期的数量和极性从交流电源加到线路绕组上，以有效地降低加到线路绕组上的交流电压波形的频率，降低电动机的转速，而不会相应地减小电动机的转矩。

14、如权利要求13所述的控制器，其特征在于，控制电路断开开关，以使电动机工作成仅用控制绕组工作的分相电动机。

15、如权利要求1所述的控制器，其特征在于，控制绕组是一中央抽头的绕组，限定了第一和第二子绕组，控制电路包含输入级，连接到交流电源上，并具有与电容器并联的并连接到控制绕组抽头上的直流电桥；和输出级，连接到输入级，具有一对功率晶体管，一个功率晶体管连接到第一子绕组的非抽头侧，另一个功率晶体管连接到第二子绕组的非抽头侧。

16、一种控制感应电动机的方法，该感应电动机适合于由交流电源供电，电动机包含直接连接到交流电源以向线路绕组提供交流电压波形的线路绕组、控制绕组和连接在交流电源与控制绕组之间把控制电压波形加到控制绕组上以控制控制绕组工作的控制器，其特征在于，该方法包含：

通过控制电压波形使电动机在整个电动机工作范围内的转矩最大。

17、如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包含下列步骤：

在交流电压波形与控制电压波形之间保持预定的相位角，进一步使转矩最大。

18、如权利要求17所述的方法，其特征在于，预定相位角保持在约90度。

19、如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包含下列步骤：把预定控制电压波形整形成未调制方波，进一步使转矩最大。

20、如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包含下列步骤：使控制电压波形的幅度最大，进一步使转矩最大。

21、一种反转感应电动机的方法，该感应电动机适合于由交流电源供电，电动机包含直接连接到交流电源以向线路绕组提供交流电压波形的线路绕组、控制绕组和连接在交流电源与控制绕组之间把控制电压波形加到控制绕组上以控制控制绕组工作的控制器，其特征在于，该方法包含：

把控制电压波形加到控制绕组上，以使电动机反转。

22、如权利要求21所述的方法，其特征在于，施加电压的步骤包括在交流电压波形与控制电压波形之间保持预定的相位角，以进行反转。

23、如权利要求22所述的方法，其特征在于，预定相位角保持在超前(滞后)交流电压波形约90度，预定相位角保持在滞后(超前)交流波形约90度，以获得最大的反转，使反转速率最大。

24、如权利要求22所述的方法，其特征在于，还包含下列步骤：监视交流电压波形，响应于监视的交流电压波形，把预定的控制电压波形加到控制绕组上，以进行反转。

25、如权利要求24所述的方法，其特征在于，交流电压波形监视步骤包括由控制器监视交流电压零交叉，以确定交流电压波形的极性。

26、如权利要求25所述的方法，其特征在于，预定相位角保持相对于交流电压波形超前，或保持滞后。

27、如权利要求25所述的方法，其特征在于，施加预定控制电压波形步骤包含从控制器的微计算机的存储器中选择预定波形切换图形，把波形切移图形加到控制器的功率切换电路上，以产生加到控制绕组上的控制电压波形。

28、如权利要求21所述的方法，其特征在于，施加控制电压波形步骤包含在控制电压波形与交流电压波形之间产生一相位角，并增加相位角，对电动机进行软反转。

29、如权利要求28所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：把相位角增加到约90度，反转控制电压波形的极性，获得最大的反转速率。

30、如权利要求21所述的方法，其特征在于，还包含下列步骤：在控制电压波形与交流电压波形之间产生约90度的相位角，反转控制电压波形的极性，实现最大的反转速率。

31、如权利要求21所述的方法，其特征在于，施加控制电压波形的步骤包括控制控制电压波形的频率，使它的频率与交流电压波形的频率不同，以对电动机进行反转。

32、如权利要求31所述的方法，其特征在于，控制电压波形频率不同于交流电压波形频率，不大于60赫兹。

33、如权利要求31所述的方法，其特征在于，控制电压波形频率不同于交流电压波形不大于约1赫兹。

34、一种制动感应电动机的方法，该感应电动机适合于由交流电源供电，电动机包含直接连接到交流电源以向线路绕组提供交流电压波形的线路绕组、控制绕组、连接在交流电源与控制绕组之间把控制电压波形加到控制绕组上以控制控制绕组工作的控制器和设置成直接连接在交流电源与线路绕组之间的受控制器控制的开关，其特征在于，该方法包含：

在交流电压波形与控制电压波形之间保持预定相位角，对电动机进行反转，以制动电动机旋转；

以及约在电动机旋转停止时中止保持预定相位角的步骤。

35、如权利要求34所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：减小控制电压波形的基波分量幅度，以减弱制动。

36、如权利要求34所述的方法，其特征在于，保持预定相位角的步骤包含下列步骤：保持控制电压波形的相位角相对于交流电压波形约为90度，并颠倒控制电压波形的极性。

37、一种控制感应电动机的方法，该感应电动机适合于由交流电源供电，电动机包含直接连接到交流电源以向线路绕组提供交流电压波形的线路绕组、控制绕组、连接在交流电源与控制绕组之间把控制电压波形加到控制绕组上以控制控制绕组工作的控制器和直接连接在交流电源与线路绕组之间的受控制器控制的开关，其特征在于，该方法包含：

通过控制对开关的激励，选择加到线路绕组上的交流线路电压波形周期的数量和极性，以改变加到线路绕组上的交流电压波形的基波分量，从而有效地降低电动机的工作转速，同时保持电动机转矩输出。

38、如权利要求37所述的方法，其特征在于，还包含下列步骤：在电动机的全部工作范围内优化电动机转矩/安培比。

39、如权利要求37所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：在交流电压波形与控制电压波形之间保持预定的相位角，以使转矩最大。

40、如权利要求39所述的方法，其特征在于，保持预定相位角步骤包含下列步骤：把控制电压波形的相位角保持在相对于交流电压波形约为90度。

41、如权利要求39所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：把预定控制电压波形整形成未调制方波，进一步使转矩最大。

42、如权利要求39所述的方法，其特征在于，还包括下列步骤：使控制电压波形的幅度最大，以进一步使转矩最大。

43、如权利要求37所述的方法，其特征在于，还包含把控制电压波形加到控制绕组上，以反转电动机。

44、如权利要求43所述的方法，其特征在于，施加电压的步骤包括在交流电压波形与控制电压波形之间保持预定的相位角，以进行反转。

45、如权利要求37所述的方法，其特征在于，还包含控制控制电压波形的频率的步骤，以使其频率与交流电压波形的频率不同，对电动机进行反转。

46、如权利要求45所述的方法，其特征在于，控制电压波形频率不同于交流电压波形约为1赫兹。

47、一种控制感应电动机的方法，该感应电动机适合于由交流电源供电，电动机包含直接连接到交流电源以向线路绕组提供交流电压波形的线路绕组、控制绕组、连接在交流电源与控制绕组之间把控制电压波形加到控制绕组上以控制控制绕组工作的控制器和直接连接在交流电源与线路绕组之间的受控制器控制的开关，其特征在于，该方法包含：

用闭合开关启动感应电动机，保持对线路和控制绕组加电，产生必要的启动转矩；

用加电的线路和控制绕组运行感应电动机，直到产生预定的参数；

在产生预定的参数时，断开开关，从线路绕组上除去电力；以及

通过受控制器控制的控制绕组运行电动机，使感应电动机工作成分相电动机。

48、如权利要求47所述的方法，其特征在于，预定参数是预定时间周期。

49、如权利要求47所述的方法，其特征在于，预定参数是预定电压零交叉计数。

50、如权利要求47所述的方法，其特征在于，还包含下列步骤：控制器至少控制控制电压波形的相位角、形状和幅度之一，以控制电动机工作。

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