CN102916648B - 逆变器的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种逆变器的控制装置，实现可变速范围宽并且低损失的电动机驱动系统。逆变器的控制装置（100）具有：具有非同步PWM模式和同步PWM模式的栅极信号生成部（101）；和非同步/同步切换部（102）。非同步/同步切换部（102），在栅极信号生成部（101）以同步PWM模式生成对逆变器（10）施加的栅极信号时，判定从逆变器（10）对电动机（20）供给的电流中d轴电流是否为正，在判定结果为肯定的情况下将栅极信号生成部的栅极信号的生成模式切换为非同步PWM模式。

Description

逆变器的控制装置

技术领域

本发明涉及对电动机进行变速驱动的逆变器的控制装置，特别涉及具有非同步PWM（Pulse Width Modulation；脉宽调制）模式和同步PWM模式作为驱动逆变器的栅极信号的生成模式、切换两个模式生成栅极信号的控制装置。

背景技术

众所周知，永磁铁同步电动机是通过对三相定子绕组施加三相交流电压而产生旋转磁场、并且利用该旋转磁场使设置有永磁铁的转子旋转的电动机。作为用于产生对该永磁铁同步电动机的三相定子绕组施加的三相交流电压的单元，一般使用逆变器。该逆变器是将输入直流电压通过利用开关元件进行开关而转换生成交流电压的装置。该逆变器的控制装置，对于该逆变器的开关元件施加PWM脉冲作为通/断（ON/OFF）控制用的栅极信号，通过控制该栅极信号的脉冲宽度来控制使逆变器输出的交流电压的频率和振幅。

作为逆变器的控制装置中的栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式。该非同步PWM模式是通过使用指示应从逆变器对电动机供给的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制来生成PWM脉冲即栅极信号的模式。在该非同步PWM模式中，逆变器的控制装置通过控制流过电动机的定子绕组的电流来控制电动机的转矩。

在用逆变器驱动永磁铁同步电动机的情况下，电动机高速旋转时，在电动机的定子绕组中产生的感应电压变高，逆变器的输出电压对于感应电压的余量减少。该结果是，不能够从逆变器对电动机供给产生转矩的电流，电动机的转矩降低。

作为用于解决该问题的一个方法，有以下说明的弱磁控制。首先，流过电动机的定子绕组的电流，能够分解为沿着朝向转子的永磁铁的N极方向的d轴的成分即d轴电流i_d和沿着与该d轴正交的q轴的成分即q轴电流i_q。此处，q轴电流i_q是在电动机中参与产生电磁转矩的电流，d轴电流i_d是参与产生磁阻转矩的电流。弱磁控制通过使负的d轴电流i_d流过电动机的定子绕组而减少因转子的旋转在定子绕组中产生的感应电压，由此增加q轴电流i_q，增加电动机的转矩。

通过进行该弱磁控制，能够一定程度上解决电动机的转速较高的区域中的转矩不足的问题。但是，弱磁控制也存在极限，电动机的转速超过一定限度时，即使在非同步PWM模式中进行弱磁控制，也会发生在高速旋转区域中不能得到期望的电动机的问题。

于是，有进行将控制装置中的栅极信号的生成模式从非同步PWM模式切换为例如单脉冲同步PWM模式的控制的情况。此处，同步PWM模式是通过使用指示应从逆变器对电动机供给的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令同步的载波进行脉宽调制来生成PWM脉冲即栅极信号的模式。此外，单脉冲同步PWM模式是在电压指令的一个周期中生成一个PWM脉冲的模式。在切换为该单脉冲等同步PWM模式时，能够从逆变器对电动机供给较高的基波电压，因此能够解决高速旋转区域中的转矩不足的问题。

作为公开涉及这样从非同步PWM模式切换到同步PWM模式的技术的文献，有专利文献1。在该专利文献1中，公开了在切换非同步PWM模式（专利文献1中称为正弦波控制）和单脉冲同步PWM模式（专利文献1中称为矩形波控制）中减少转矩变动的发明。概要如下所述。

（1）求出用于产生电动机所需的转矩的正弦波的电压指令的相位和振幅以及矩形波的电压指令的相位。

（2）使电压指令的相位和振幅从正弦波向矩形波同时且连续地变化。此时，电压指令是梯形波状（参照专利文献1的图4）。

（3）将上述（2）的梯形波状的电压指令与载波进行比较，生成对于逆变器的栅极信号（PWM脉冲）。

此外，如图13（对应于专利文献1的图6）所示，在高转速、高转矩区域将栅极信号的生成模式切换为单脉冲同步PWM模式（专利文献1中为矩形波控制模式）。此处，在高转速区域（图13的（a））中电动机的反电动势较高，超过逆变器的直流中间电压，容易发生转矩降低。于是，在切换线以上的范围适用单脉冲同步PWM模式。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平11-285288号公报

非专利文献

非专利文献1：“交流电动机可变速驱动的基础与应用”日本电气学会编，日本CORONA出版社

发明内容

发明要解决的课题

仅考虑逆变器的损失的情况下，同步PWM模式比非同步PWM模式有利。这是因为，在同步PWM模式中逆变器的开关次数较少，例如在单脉冲同步PWM模式的情况下，在电压指令的一个周期中，PWM脉冲的电压极性仅从正到负和从负到正各开关一次。因而，能够将逆变器的开关损失限为最小限度。

但是，在同步PWM模式中，即使在电动机无负载的状态下电流也会从逆变器流到电动机，发生电动机的损失。另一方面，在非同步PWM模式中，在电动机为无负载状态的情况下，几乎没有电流从逆变器流向电动机。因而，为了实现变速范围宽并且整体低损失的电动机驱动系统，如专利文献1中公开的那样，在转速低于阈值的区域中，用非同步PWM模式生成对于逆变器的栅极信号，在转速高于阈值的区域中，用同步PWM模式生成对于逆变器的栅极信号，这是较好的方法。

但是，即使转速高于阈值，鉴于逆变器和电动机整体的损失，切换为同步PWM有时也并不是较好方法。进一步详细叙述，则如下所述。

首先，在从非同步PWM模式切换到同步PWM的情况下，负的d轴电流流动，在弱磁控制工作的情况（逆变器的输出电压比感应电压低的情况）下，转矩不足的问题解决。

但是，在正的d轴电流流动的状况下，电动机内的磁通密度变高，电动机的损失（即不参与产生转矩的逆变器的输出）增加。这样，在电动机高速旋转的区域中，进行向同步PWM模式的切换时，逆变器和电动机整体的损失可能增加。

本发明是鉴于以上说明的情况而完成的，目的在于提供一种能够实现变速范围宽并且低损失的电动机驱动系统的逆变器的控制装置。

用于解决课题的方法

本发明提供一种逆变器的控制装置，其特征在于，具备：

栅极信号生成单元，其是生成栅极信号的单元，上述栅极信号用于进行构成驱动电动机的逆变器的开关元件的通/断切换，作为上述栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，上述非同步PWM模式，通过使用指示应从上述逆变器供给到上述电动机的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制来生成上述栅极信号，上述同步PWM模式，通过使用上述电压指令和与上述电压指令同步的载波进行脉宽调制来生成上述栅极信号；

非同步/同步切换单元，其在上述栅极信号生成单元以上述同步PWM模式生成对上述逆变器施加的栅极信号时，判定从上述逆变器对上述电动机供给的电流中与在上述电动机的转子设置的永磁铁的N极的方向对应的成分即d轴电流是否为正，在判定结果为肯定的情况下使上述栅极信号生成单元的栅极信号的生成模式切换为上述非同步PWM模式。

根据本发明，在栅极信号生成单元以同步PWM模式生成对逆变器施加的栅极信号时，从逆变器对电动机供给的电流中d轴电流为正时，将栅极信号生成单元的栅极信号的生成模式切换为非同步PWM模式。因而，在弱磁不生效的状况下能够避免同步PWM模式持续，并且能够避免电动机的损失增大。

在优选的方式中，上述非同步/同步切换单元，在上述栅极信号生成单元以上述非同步PWM模式生成对上述逆变器施加的栅极信号时，判定在将上述栅极信号生成单元中的栅极信号的生成模式切换为上述同步PWM模式的情况下从上述逆变器对上述电动机供给的d轴电流是否为0以下，在判定结果为肯定的情况下将上述栅极信号生成单元的栅极信号的生成模式切换为上述同步PWM模式。

根据该方式，在栅极信号生成单元以非同步PWM模式生成栅极信号的期间，在进行了向同步PWM模式切换的情况下，只要在弱磁生效、电动机的损失不增大的情况下，就进行向同步PWM模式的切换。因而能够实现不会导致损失增大、能够高速工作的电动机驱动系统。

在其他优选的方式中，上述非同步/同步切换单元，在上述栅极信号生成单元以上述非同步PWM模式生成对上述逆变器施加的栅极信号时，判定在将上述栅极信号生成单元中的栅极信号的生成模式切换为上述同步PWM模式的情况下从上述逆变器对上述电动机供给的d轴电流是否为负的规定值以下，在判定结果为肯定的情况下将上述栅极信号生成单元的栅极信号的生成模式切换为上述同步PWM模式。

在该方式中，在从同步PWM模式向非同步PWM模式的切换和从非同步PWM模式向同步PWM模式的切换之间设置有迟滞。因而，能够防止频繁地进行同步PWM模式和非同步PWM模式之间的切换，使电动机驱动系统的动作稳定化。

关于用于判定在将栅极信号生成单元中的栅极信号的生成模式切换为同步PWM模式的情况下d轴电流是否为规定值以下的单元，能够考虑各种方式。在优选方式中，控制装置具备：

直流电压检测单元，其检测输入到上述逆变器的开关部的直流中间电压；

输出电压运算单元，其基于由上述直流电压检测单元检测的直流中间电压，算出上述同步PWM模式下的上述逆变器的输出电压；

总磁通运算单元，其基于由上述输出电压运算单元算出的上述逆变器的输出电压和上述电动机的转速，算出在上述电动机中产生的总磁通；

切换负载角运算单元，其基于上述电动机的基本频率下的反电动势和由上述总磁通运算单元算出的总磁通算出切换负载角，上述切换负载角是在使上述栅极信号生成单元在同步PWM模式下工作的情况下上述电动机的d轴电流成为规定值的负载角；

负载角运算单元，其算出用于在同步PWM模式下产生与当前的转矩指令相应的转矩的负载角；和

负载角比较单元，其对由上述负载角运算单元算出的负载角与由上述切换负载角运算单元算出的切换负载角进行比较，

上述非同步/同步切换单元，基于上述负载角比较单元的比较结果，判定是否进行从上述非同步PWM模式向上述同步PWM模式的切换。

在其他优选方式中，不检测直流中间电压，而是预先将直流中间电压存储在直流电压存储单元中。

切换负载角也可以不是每次都运算，而是将预先假设电动机的各种转速而进行运算得到的结果存储为表，参照该表。

大多逆变器的控制装置，包括处理器（processor）和存储有使该处理器执行的程序的存储器。因而，也可以假设各种电动机，生成使计算机起到上述控制装置的作用的程序，并对逆变器的控制装置的用户分配该程序。

附图说明

图1是表示包括本发明的第一实施方式的控制装置的电动机驱动系统的结构的框图。

图2是表示该实施方式中的负载角与转矩的关系的图。

图3是表示该实施方式中电动机为无负载状态时的电动机内的磁通的向量图。

图4是表示该实施方式中电动机为轻负载状态时的电动机内的磁通的向量图。

图5是表示该实施方式中电动机的d轴电流为0时的电动机内的磁通的向量图。

图6是表示该实施方式中电动机的d轴电流为负时的电动机内的磁通的向量图。

图7是表示该实施方式中的非同步PWM模式与同步PWM模式的切换方法的图。

图8是表示该实施方式的效果的图。

图9是表示包括本发明的第二实施方式的控制装置的电动机驱动系统的结构的框图。

图10是表示包括本发明的第三实施方式的控制装置的电动机驱动系统的结构的框图。

图11是表示包括本发明的第四实施方式的控制装置的电动机驱动系统的结构的框图。

图12是举例表示该实施方式中使用的切换负载角表的内容的图。

图13是表示现有的逆变器的控制方法的图。

符号说明

10……逆变器，20……电动机，100、100A、100B、100C……控制装置，101……栅极信号生成部，102、142……非同步/同步切换部，111……电流检测部，112……三相二相转换部，113……坐标转换部，132……Ld、Lq存储部，131……负载角运算部，121……转速检测部，122……直流电压检测部，123……输出电压运算部，124……总磁通运算部，125……极数存储部，126……反电动势存储部，127……切换负载角运算部，128……直流电压存储部，141、143……负载角比较部，129……切换负载角存储部

具体实施方式

以下参照附图说明本发明的实施方式。

＜第一实施方式（基本方式）＞

图1是表示包括本发明的第一实施方式的控制装置的电动机驱动系统的结构的框图。该电动机驱动系统包括逆变器10、电动机20和本实施方式的控制装置100。本例中，电动机20是永磁铁同步电动机。逆变器10是产生驱动该电动机20的交流电力的装置，包括：直流电源11、用该直流电源11充电的电容器12、将电容器12的充电电压即逆变器直流中间电压转换为三相交流电压的开关部13。与周知的逆变器同样，逆变器10的开关部13是使用6组IGBT（Insulated Gate BipolarTransistor；绝缘门极双极性晶体管）和续流二极管的组构成的电桥电路。

控制装置100具有栅极信号生成部101和非同步/同步切换部102。栅极信号生成部101是产生用于进行开关部13的各IGBT的通/断切换的栅极信号的装置。与周知的逆变器同样，该控制装置100的栅极信号生成部101使用指示应供给到电动机20的交流电压波形的电压指令和载波进行脉宽调制，将通过该脉宽调制得到的PWM脉冲作为栅极信号供给到开关部13的各IGBT。

栅极信号生成部101具有非同步PWM模式和单脉冲同步PWM模式作为栅极信号的生成模式。如上所述，非同步PWM模式是通过使用电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制来生成PWM脉冲、并将其作为栅极信号输出的生成模式。此外，同步PWM模式是通过使用电压指令和与该电压指令同步的载波进行脉宽调制来生成PWM脉冲、并将其作为栅极信号输出的生成模式。

以下说明上述各模式下的栅极信号生成部101的动作的概要。

首先说明非同步PWM模式。在永磁铁同步电动机即电动机20的转子产生的转矩T可以用式（1）求出。

【式1】

T=P_nΨ_mi_q+P_n（L_d-L_q）i_di_q    ……（1）

在该式1中，P_n是极对数，Ψ_m是由转子的永磁铁产生的与定子绕组交链的磁通，i_d是d轴电流，i_q是q轴电流，L_d是d轴电感，L_q是q轴电感。此外，在式（1）中，第一项是因永磁铁产生的磁通而产生的转矩，第二项是磁阻转矩。

在非同步PWM模式下，栅极信号生成部101控制对逆变器10施加的栅极信号使得从逆变器10对电动机20供给能够得到所期望的转矩的电流。此时，在逆变器10的输出电压相对于电动机20的端子电压有余量的情况下，以电流值成为最小的方式控制d轴电流i_d和q轴电流i_q，在逆变器10的输出电压相对于电动机20的端子电压较低的情况下，进行弱磁控制。

接着说明同步PWM模式。此处，举例说明单脉冲同步PWM模式。

在稳定状态下，将对电动机20的定子绕组施加的交流电压分解为d轴方向的成分即d轴电压v_d和q轴方向的成分即q轴电压v_q时，上述d轴电压v_d和q轴电压v_q能够用式（2）和式（3）求出。

【式2】

v_d=R_ai_d-ωL_qi_q    ……（2）

【式3】

v_q=R_ai_q+ωL_di_d+ωΨ_m     ……（3）

在上述式（2）和（3）中，Ra是电动机20的定子绕组的绕组电阻，ω是由电动机20的转速决定的电角速度。

此外，电动机20的端子电压v_mt与d轴电压v_d和q轴电压v_q的关系如下式所示。

【式4】

$v_{\mathrm{mt}}=\sqrt{{v_d}^2+{v_q}^2}\·\·\·\left(4\right)$

此处，假设绕组电阻充分小（Ra≈0），将v_d=-Va·sinδ、v_q=Va·cosδ代入式（2）、式（3），对式（2）、式（3）解i_d、i_q，然后代入式（1）则得到式（5）。但是，Va是逆变器输出电压，δ是负载角、即在电动机20内产生的总磁通Ψ₀的方向与转子的永磁铁的磁通Ψ_m的方向所成的角度。

【式5】

$T=\frac{P_n{\mathrm{\Ψ}}_m{V}_a}{\mathrm{\ω}{L}_d}\sin \mathrm{\δ}+\frac{P_n(L_d-L_q){V_a}^2}{2\mathrm{\ω}{L}_d\mathrm{\ω}{L}_q}\sin 2\mathrm{\δ}\·\·\·\left(5\right)$

在单脉冲同步PWM模式中，栅极信号生成部101使具有与电压指令相同频率的一定的电压Va输出到逆变器10。设对电容12充电的逆变器直流电压为e_dc时，该逆变器10的输出电压Va能够用式（6）求出。

【式6】

$V_a=\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}{e}_{\mathrm{dc}}\·\·\·\left(6\right)$

在单脉冲同步PWM模式中，因为上述式（5）中的电压Va恒定，所以在电动机20产生的转矩T依赖于负载角δ。图2表示式（5）中的负载角δ与转矩的关系。负载角δ为正的区域是在电动机20中进行动力运转（作为电动机工作）的区域。负载角δ为负的区域是在电动机20中进行再生（作为发电机工作）的区域。

以上是非同步PWM模式和单脉冲同步PWM模式的动作的概要。

非同步/同步切换部102是进行使栅极信号生成部101的栅极信号的生成模式为非同步PWM模式或同步PWM模式的切换控制的装置。本实施方式的特征在于该非同步/同步切换部102。

在现有技术中，基于电动机20的转速，进行使栅极信号的生成模式为非同步PWM模式或同步PWM模式的切换控制。但是，进行这样仅基于转速的统一的切换控制时，在高速旋转区域进行向同步PWM模式的切换的情况下，存在逆变器10和电动机20整体的损失增加的情况。于是，本实施方式中的非同步/同步切换部102，在弱磁控制生效、并且不会发生逆变器10和电动机20的整体损失增加这样的不利的条件下，使栅极信号生成部101以同步PWM模式工作。以下，说明用非同步/同步切换部102进行的非同步PWM模式和同步PWM模式之间的切换控制的原理。

在逆变器10和电动机20中发生的损失，依赖于从逆变器10供给到电动机20的电流。于是，首先讨论在电动机20的定子绕组中产生的反电动势低于对电容器12充电的直流中间电压e_dc的状态下，在以单脉冲同步PWM模式进行栅极信号的生成的情况下流过电动机20的定子绕组的电流。

图3表示零负载即负载角δ=0时的电动机20内的磁通的向量图。此处，在电动机20内产生的总磁通Ψ₀，能够用式（7）求出。

【式7】

${\mathrm{\Ψ}}_0=\frac{V_a}{\mathrm{\ω}}\·\·\·\left(7\right)$

由图3可知，即使无负载，在逆变器10的输出电压Va恒定的条件下，电动机20中也会流过d轴电流i_d。进而，因为d轴电流i_d为正，所以该d轴电流id增强电动机20内的磁通。此处，在非同步PWM模式下，如果转矩为零，则基本不从逆变器10对电动机20供给电流，所以基本在逆变器10中不产生损失。但是，在同步PWM模式下，因为将逆变器10的输出电压Va设定为恒定，所以如图3所示，即使电动机20的负载为零，d轴电流i_d也从逆变器10流到电动机20，因此在逆变器10中产生损失。此外，着眼于电动机20，即使为无负载，只要d轴电流i_d流动，就会在电动机20的定子绕组中产生铜损。然后，d轴电流i_d在强磁通方向上流动时（即，正的d轴电流i_d流动时），电动机20的铁芯的磁通密度升高，所以会发生铁损增加的问题。

图4中表示轻负载时的电动机20内的磁通的向量图。负载角δ增大时，q轴电流i_q开始流动。但是，d轴电流i_d在保持为正的状态下变化。着眼于电动机20的铁损时，因为在强磁通方向上d轴电流i_d依然流动，所以铁损增加。

负载增加、负载角δ增大时，如图5所示i_d＝0，负载进一步增加时，如图6所示d轴电流i_d为负。这样，在同步PWM模式下，在电动机20中流动的d轴电流id为0或负的区域，不会发生电动机20内的铁损增加。此外，在d轴电流i_d为负的情况下，电动机20内的磁通减弱，在电动机20的定子绕组感应的反电动势减少，所以能够使q轴电流i_q增加，并且提高在电动机20中产生的转矩。

于是，本实施方式中的非同步/同步切换部102，在栅极信号生成部101以同步PWM模式生成栅极信号的期间，进行电动机20中流动的d轴电流i_d是否为正的判定，在判定结果为肯定的情况下将栅极信号生成部101的栅极信号的生成模式切换为非同步PWM模式。此外，非同步/同步切换部102，在栅极信号生成部101以非同步PWM模式生成栅极信号的期间，判定在假设进行了向同步PWM模式的切换的情况下在电动机20中流动的d轴电流i_d是否为0或负，在判定结果为肯定的情况下将栅极信号生成部101的栅极信号的生成模式切换为同步PWM模式。即，本实施方式中，如图7所示在使逆变器10的输出电压Va为恒定的情况下，在d轴电流i_d为0或负的区域中采用同步PWM模式，在除此以外的区域中采用非同步PWM模式。

图8表示电动机20的反电动势低于逆变器10的直流中间电压e_dc的情况下的逆变器10的损失分析结果。但是，在非同步PWM模式下在电流相位40度实施弱磁控制，单脉冲同步PWM模式下以图5所示的i_d=0为条件。根据图8，相对于非同步PWM模式，在单脉冲同步PWM模式下，IGBT的接通（turn-on）和断开（turn-off）损失和续流二极管FWD的反向恢复损失大幅降低，逆变器10整体的损失大约降低6.5成。如上所述，根据本实施方式，在栅极信号生成部101以同步PWM模式生成对逆变器20施加的栅极信号时，从逆变器10对电动机20供给的电流中d轴电流为正时，将栅极信号生成部101的栅极信号的生成模式切换为非同步PWM模式，因此在弱磁不生效的状况下能够避免同步PWM模式持续，能够避免电动机的损失增大。此外，根据本实施方式，在栅极信号生成部101以非同步PWM模式生成栅极信号的期间，仅在假设进行了向同步PWM模式的切换时弱磁生效、电动机的损失不增大的情况下，进行向同步PWM模式的切换。因而，能够实现不会导致损失增大、且能够高速动作的电动机驱动系统。

＜第二实施方式＞

图9是表示包括本发明的第二实施方式的控制装置100A的电动机驱动系统的结构的框图。逆变器10和电动机20的结构与上述第一实施方式（图1）相同。以下说明控制装置100A的结构。

电流检测部111是检测从逆变器10对电动机20的U相、V相和W相的各定子绕组分别供给的U相电流i_u、V相电流i_v和W相电流i_w的单元。三相二相转换部112是将用电流检测部111检测出的U相电流i_u、V相电流i_v和W相电流i_w转换为由α轴和β轴构成的规定的静止正交坐标系中的二相的电流i_α和i_β的单元。该二相电流i_α和i_β是在静止正交坐标系中旋转的电流向量的α轴成分和β轴成分。然后，坐标转换部113是将电流i_α和i_β坐标转换为旋转正交坐标系的d轴电流i_d和q轴电流i_q的单元，上述旋转正交坐标系是由朝向在电动机20的转子设置的N极的方向的d轴和与该d轴正交的q轴构成的。其中，三相二相转换部112和坐标转换部113是周知的技术，所以省略详细说明，例如在非专利文献1中已经说明。

转速检测部121检测电动机20的转子的转速n。直流电压检测部122检测对电容器12充电的直流中间电压e_dc，向输出电压运算部123输出检测出的电压值e_dc。输出电压运算部123按照上述式（6）运算同步PWM模式下的输出电压Va，并向总磁通运算部124输出。总磁通运算部124如下所述进行总磁通Ψ₀的运算。首先，总磁通运算部124按照式（8）算出与电动机20的转速对应的电角速度ω。

【式8】

$\mathrm{\ω}=\frac{\mathrm{nP\π}}{60}\·\·\·\left(8\right)$

此处，电动机20的转速n用转速检测部121检测。此外，P是电动机20中的转子的磁极数，预先存储在极数存储部125中。

接着，总磁通运算部基于电角速度ω和由输出电压运算部123算出的输出电压Va，按照上述式（7），算出总磁通Ψ₀。

反电动势存储部126存储基本频率f_base和基本频率下的电动机20的反电动势v_emf。此处，基本频率f_base是将电动机20能够不降低最大转矩地工作的电动机20的转速的最大值换算为电动机20的反电动势而得的。切换负载角运算部127是算出d轴电流id为0的负载角δ即切换负载角δ1的单元。该切换负载角运算部127，首先基于存储在反电动势存储部126中的基本频率f_base和反电动势v_emf，按照式（9）算出磁铁磁通Ψ_m。

【式9】

${\mathrm{\Ψ}}_m=\frac{v_{\mathrm{emf}}}{2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{base}}}\·\·\·\left(9\right)$

接着，切换负载角运算部127基于总磁通Ψ₀和磁铁磁通Ψ_m，按照式（10）运算切换负载角δ₁（参照图7）。

【式10】

${\mathrm{\δ}}_1={\cos }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\Ψ}}_m}{{\mathrm{\Ψ}}_0}\right)\·\·\·\left(10\right)$

负载角运算部131在假设切换到同步PWM模式的情况下，根据上述式（5）反推产生与当前的转矩指令相应的转矩T所需的负载角δ。此时，使用由总磁通运算部124算出的总磁通Ψ₀和在Ld、Lq存储部132中预先存储的d轴电感Ld和q轴电感Lq。

负载角比较部141对负载角δ与d轴电流i_d为零的切换负载角δ₁进行比较，如果δ<δ₁则将模式标志FLG（flag）设定为“0”，如果δ≥δ₁则将模式标志FLG设定为“1”。

非同步/同步切换部142，在栅极信号生成部101以非同步PWM模式生成栅极信号的期间在模式标志FLG成为“1”时，将栅极信号生成部101的栅极信号的生成模式切换为同步PWM模式，模式标志FLG为“0”的情况下维持非同步PWM模式。此外，非同步/同步切换部142，在栅极信号生成部101以同步PWM模式生成栅极信号的期间用坐标转换部113算出的d轴电流i_d为正的情况下，将栅极信号生成部101的栅极信号的生成模式切换为非同步PWM模式。

根据本实施方式，能够得到与上述第一实施方式同样的效果。此外，在本实施方式中，与非同步PWM模式下的控制并行进行切换到同步PWM模式的情况下的负载角δ的算出，所以在控制装置100A中，能够把握负载角δ接近切换负载角δ₁的状况。因而，在δ≥δ₁、从非同步PWM模式切换到同步PWM模式时，能够顺利地进行用于该切换的控制。

＜第三实施方式＞

图10是表示包括本发明的第三实施方式的控制装置100B的电动机驱动系统的结构的框图。逆变器10和电动机20的结构与上述第一实施方式（图1）相同。在本实施方式中的控制装置100B中，将上述第二实施方式（图9）中的直流电压检测部122置换为直流电压存储部128。该直流电压存储部128是预先存储对电容器12充电的逆变器直流中间电压e_dc的单元。在逆变器直流中间电压e_dc的值几乎不变动的情况下，可以使用在直流电压存储部128中预先存储的逆变器直流中间电压e_dc，进行从非同步PWM模式向同步PWM模式的切换控制。

该切换控制的内容与上述第二实施方式相同，所以省略说明。

＜第四实施方式＞

图11是表示包括本发明的第四实施方式的控制装置100C的电动机驱动系统的结构的框图。逆变器10和电动机20的结构与上述第一实施方式（图1）相同。

在控制装置100C中，栅极信号生成部101、电流检测部111、三相二相转换部112、坐标转换部113、转速检测部121和Ld、Lq存储部132与上述第二实施方式（图9）相同。

切换负载角存储部129存储将在电动机20产生的反电动势的频率f与切换负载角δ₁关联的表。以下列举电动机20的具体设计，说明该切换负载角δ₁的表的生成方法。例如，设电动机20的频率400Hz下的反电动势的实效值为380V、q轴电感Lq为2.2mH。此外，设逆变器直流中间电压e_dc为565.7V。此外，设电动机20的基本频率f_base是400Hz、基本频率下的电动机20的反电动势v_emf为380V。该情况下，在式（9）中代入f_base=400Hz，v_emf＝380V，则磁铁磁通Ψm为0.151Wb。

逆变器输出电压Va，在式（6）中代入e_dc=565.7V时，Va=441.1V。该情况下，频率f下的切换负载角δ₁如（式16）所示求出。

【式11】

${\mathrm{\&delta;}}_1={\cos }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\&Psi;}}_m}{{\mathrm{\&Psi;}}_0}\right)$

$={\cos }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\&Psi;}}_m}{V_a/2\mathrm{\&pi;f}}\right)$

$={\cos }^{-1}\left(\frac{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&Psi;}}_m}{V_a}f\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(11\right)$

在上述式（11）中代入Ψ_m、Va和350Hz～400Hz的频率f时，能够得到频率f＝350Hz～400Hz下的切换负载角δ₁。图12表示其结果。在切换负载角存储部129中存储有这样求出的切换负载角δ₁的表。

负载角运算部133，在切换到同步PWM模式的情况下，根据上述式（5）反推产生与当前的转矩指令相应的转矩T所需的负载角δ。此时，负载角运算部133根据由转速检测部121检测出的转速n求出电动机20的感应电压的频率f＝nP/120，通过使用由该频率f确定的总磁通Ψ₀=Va/f和在Ld、Lq存储部132中预先存储的d轴电感Ld以及q轴电感Lq，求出与转矩T对应的负载角δ。

负载角比较部143，从切换负载角存储部129内的表中读出与电动机20的感应电压的频率f对应的切换负载角δ₁，对该读出的切换负载角δ₁和由负载角运算部133算出的负载角δ进行比较。然后，如果δ<δ₁则将模式标志FLG设定为“0”，如果δ≥δ₁则将模式标志FLG设定为“1”。

非同步/同步切换部142的功能与上述第二实施方式相同。在本实施方式中，也能够得到与上述第二实施方式同样的效果。此外，根据本实施方式，因为将切换负载角δ₁的运算处理置换为表的参照处理，所以与上述第二实施方式相比具有控制装置100C的运算负担较小的优点。

＜其他实施方式＞

以上说明了本发明的第一～第四实施方式，但本发明中也能够考虑其他实施方式。例如如下所述。

（1）逆变器的电源可以如图所示是直流电源，也可以用二极管整流器等将交流转换为直流而得到。

（2）对栅极信号生成部施加转矩指令作为输入，但也可以是施加速度指令，根据速度指令值与实际的速度的偏差得到转矩指令的方式。

（3）电流检测部不一定需要检测三相电流，也可以检测两相，剩余一相用运算求出。

（4）也可以设置转速预测部，来代替设置转速检测部。

（5）从同步PWM模式向非同步PWM模式的转移通过d轴电流i_d成为零的负载角δ₁来切换，相反地，从非同步PWM模式向同步PWM模式的转移可以从d轴电流id成为负的负载角δ₁+Δδ（例如Δδ=5度）开始。该情况下，在从同步PWM模式向非同步PWM模式的切换和从非同步PWM模式向同步PWM模式的切换之间设置有迟滞。因而，能够防止频繁地进行同步PWM模式和非同步PWM模式之间的切换，使电动机驱动系统的动作稳定化。

（6）在上述各实施方式中，采用单脉冲同步PWM模式作为同步PWM模式，但是在逆变器输出电压恒定下控制负载角实施转矩控制的情况下，也能够应用三脉冲等的同步PWM模式。

（7）在上述第四实施方式中，在切换负载角存储部129存储有切换负载角表，该切换负载角表将与电动机20的转速n成比例的反电动势的频率f和切换负载角δ₁关联。但是，代替这样，也可以在切换负载角存储部129存储将与电动机20的转速n成比例的其他参数或者电动机20的转速n本身和切换负载角δ₁关联的切换负载角表，通过参照该切换负载角表求出与当前的转速n对应的切换负载角δ₁。

（7）在上述各实施方式中，非同步/同步切换部进行以下两种切换控制。

切换控制A：在栅极信号生成部以同步PWM模式生成栅极信号时，判定d轴电流是否为正，在判定结果为肯定的情况下将栅极信号生成部的栅极信号的生成模式切换为非同步PWM模式。

切换控制B：在栅极信号生成部以非同步PWM模式生成栅极信号时，判定如果在将栅极信号的生成模式切换为同步PWM模式的情况下d轴电流是否为0以下，在判定结果为肯定的情况下将栅极信号的生成模式切换为同步PWM模式。

但是，关于切换控制B，例如也可以在电动机的转速超过阈值的情况下进行向同步PWM模式的切换等，还可以用其他方法进行向同步PWM模式的切换。其结果是，在同步PWM模式下d轴电流为正的情况下，由于切换控制A生效，所以能够防止逆变器和电动机整体的损失增加。

（8）大多逆变器的控制装置，包括处理器和存储有使该处理器执行的程序的存储器。于是，可以设想各种电动机，生成使计算机起到本发明的控制装置的作用的程序，对逆变器的控制装置的用户分配该程序。例如，在上述第二实施方式（图9）中，栅极信号生成部101、三相二相转换部112、坐标转换部113、输出电压运算部123、总磁通运算部124、切换负载角运算部127、负载角比较部141和非同步/同步切换部142的实体，是处理器按照程序执行的运算处理。于是，设想各种电动机20，生成该程序，并且安装在控制装置的存储器中。此时，在Ld、Lq存储部132等各种存储部中存储的参数，可以由程序本身持有，或者也可以将非易失性存储器等中存储的参数读入程序中。将上述第二实施方式以外的各实施方式作为程序实现的情况也同样。

Claims (8)

1.一种逆变器的控制装置，其特征在于，包括：

栅极信号生成单元，其生成用于进行构成驱动电动机的逆变器的开关元件的通/断切换的栅极信号，作为所述栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，所述非同步PWM模式，通过使用指示应从所述逆变器供给到所述电动机的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号，所述同步PWM模式，通过使用所述电压指令和与所述电压指令同步的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号；

非同步/同步切换单元，其在所述栅极信号生成单元以所述同步PWM模式生成对所述逆变器施加的栅极信号时，判定从所述逆变器对所述电动机供给的电流中与在所述电动机的转子设置的永磁铁的N极的方向对应的成分即d轴电流是否为正，在判定结果为肯定的情况下将所述栅极信号生成单元的栅极信号的生成模式切换为所述非同步PWM模式。

2.如权利要求1所述的逆变器的控制装置，其特征在于：

所述非同步/同步切换单元，在所述栅极信号生成单元以所述非同步PWM模式生成对所述逆变器施加的栅极信号时，判定在将所述栅极信号生成单元中的栅极信号的生成模式切换为所述同步PWM模式的情况下从所述逆变器对所述电动机供给的d轴电流是否为0以下，在判定结果为肯定的情况下将所述栅极信号生成单元的栅极信号的生成模式切换为所述同步PWM模式。

3.如权利要求1所述的逆变器的控制装置，其特征在于：

所述非同步/同步切换单元，在所述栅极信号生成单元以所述非同步PWM模式生成对所述逆变器施加的栅极信号时，判定在将所述栅极信号生成单元中的栅极信号的生成模式切换为所述同步PWM模式的情况下从所述逆变器对所述电动机供给的d轴电流是否为负的规定值以下，在判定结果为肯定的情况下将所述栅极信号生成单元的栅极信号的生成模式切换为所述同步PWM模式。

4.如权利要求2或3所述的逆变器的控制装置，其特征在于，包括：

直流电压检测单元，其检测输入到所述逆变器的开关部的直流中间电压；

输出电压运算单元，其基于由所述直流电压检测单元检测的直流中间电压，计算所述同步PWM模式下的所述逆变器的输出电压；

总磁通运算单元，其基于由所述输出电压运算单元计算出的所述逆变器的输出电压和所述电动机的转速，计算在所述电动机中产生的总磁通；

切换负载角运算单元，其基于所述电动机的基本频率下的反电动势和由所述总磁通运算单元计算出的总磁通计算切换负载角，所述切换负载角是在使所述栅极信号生成单元以所述同步PWM模式进行工作的情况下所述电动机的d轴电流成为规定值的负载角；

负载角运算单元，其计算用于在所述同步PWM模式下产生与当前的转矩指令相应的转矩的负载角；和

负载角比较单元，其对由所述负载角运算单元计算出的负载角和由所述切换负载角运算单元计算出的切换负载角进行比较，

所述非同步/同步切换单元，基于所述负载角比较单元的比较结果，判定是否进行从所述非同步PWM模式向所述同步PWM模式的切换。

5.如权利要求2或3所述的逆变器的控制装置，其特征在于，包括：

直流电压存储单元，其存储输入到所述逆变器的开关部的直流中间电压；

输出电压运算单元，其基于被所述直流电压存储单元存储的直流中间电压，计算所述同步PWM模式下的所述逆变器的输出电压；

总磁通运算单元，其基于由所述输出电压运算单元计算出的所述逆变器的输出电压和所述电动机的转速，计算在所述电动机中产生的总磁通；

切换负载角运算单元，其基于所述电动机的基本频率下的反电动势和由所述总磁通运算单元计算出的总磁通计算切换负载角，所述切换负载角是在使所述栅极信号生成单元以同步PWM模式进行工作的情况下所述电动机的d轴电流成为规定值的负载角；

负载角运算单元，其计算用于在所述同步PWM模式下产生与当前的转矩指令相应的转矩的负载角；和

负载角比较单元，其对由所述负载角运算单元计算出的负载角和由所述切换负载角运算单元计算出的切换负载角进行比较，

所述非同步/同步切换单元，基于所述负载角比较单元的比较结果，判定是否进行从所述非同步PWM模式向所述同步PWM模式的切换。

6.如权利要求2或3所述的逆变器的控制装置，其特征在于，包括：

切换负载角存储单元，其存储将切换负载角和所述电动机的转速或与该转速成比例的参数相关联的表，所述切换负载角是在使所述栅极信号生成单元以所述同步PWM模式进行工作的情况下所述电动机的d轴电流成为规定值的负载角；

负载角运算单元，其计算用于在所述同步PWM模式下产生与当前的转矩指令相应的转矩的负载角；和

负载角比较单元，其对由所述负载角运算单元计算出的负载角和被所述切换负载角存储单元存储的与当前的电动机的转速对应的切换负载角进行比较，

所述非同步/同步切换单元，基于所述负载角比较单元的比较结果，判定是否进行从所述非同步PWM模式向所述同步PWM模式的切换。

7.一种驱动电动机的逆变器的控制方法，其特征在于，包括：

栅极信号生成步骤，其生成用于进行构成所述逆变器的开关元件的通/断切换的栅极信号，作为所述栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，所述非同步PWM模式，通过使用指示应从所述逆变器供给到所述电动机的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号，所述同步PWM模式，通过使用所述电压指令和与所述电压指令同步的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号；

非同步/同步切换步骤，其在所述栅极信号生成步骤中以所述同步PWM模式生成对所述逆变器施加的栅极信号时，判定从所述逆变器对所述电动机供给的电流中与在所述电动机的转子设置的永磁铁的N极的方向对应的成分即d轴电流是否为正，在判定结果为肯定的情况下将所述栅极信号生成步骤中的栅极信号的生成模式切换为所述非同步PWM模式。

8.一种驱动电动机的逆变器的控制方法，其特征在于，包括：

栅极信号生成步骤，其生成用于进行构成所述逆变器的开关元件的通/断切换的栅极信号，作为所述栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，所述非同步PWM模式，通过使用指示应从所述逆变器供给到所述电动机的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号，所述同步PWM模式，通过使用所述电压指令和与所述电压指令同步的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号；

非同步/同步切换步骤，其在所述栅极信号生成步骤中以所述同步PWM模式生成对所述逆变器施加的栅极信号时，判定从所述逆变器供给地所述电动机供给的电流中与在所述电动机的转子设置的永磁铁的N极的方向对应的成分即d轴电流是否为正，在判定结果为肯定的情况下将所述栅极信号生成步骤中的栅极信号的生成模式切换为所述非同步PWM模式，并且在所述栅极信号生成步骤中以所述非同步PWM模式生成给予所述逆变器的栅极信号时，判定在将所述栅极信号生成步骤中的栅极信号的生成模式切换为所述同步PWM模式的情况下从所述逆变器供给到所述电动机的d轴电流是否为0以下，在判定结果为肯定的情况下将所述栅极信号生成步骤中的栅极信号的生成模式切换为所述同步PWM模式。