JP4452383B2

JP4452383B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP4452383B2
Application number: JP2000227730A
Authority: JP
Inventors: 敏夫柴田; 勝実鈴木
Original assignee: FDK Corp
Current assignee: FDK Corp
Priority date: 2000-07-27
Filing date: 2000-07-27
Publication date: 2010-04-21
Anticipated expiration: 2020-07-27
Also published as: JP2002044941A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はスイッチング制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、たとえば低電圧大電流の直流電源を得るために使用される降圧用ＤＣ−ＤＣコンバータに適用して有効な技術である。
【０００２】
【従来の技術】
たとえば最近のマイクロプロセッサは、消費電力を増大させずに動作の高速化をはかるために、低電圧大電流で動作するものが多くなってきた。こういった低電圧大電流の動作電源をリチウム電池などの比較的高圧の電源から供給する場面では、スイッチング制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータが適している。
【０００３】
このＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電流をスイッチング回路でオン／オフ制御しながら平滑回路に入力させるとともに、その平滑回路の出力電圧が所定の目標電圧となるように上記スイッチング回路のオン時間幅（あるいはデューティ比）をフィードバック制御する。
【０００４】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧の変換効率が良いこと、出力に含まれるリップル成分が少ないことが要求される。リップルについては、出力電流が大きくなるにしたがって大きくなる傾向がある。大電流出力時にもリップルの少ない良質な変換出力を得るためには、スイッチング周波数を高くするのが有効である。しかし、そのスイッチング周期数を高くすると、スイッチング動作に伴う電力損失の割合が増えて変換効率が低下する、という背反が生じる。
【０００５】
スイッチング回路を構成するＭＯＳトランジスタなどのスイッチング素子における駆動損失およびスイッチング損失は、オン／オフが切り替わる過渡期に集中的に生じる。スイッチング周波数を高くすると、その過渡期の時間割合が増大して変換効率が低下する。
【０００６】
そこで、上記スイッチング回路を複数に分割して、各分割スイッチング回路を互いに異なる位相で多相動作させるとともに、各分割スイッチング回路のオン／オフ出力電流を多重合成することにより、個々のスイッチング回路でのスイッチング周波数は低くても、実質的に高い周波数でスイッチングを行ったのと同等のリップル抑制効果を得るようにした技術が提供されている（たとえば、特開昭５３−８３０１４号、特開昭５８−１３６２６６号）。
【０００７】
図５はスイッチング回路を複数に分割したＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す。
同図に示すＤＣ−ＤＣコンバータは非絶縁型の直流降圧装置をなすものであって、共通の入力電源１から供給される入力電流をそれぞれにオン／オフ制御する２つのスイッチング回路Ｓ１，Ｓ２と、各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２にてそれぞれにオン／オフ制御された電流ｉ１，ｉ２を多重合成しながら平滑して負荷３へ供給する平滑回路２と、この平滑回路２の出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出回路４と、この電圧検出回路４の検出出力Ｖｆに基づいて上記スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２のオン／オフ動作を制御する多相ＰＷＭ制御回路５とによって構成される。多相ＰＷＭ制御回路４は、上記複数のスイッチング回路Ｓ１，Ｓ２を互いに同一周期かつ１８０度異なる位相でオン／オフ動作（多相動作）させるとともに、出力電圧Ｖｏが所定の目標値となるように各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２のオン時間幅（パルス通電幅）をフィードバック制御する。
【０００８】
この２回路分割スイッチング方式（２回路方式）によれば、各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング周波数の２倍の周波数でスイッチングを行ったのと同じリップル抑制効果を得ることができる。これにより、変換効率を低下させることなく、リップルの少ない良質な変換出力を効率良く得ることができる。
なお、図５の構成例は本発明者らが検討した回路であって、従来公知の技術そのものではない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述した技術が有効なのは、大電流出力時だけであって、低電流出力時には、スイッチング回路を分割して多相動作させることによる変換効率の改善効果は得られず、むしろ、変換効率の低下を招くことが本発明者によってあきらかとされた。
【００１０】
すなわち、前述した２回路方式は、大電流出力時の変換効率向上およびリップル抑制には有効であるが、低電流出力時の変換効率に着目した場合には、それ以前の１回路スイッチング方式（１回路方式）よりも不利であることが判明した。共に同じリップル抑制効果を得るという前提の下で検討すると、２回路方式の場合、大電流出力時には、２つのスイッチング回路をそれぞれにオン／オフ動作させることによって生じる電力損失を、スイッチング周波数を高くすることによって生じる電力損失よりも小さくして変換効率を高めることができるが、低電流出力時にはその大小関係が逆転して、１回路方式よりも変換効率が低下してしまう。
【００１１】
この発明は、以上のような問題に鑑みてなされたもので、その目的は、低電流から大電流までの広いダイナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に得ることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前述した課題を解決するための手段として、本発明では次のような手段を提供する。すなわち、本発明では、入力電流をスイッチング回路でオン／オフ制御しながら平滑回路に入力させ、この平滑回路の出力電圧が所定の目標電圧となるように上記スイッチング回路のオン時間幅をフィードバック制御する多相ＰＷＭ制御回路を有するとともに、上記スイッチング回路が複数のスイッチング回路により構成され、各スイッチング回路にてそれぞれにオン／オフ制御された電流が平滑回路に入力されて出力されるスイッチング制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、次の構成手段（１）〜（５）を備えたことを特徴とする。
（１）入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路の数および組み合わせを出力電流に応じて可変設定する動作制御手段を備える。
（２）複数のスイッチング回路の各出力側にはそれぞれ、前記インダクタンス素子への通電が遮断されたときに生じる慣性誘導電流を循環回生させるフライホィール回路が設けられている。
（３）フライホィール回路は、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的にオン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形成される。
（４）入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路のオン期間と、フライホィール回路を形成するスイッチング回路のオン期間との間に、所定のオフセット期間を介在させるタイミング調整手段を備える。
（５）動作制御手段はフライホィール回路を形成するスイッチング回路を低電流出力時に常時オフの非動作状態に設定する。
【００１３】
上記手段によれば、大電流出力時には、複数のスイッチング回路をそれぞれにオン／オフ動作させることによって生じる電力損失を、スイッチング周波数を高くすることによって生じる電力損失よりも小さくして変換効率を高めることができるとともに、実質的に高い周波数でスイッチングを行ったのと同等のリップル抑制効果を得ることができる一方、小電流出力時（あるいは微電流出力時）には、上記電力損失の発生源を低減させることによって変換効率の低下を回避することができる。
さらに、インダクタンス素子への通電が遮断されたときに生じる慣性誘導電流を循環回生させるフライホィール回路も、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的にオン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形成し、これらも含めたすべてのスイッチング回路の動作（オン/オフ）／非動作（常時オフ）の組み合わせにより、出力電流を、大電流域、中電流域、小電流域の３段階、または大電流域、中電流域、小電流域、微電流域の４段階といったように、多段階に可変設定するとともに、各段階ごとに、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に行うことができる最適動作状態を自動的に設定させることができる。
これにより、低電流から大電流までの広いダイナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に得ることができる。
【００１４】
上記手段において、動作制御手段は、平滑回路から負荷へ供給される出力電流を検出する電流検出手段と、多相ＰＷＭ制御回路から複数のスイッチング回路に与えられるＰＷＭ信号を上記電流検出手段の検出出力に基づいて制御する信号制御回路とによって構成することができる。
【００１５】
上記平滑回路は、複数のスイッチング回路の各出力側にそれぞれ直列に接続された複数のインダクタンス素子（チョークコイル）と、この複数のインダクタンス素子の各通過電流を集めて充電する共通の容量素子とによって構成することができる。この場合、複数のスイッチング回路の各出力側にそれぞれ、上記インダクタンス素子への通電が遮断されたときに生じる慣性誘導電流（フライホィール電流）を循環回生させるフライホィール回路を設けることで、電流の利用効率を高めることができる。
【００１６】
上記フライホィール回路は、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的にオン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形成することができる。この場合、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路（通電スイッチング回路）のオン期間と、フライホィール回路を形成するスイッチング回路（短絡スイッチング回路）のオン期間との間に、所定のオフセット期間を介在させるタイミング調整手段を備えれば、通電と短絡の両スイッチング回路が同時オンすることによって流れる貫通電流を確実に防止することができる。
【００１７】
また、フライホィール回路を形成するスイッチング回路を低電流出力時に常時オフの非動作状態に設定する制御手段を備えれば、平滑回路の容量素子に充電された電荷がそのスイッチング回路を介して放電されてしまう逆流現象を確実に阻止することができる。
【００１８】
上記スイッチング回路を構成するスイッチング素子としては、ＭＯＳトランジスタを使用することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の代表的な実施形態を添付図面を参照しながら説明する。
図１は、この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。
同図に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのスイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａ、平滑回路２、電圧検出回路３、多相ＰＷＭ制御回路５、電流検出回路６、信号制御回路７などによって構成される。
【００２０】
スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａは、リチウムイオン電池などの共通入力電源１から供給される入力電流をそれぞれにオン／オフ制御する。各スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａにてそれぞれにオン／オフ制御された電流ｉ１，ｉ２は、平滑回路２に入力されて集められる。各スイッチング回路（通電スイッチング回路）Ｓ１ａ，Ｓ２ａの出力側にはそれぞれ、フライホィール回路を形成するスイッチング回路（短絡スイッチング回路）Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂが接続されている。
【００２１】
平滑回路２は、２つの通電スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａの各出力側にそれぞれ直列に接続されたインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２と、各インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２の通過電流（ｉ１，ｌ２）を集めて充電する共通の容量素子Ｃｏによって構成され、スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａでオン／オフ制御された電流ｉ１，ｉ２を多重合成しながら平滑して負荷４へ供給する。
【００２２】
多相ＰＷＭ制御回路５は、基準周波数信号発生回路５１、多相信号生成回路５２、ＰＷＭ制御回路５３、相補信号生成回路５４などによって構成され、上記２つのスイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａを互いに同一周期かつ１８０度異なる位相でオン／オフ動作させるとともに、電圧検出回路３の検出出力Ｖｆに基づいて、上記平滑回路２の出力電圧Ｖｏが所定の目標値となるように各スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａのオン時間幅をフィードバック制御する。
【００２３】
この場合、多相ＰＷＭ制御回路５は、上記相補信号生成回路５４により、上記通電スイッチング回路Ｓ１，ａ，Ｓ２ａを１８０度位相差でオン／オフ動作させる正相ＰＷＭ信号＋φｍ１，＋φｍ２と、上記短絡スイッチング回路Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂを上記通電スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａに対して相補的にオン／オフ動作させる逆相ＰＷＭ信号−φｍ１，−φｍ２を出力する。その正相と逆相のＰＷＭ信号（＋φｍ１と−φｍ１，＋φｍ２と−φｍ２）にはそれぞれ、上記相補信号生成回路５４内のタイミング調整用遅延回路５５により、両スイッチング回路（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）が共にオフとなる期間が生じるようなオフセット期間（ｄ）が挿入される。
【００２４】
電流検出回路６と信号制御回路７は、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａを低電流出力時に減数させる動作制御手段を構成する。電流検出回路６は、平滑回路２から負荷４へ供給される出力電流Ｉｏを検出する。その検出出力Ｐｉは、”１（ハイ）”または”０（ロウ）”の２値論理信号ｄ１，ｄ２の形で出力される。信号制御回路７は論理ゲートを用いて構成され、上記検出出力Ｐｉ（ｄ１，ｄ２）に基づいて、多相ＰＷＭ制御回路５から各スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａとＳ１ｂ，Ｓ２ｂに与えられるＰＷＭ信号の有効／無効を論理制御する。
【００２５】
図２は、出力電流Ｉｏの大きさとスイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）の動作（オン/オフ）／非動作（常時オフ）の組み合わせ例を示す。
【００２６】
同図の（Ａ）は、出力電流Ｉｏを大電流域、中電流域、小電流域の３段階に分け、各段階ごとにスイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）の動作／非動作を可変設定するようにした例を示す。この場合、大電流出力時には、２組のスイッチング回路（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）をすべてオン／オフ動作させ、中電流出力時には１組（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ）だけ動作させて、他（Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）は常時オフ（常オフ）の非動作状態にする。また、小電流出力時には、フライホィール回路を形成する短絡スイッチング回路（Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ）は動作させず、オン／オフ通電路を形成する通電スイッチング回路を１つ（Ｓ１ａ）だけ動作させる。これにより、リップルが大きくなる大電流出力時だけ多相スイッチング動作を行って、大電流出力時に大きくなるリップルを効果的に抑制する。
【００２７】
同図の（Ｂ）は、出力電流Ｉｏを大電流域、中電流域、小電流域、微電流域の４段階に分け、各段階毎にスイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）の動作／非動作（常オフ）を可変設定するようにした例を示す。この場合、大電流出力時には、２組のスイッチング回路（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）をすべて動作させ、中電流出力時には通電スイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ２ａ）だけをオン/オフ動作させる。また、小電流出力時には通電と短絡の１組のスイッチ回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ）だけ動作させて、他（Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）は常時オフ（常オフ）の非動作状態にする。さらに、微電流出力時には、フライホィール回路を形成する短絡スイッチング回路（Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ）は動作させず、オン／オフ通電路を形成する通電スイッチング回路を１つ（Ｓ１ａ）だけ動作させる。これにより、各段階ごとに、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に行うことができる最適動作状態が自動的に設定される。
【００２８】
図３は、大電流出力時（Ａ）と小電流出力時（Ｂ）の動作波形チャートを例示する。同図の（Ａ）に示すように、大電流出力時（重負荷時）には、すべてのスイッチング回路（Ｓ１，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）を動作させることにより、リップルの少ない良好な変換出力波形を得ることができる。また、（Ｂ）に示すように、小電流出力時（軽負荷時）には、オン／オフ動作させるスイッチング回路の数を減らすことにより、そのスイッチング回路のオン／オフ動作に伴う電力損失を低減させて、高い変換効率を維持することができる。同図において、ｄはオフセット期間であって、その時間幅は、スイッチング回路Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂにそれぞれ貫通電流が流れるのを確実に防止できるようにあらかじめ設定されている。
【００２９】
図４は、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流Ｉｏに対する変換効率特性を従来の２回路方式のものと対比させながら示したグラフである。同図からもあきらかなように、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、低電流から大電流までの広いダイナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に得ることができる。
【００３０】
以上、本発明をその代表的な実施形態に基づいて説明したが、本発明は上述した以外にも種々の態様が可能である。たとえば、複数のインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２をそれぞれ、コアと二次巻線を共有するトランスの分割一次巻線に置き換えることにより、入出力絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することが可能になる。さらに、上述した実施形態は、２組のスイッチング回路を１８０度位相差でオン／オフ動作させる２相駆動方式であったが、本発明では、３相以上の多相駆動方式も可能である。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電流をオン・オフするスイッチング回路を数のスイッチング回路で構成するとともに、各スイッチング回路を互いに同一周期かつ異なる位相でオン／オフ動作させることにより、大電流出力時のスイッチング周波数を実効的に高める一方、インダクタンス素子への通電が遮断されたときに生じる慣性誘導電流を循環回生させるフライホィール回路も、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的にオン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形成し、低電流出力時に動作させるスイッチング回路の組み合わせにより、出力電流を、多段階に可変設定するとともに、各段階ごとに、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に行うことができる最適動作状態を自動的に設定させることができる。これにより、低電流から大電流までの広いダイナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの実施態様を示す回路図である。
【図２】出力電流とスイッチング回路の動作組み合わせ例を示す図である。
【図３】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作例を示す波形チャートである。
【図４】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に対する変換効率特性を示すグラフである。
【図５】この発明に先立って検討されたＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１入力電源２平滑回路
３電圧検出回路４負荷
５多相ＰＷＭ制御回路５１基準周波数信号発生回路
５２多相信号生成回路５３ＰＷＭ制御回路
５４相補信号生成回路５５タイミング調整用遅延回路
６電流検出回路７信号制御回路
Ｓ１ａ，Ｓ２ａスイッチング回路（オン／オフ通電路）
Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂスイッチング回路（フライホィール回路）
Ｌ１，Ｌ２インダクタンス素子（チョークコイル）
Ｃｏ容量素子
ｉ１，ｉ２スイッチング回路ごとのオン／オフ電流
Ｖｏ出力電圧
Ｖｆ電圧検出出力
Ｉｏ出力電流
Ｐｉ電流検出出力（ｄ１，ｄ２）
φｍ１，φｍ２ＰＷＭ信号（単相）
＋φｍ１，＋φｍ２ＰＷＭ信号（正相）
−φｍ１，−φｍ２ＰＷＭ信号（逆相）
ｄオフセット期間

Claims

入力電流をスイッチング回路でオン／オフ制御しながら平滑回路に入力させ、この平滑回路の出力電圧が所定の目標電圧となるように上記スイッチング回路のオン時間幅をフィードバック制御する多相ＰＷＭ制御回路を有するとともに、上記スイッチング回路が複数のスイッチング回路により構成され、各スイッチング回路にてそれぞれにオン／オフ制御された電流が平滑回路に入力されて出力されるスイッチング制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路の数および組み合わせを出力電流に応じて可変設定する動作制御手段を備える、
スイッチング回路の各出力側にはそれぞれ、前記インダクタンス素子への通電が遮断されたときに生じる慣性誘導電流を循環回生させるフライホィール回路が設けられている、
フライホィール回路は、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的にオン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形成されている、
入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路のオン期間と、フライホィール回路を形成するスイッチング回路のオン期間との間に、所定のオフセット期間を介在させるタイミング調整手段を備える、
動作制御手段はフライホィール回路を形成するスイッチング回路を低電流出力時に常時オフの非動作状態に設定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記動作制御手段は、前記平滑回路から負荷へ供給される出力電流を検出する電流検出手段と、前記多相ＰＷＭ制御回路から前記複数のスイッチング回路に与えられるＰＷＭ信号を上記電流検出手段の検出出力に基づいて制御する信号制御回路とによって構成されていることを特徴とする。
請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記平滑回路は、前記複数のスイッチング回路の各出力側にそれぞれ直列に接続された複数のインダクタンス素子と、この複数のインダクタンス素子の各通過電流を集めて充電する共通の容量素子とによって構成されていることを特徴とする。
請求項１から３のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング回路はＭＯＳトランジスタを用いて構成されていることを特徴とする。