JP5195002B2

JP5195002B2 - Ｄｃｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP5195002B2
Application number: JP2008122864A
Authority: JP
Inventors: 直義高松
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2008-05-09
Filing date: 2008-05-09
Publication date: 2013-05-08
Anticipated expiration: 2028-05-09
Also published as: JP2009273282A

Description

本発明はＤＣＤＣコンバータ、特にマルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータに関する。

従来より、大電流出力に対応したＤＣＤＣコンバータとして、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータが提案されている。マルチフェーズ方式では、複数のコンバータを互いに並列に接続し、これら複数のコンバータを一つの制御装置で制御するものであり、各コンバータのスイッチング素子のオン期間が重ならないように各コンバータに対するＰＷＭ信号のパルスの位相をずらして制御する。

図１０に、特許文献１に記載されたマルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータの構成を示す。電源Ｐの直流の入力電圧Ｖ１を直流の出力電圧Ｖ０（Ｖ０＜Ｖ１）に変換する回路である。第１コンバータ２と第２コンバータ３とが並列に接続され、２つのコンバータ２，３のスイッチング素子を１つのコントローラＩＣ４によりオンタイミングをずらして制御する。

２つのコンバータ２，３は同一の構成であり、主な構成としてＦＥＴ等の２個のスイッチング素子１０，１１又はスイッチング素子１２，１３、インダクタ１４又はインダクタ１５、２つのコンバータで共有されるコンデンサ１６を備える。第１コンバータ２では第１スイッチング素子１０がコントローラＩＣ４からの第１ＰＷＭ信号ＰＳ１がハイ期間（オン期間）のときにオンし、第２スイッチング素子１１が第１ＰＷＭ信号ＰＳ１がロー期間（オフ期間）のときにオンする。また、第２コンバータ３では第１スイッチング素子１２がコントローラＩＣ４からの第２ＰＷＭ信号ＰＳ２がハイ期間（オン期間）のときにオンし、第２スイッチング素子１３が第２ＰＷＭ信号ＰＳ２がロー期間（オフ期間）のときにオンする。インダクタ１４，１５及びコンデンサ１６は平滑回路を構成する。スイッチング素子１０，１１，１２，１３のスイッチング動作により振幅が入力電圧Ｖ１に等しいパルス状電圧が平滑回路に出力され、平滑回路においてそのパルス状電圧を平均化する。コントローラＩＣ４では出力電圧Ｖ０が目標電圧となるようにデジタルの出力電圧Ｖ０に基づいて電圧モード制御によりＰＷＭ信号ＰＳ１，ＰＳ２を生成し、スイッチング素子１０〜１３のオン／オフを制御する。

特許第３８０９１５５号

しかしながら、従来のマルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータでは、出力が１つしかないため、複数の出力が必要となる場合には複数のＤＣＤＣコンバータを設ける必要が生じる。例えば、ハイブリッド車両等においては、モータを駆動するインバータに電力を供給するとともにエアコン等の補機に電力を供給する必要があり、高圧出力及び低圧出力の２出力が必要になるが、従来においては昇圧用ＤＣＤＣコンバータと降圧用ＤＣＤＣコンバータの２つのＤＣＤＣコンバータを設けることになるため構成の複雑化、大型化、重量化を招く問題がある。

本発明の目的は、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータを用いて複数出力を得ることにある。

本発明は、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータであって、電源に対して互いに並列に接続され、第１負荷に対して第１電圧を出力する第１コンバータ及び第２コンバータと、前記第１コンバータ及び前記第２コンバータの中間点に接続され、前記第１負荷と異なる第２負荷に対して第２電圧を出力する出力回路とを有する。

本発明の１つの実施形態では、前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号と前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号のデューティを制御する制御回路を有する。

また、本発明の他の実施形態では、前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号と前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号の位相差を制御する制御回路を有する。

また、本発明の他の実施形態では、前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号と前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号のデューティ及び位相差を制御する制御回路を有する。ここで、前記制御回路は、前記第１電圧に応じて前記デューティを制御し、前記第２電圧及び前記デューティに応じて前記位相差を制御することが好適である。また、前記制御回路は、前記第１電圧が第１目標電圧に一致するように前記デューティを制御し、前記第２電圧が第２目標電圧に一致するように前記デューティに応じて前記位相差を制御することが好適である。また、前記制御回路は、前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号を生成するための第１キャリア信号と、前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号を生成するための第２キャリア信号を生成するものであり、前記第２キャリア信号を前記第１キャリア信号を遅延させることで生成することが好適である。

本発明によれば、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータを用いて複数出力を得ることができる。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

図１に、本実施形態におけるマルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータの構成を示す。第１のコンバータ１００と第２のコンバータ２００が電圧Ｖａの電源２０に並列に接続される。第１のコンバータ１００と第２のコンバータ２００は同一の構成であり、第１のコンバータ１００は２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオード２４，２６、インダクタ２２及びコンデンサ２８を備える。第２のコンバータ２００は２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、ダイオード３４，３６、インダクタ３２、コンデンサ２８を備える。コンデンサ２８は２つのコンバータ１００，２００で共有される。インダクタ２２，３２及びコンデンサ２８で平滑回路を構成し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のスイッチング動作によりパルス状電圧が平滑回路に出力され、平滑回路においてパルス状電圧を平均化して負荷３０に電圧Ｖｂを出力する。スイッチング素子Ｑ１は第１ＰＷＭ信号のハイ期間においてオンし、スイッチング素子Ｑ２は第１ＰＷＭ信号のロー期間においてオンする。また、スイッチング素子Ｑ３は第２ＰＷＭ信号のハイ期間においてオンし、スイッチング素子Ｑ４は第２ＰＷＭ信号のロー期間においてオンする。

以上は従来のマルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータと共通の構成であるが、本実施形態においてはさらに、出力回路３７が設けられる。出力回路３７は、第１コンバータ１００の互いに直列に接続されるとともにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して並列接続される整流ダイオード２４，２６の接続点Ｐ、及び第２コンバータ２００の互いに直列接続されるとともにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対して並列に接続される整流用ダイオード３４，３６の接続点Ｑにそれぞれ接続され、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータから、負荷３０に供給される電圧に加えて他の電圧を取り出す。接続点Ｐ，Ｑはそれぞれ負荷３０に電圧Ｖｂを供給するための中間点であり、出力回路３７は、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータの中間点Ｐ，Ｑに接続されるということができる。出力回路３７は、変圧器３８、ダイオード４０，４２，４４，４６、コンデンサ４８を有して構成され、負荷５０に電圧Ｖｂと異なる電圧Ｖｃを出力する。

このように、本実施形態では出力回路３７を中間点Ｐ，Ｑに接続することで、負荷３０に電圧Ｖｂを出力するとともに、他の負荷５０に電圧Ｖｃを出力することができる。すなわち、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータから２出力を得ることができる。したがって、図２に示すように、電源２０を車載バッテリ（例えばＶａ＝２００Ｖ）とし、モータを駆動するインバータに高圧（例えば５００Ｖ）を供給するための昇圧ＤＣＤＣコンバータと、エアコン等の補機負荷に低圧（例えば１２Ｖ）を供給するための降圧ＤＣＤＣコンバータとを、単一のマルチフェーズ方式ＤＣＤＣコンバータで構成することが可能となる。昇圧ＤＣＤＣコンバータと降圧ＤＣＤＣコンバータを個別に設ける場合に比べて、構成の簡易化、サイズの小型化、重量軽減を図ることができ、車両に搭載した場合には燃費が向上する。

ところで、一般的なＤＣＤＣコンバータでは、出力電圧Ｖｂをスイッチング素子のデューティ（ｄｕｔｙ）で制御するが、本実施形態のマルチフェーズ方式ＤＣＤＣコンバータにおいて第１コンバータ１００と第２コンバータ２００のキャリア信号のデューティ及び位相差を制御することで、複数の出力電圧を独立に制御することができる。

図３に、本実施形態におけるマルチフェーズ方式ＤＣＤＣコンバータの２出力電圧を独立に制御する制御装置の構成ブロック図を示す。制御装置は、第１コンバータ１００に対応する第１制御部と、第２コンバータ２００に対応する第２制御部を有する。

第１制御部は、差分器５２、ＰＩＤコントローラ５４、キャリア信号生成器５６、及び比較器５８を有する。差分器５２は、所定のＶｂ指令値（第１目標電圧）と実際に検出された出力電圧Ｖｂとの差分を演算してＰＩＤコントローラ５４に出力する。ＰＩＤコントローラ５４は、公知の比例動作、積分動作、微分動作を組み合わせた制御を行うコントローラであり、実際に検出されたＶｂがＶｂ指令値に等しくなるようにデューティ（時比率）指令値を比較器５８に供給する。キャリア生成器５６は、キャリア信号（三角波）Ｃ１を生成して比較器５８に供給する。比較器５８は、デューティ指令値とキャリア信号とを比較して第１ＰＷＭ信号を生成して第１コンバータ１００のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に供給する。既述したように、第１ＰＷＭ信号のハイ期間でスイッチング素子Ｑ１がオンとなり、第１ＰＷＭ信号のロー期間でスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。

また、第２制御部は、差分器６０、ＰＩＤコントローラ６２、遅延発生器（位相差発生器）６４、キャリア信号生成器６６、及び比較器６８を有する。差分器６０は、所定のＶｃ指令値（第２目標電圧）と実際に検出された出力電圧Ｖｃとの差分を演算してＰＩＤコントローラ６２に出力する。ＰＩＤコントローラ６２は、実際に検出されたＶｃがＶｃ指令値に等しくなるようにキャリア位相差指令値を遅延発生器６４に供給する。遅延発生器６４は、キャリア生成器５６からのキャリア信号Ｃ１、すなわち第１コンバータ１００のＰＷＭ信号を生成するためのキャリア信号Ｃ１を、キャリア位相差指令値で与えられる位相差だけ遅延させてキャリア生成器６６に供給する。キャリア生成器６６は、キャリア信号Ｃ１をキャリア位相差指令値で与えられる位相差だけ遅延させて得られる信号をキャリア信号Ｃ２として比較器６８に供給する。キャリア生成器６６を不要とし、遅延発生器６４で遅延させたキャリア信号をそのままキャリア信号Ｃ２として比較器６８に供給してもよい。比較器６８は、ＰＩＤコントローラ５４からのデューティ指令値とキャリア信号Ｃ２とを比較し、第２ＰＷＭ信号を生成して第２コンバータ２００のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に供給する。第１コンバータ１００のスイッチングを制御するキャリア信号Ｃ１と第２コンバータ２００のスイッチングを制御するキャリア信号Ｃ２は、Ｖｃ指令値に応じて定まる位相差分だけずれており、デューティ及び位相差を制御することでＶｂ及びＶｃをそれぞれ独立に制御できることが理解される。

図４に、第１コンバータ１００のキャリア信号Ｃ１と第２コンバータ２００のキャリア信号Ｃ２の位相差（キャリア信号Ｃ１を基準とした場合のキャリア信号Ｃ２の位相差）と、出力電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｃとの関係を、デューティ（ｄｕｔｙ）をパラメータとして示す。出力電圧Ｖｂに関しては、位相差によらず（キャリア信号Ｃ１を基準とした位相差であるため）、デューティに応じて出力電圧Ｖｂの値が変化する。具体的には、デューティが０．２５、０．５、０．７５と順次増大するに従い、出力電圧Ｖｂの値も増大して高圧となる。一方、出力電圧Ｖｃに関しては、デューティが０．２５、０．５、０．７５と増大するほど出力電圧Ｖｃの値は増大するが、さらに位相差が増大するほど出力電圧Ｖｃの値は増大する。例えば、デューティ＝０．２５に着目すると、位相差が０の場合には出力電圧Ｖｃ＝０Ｖ、位相差が９０ｄｅｇの場合には出力電圧Ｖｃ＝約１５Ｖ、位相差が１８０ｄｅｇの場合には出力電圧Ｖｃ＝約１９Ｖとなる。

図５に、出力回路３７の出力Ｖｃを車載の空調等の補機負荷を駆動するための１４Ｖに固定するためのデューティと位相差との関係を示す。図４において、Ｖｃ＝１４Ｖとなるときのデューティと位相差との関係を抽出したものである。言い換えれば、このような（デューティ、位相差）の組を選択することで、出力回路３７の出力電圧Ｖｃを１４Ｖに設定でき、単一のＤＣＤＣコンバータでインバータを駆動するとともに補機を駆動することができる。

図６及び図７に、デューティ＝０．５の場合のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に供給される信号及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に供給される信号のタイミングチャートを示す。図６はキャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２の位相差が９０ｄｅｇの場合、図７はキャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２の位相差が１８０ｄｅｇの場合である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４も交互にオンオフする。図６においてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３のオンタイミングは９０ｄｅｇだけシフトし、図７においてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３のオンタイミングは１８０ｄｅｇだけシフトする。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングでスイッチング素子Ｑ４もオンし、スイッチング素子Ｑ２のオンタイミングでスイッチング素子Ｑ３もオンする。

図８及び図９に、デューティ＝０．７５の場合のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に供給される信号及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に供給される信号のタイミングチャートを示す。図８はキャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２の位相差が９０ｄｅｇの場合、図９はキャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２の位相差が１８０ｄｅｇの場合である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４も交互にオンオフする。図８においてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３のオンタイミングは９０ｄｅｇだけシフトし、図９においてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３のオンタイミングは１８０ｄｅｇだけシフトする。

このように、デューティと位相差とを制御することで、出力電圧Ｖｂ，Ｖｃを独立に制御することができる。モータを駆動するインバータに所定電圧、例えば５００Ｖを供給するためにＶｂ＝５００Ｖとした場合、Ｖｂ＝５００Ｖを得るためのデューティが決定され、このデューティの下で補機負荷を駆動するためにＶｃ＝１４Ｖとなる位相差が決定される。あるいは、出力電圧Ｖｂの指令値が変動するため、これに応じてデューティが変動しても、出力電圧Ｖｃを１４Ｖと一定に維持するための位相差が適応的に決定される。本実施形態は、デューティと位相差をそれぞれ独立に、あるいはデューティに連動させて位相差を従属的に変化させることで、出力電圧Ｖｂ，Ｖｃを多様に調整することができる。

本実施形態では、第１コンバータ１００のキャリア信号Ｃ１を基準とし、このキャリア信号Ｃ１を遅延させることで第２コンバータ２００のキャリア信号Ｃ２を生成しているが、キャリア信号Ｃ１とキャリア信号Ｃ２とを独立に生成してもよい。但し、２つのキャリア信号Ｃ１，Ｃ２の位相差を制御することで出力電圧Ｖｃの値を制御するため、同一キャリア信号源からの信号を処理してキャリア信号Ｃ１、キャリア信号Ｃ２を生成することが好適である。同一キャリア信号をＣ０とし、この信号Ｃ０を所定量だけ遅延させ、あるいは遅延させることなくキャリア信号Ｃ１を生成し、信号Ｃ０をさらに所定量だけ遅延させてキャリア信号Ｃ２を生成する等である。

本実施形態では、出力回路３７を中間点に接続して出力電圧Ｖｂとは別に出力電圧Ｖｃを得ているが、必要に応じて第２あるいは第３の出力回路を中間点に接続し、マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータから２出力以上の出力を取り出してもよい。

実施形態の構成図である。実施形態の車載ＤＣＤＣコンバータの説明図である。実施形態の制御ブロック図である。実施形態の位相差と出力電圧Ｖｂ，Ｖｃとの関係を示すグラフ図である。Ｖｃを１４Ｖに固定するためのデューティと位相差との関係を示すグラフ図である。デューティ０．５において位相差９０ｄｅｇの場合のタイミングチャートである。デューティ０．５において位相差１８０ｄｅｇの場合のタイミングチャートである。デューティ０．７５において位相差９０ｄｅｇの場合のタイミングチャートである。デューティ０．７５において位相差１８０ｄｅｇの場合のタイミングチャートである。従来装置の構成図である。

符号の説明

２０電源、３０負荷、３７出力回路、５０負荷、１００第１コンバータ、２００第２コンバータ。

Claims

マルチフェーズ方式のＤＣＤＣコンバータであって、
電源に対して互いに並列に接続され、第１負荷に対して第１電圧を出力する第１コンバータ及び第２コンバータと、
前記第１コンバータ及び前記第２コンバータの中間点に接続され、前記第１負荷と異なる第２負荷に対して第２電圧を出力する出力回路と、
を有することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項１記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、さらに、
前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号と前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号のデューティを制御する制御回路
を有することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項１記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、さらに、
前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号と前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号の位相差を制御する制御回路
を有することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項１記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、さらに、
前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号と前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号のデューティ及び位相差を制御する制御回路
を有することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項４記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、前記第１電圧に応じて前記デューティを制御し、前記第２電圧及び前記デューティに応じて前記位相差を制御することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項４記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、前記第１電圧が第１目標電圧に一致するように前記デューティを制御し、前記第２電圧が第２目標電圧に一致するように前記デューティに応じて前記位相差を制御することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項４記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、前記第１コンバータのスイッチング素子を制御する信号を生成するための第１キャリア信号と、前記第２コンバータのスイッチング素子を制御する信号を生成するための第２キャリア信号を生成するものであり、前記第２キャリア信号を前記第１キャリア信号を遅延させることで生成することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項１〜７のいずれかに記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記第１コンバータは、
互いに直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
互いに直列接続されるとともに、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に並列接続される第１整流ダイオード及び第２整流ダイオードと、
を有し、
前記第２コンバータは、
互いに直列接続された第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子と、
互いに直列接続されるとともに、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子に並列接続される第３整流ダイオード及び第４整流ダイオードと、
を有し、
前記出力回路は、前記第１整流ダイオードと前記第２整流ダイオードとの接続点、及び前記第３整流ダイオードと前記第４整流ダイオードとの接続点に接続されることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項１〜８のいずれかに記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記出力回路は、
変圧器と、
前記変圧器に接続される整流ダイオードと、
前記整流ダイオードに接続されるコンデンサと、
を有することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
請求項１〜９のいずれかに記載のＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記第２電圧は前記第１電圧と異なり、前記第１電圧は車載インバータに供給され、前記第２電圧は車載補機に供給されることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。