JP4871647B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータシステム - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータシステムに係り、特に、トランスを用いて１つの電圧から複数の出力を生成し、それぞれの出力電圧（又は電流）を独立に調整可能なＤＣ−ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータシステムに関する。

地球温暖化や原油高などの社会的問題を背景にハイブリッド自動車などの低燃費を目指した自動車の普及が著しい。ハイブリッド自動車には、エンジンアシスト用モーターの駆動などに用いる高電圧２次電池（例えば、３００Ｖ）と、車載電子機器へ電力を供給するための１４Ｖの２次電池が搭載されているのが一般的である。近年は、更に電動パワーステアリング用途などに用いる４２Ｖ電源を必要とするハイブリッド自動車も商品化されている。

この様な電源システムにおいて、高電圧２次電池への充電は、エンジンがモーターを回転させ発電（回生）することで行い、発電した電力はＤＣ−ＤＣコンバータを用いて１４Ｖ側へ電圧変換し、車載電子機器に供給されている。また、４２Vにも電圧変換され、電動パワーステアリングユニットなどに供給されている。

この様に、高電圧２次電池から１４Ｖ用と４２Ｖ用の２電源を生成するＤＣ−ＤＣコンバータが必要となってきている。

複数出力のＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、特許文献１のものが知られている。

しかし、ハイブリッド自動車などに搭載される電源システムでは、高電圧２次電池の電圧範囲は、搭載される２次電池や要求されるシステム仕様などにより決定され、その範囲内で電圧が変動する。また、高電圧２次電池からＤＣ−ＤＣコンバータを介して生成する１４Ｖ電源や４２Ｖ電源の電圧は、上位コントローラ（例えばＥＣＵ）からの指令に応じて時間と共に発生する電圧が変化する。この様に、時々刻々と負荷の状態により変動する電圧間をＤＣ−ＤＣコンバータで電力変換するとともに、上位コントローラからの電圧指令値に応じて複数の出力電圧を独立にきめ細かく制御する必要が有る。

それに対して、特許文献１記載のものでは、複数出力を独立して調整することができないものである。

一方、複数出力を独立して調整することができるものとして、例えば、特許文献２記載のものが知られている。

特開平７−１３５７７０号公報 特開平１１−２１５８２３号公報

しかしながら、特許文献２記載のものでは、出力電圧の調整はできても、出力電力を多く取り出せないという問題があった。

本発明の目的は、複数出力電圧を独立して調整可能であるとともに、出力電力を多く取り出すことのできるＤＣ−ＤＣコンバータ及びＤＣ−ＤＣコンバータシステムを提供することにある。

（１）上記目的を達成するために、本発明は、第１の電圧をトランスの１次側に接続し、トランスの２次側から複数の電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１の電圧と前記トランスの１次側の間に配置される第１の主回路と、前記トランスの２次側と前記第1の電圧よりも小さい電圧値である第２の電圧の間に配置される第２の主回路と、前記トランスの２次側と第３の電圧の間に配置される第３の降圧回路と、前記第１の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧を調整する第１の制御回路と、前記第３の降圧回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第３の電圧を降圧調整する第２の制御回路と、前記第２の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧から前記第１の電圧を生成する第３の制御回路を備え、双方向に電力変換するとともに、前記第２の制御回路は、前記第２の電圧から前記第１の電圧へ電力変換する場合に、前記第３の降圧回路内の少なくとも１つのスイッチング手段をオン・オフして、前記第３の電圧を調整し、さらに、前記第２の電圧から前記第１の電圧への昇圧時に、トランス電圧の１周期に対する電圧発生期間をＴとした場合、前記第２の制御回路は、２次側に備えた前記第３の降圧回路内のスイッチング手段のオン期間をＴ以下に制御して出力電圧を調整するようにしたものである。
かかる構成により、複数出力電圧を独立して調整可能であるとともに、出力電力を多く取り出すことのできるものとなる。

（２）また、上記目的を達成するために、本発明は、第１の電圧をトランスの１次側に接続し、トランスの２次側から複数の電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに接続された複数の２次電池と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を指示する上位コントローラとを有するＤＣ−ＤＣコンバータシステムであって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の電圧と前記トランスの１次側の間に配置される第１の主回路と、前記トランスの２次側と前記第１の電圧よりも小さい電圧値である第２の電圧の間に配置される第２の主回路と、前記トランスの２次側と第３の電圧の間に配置される第３の降圧回路と、前記第１の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧を調整する第１の制御回路と、前記第３の降圧回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第３の電圧を降圧調整する第２の制御回路と、前記第２の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧から前記第１の電圧を生成する第３の制御回路を備え、双方向に電力変換するとともに、前記第２の制御回路は、前記第２の電圧から前記第１の電圧へ電力変換する場合に、前記第３の降圧回路内の少なくとも１つのスイッチング手段をオン・オフして、前記第３の電圧を調整し、さらに、前記第２の電圧から前記第１の電圧への昇圧時に、トランス電圧の１周期に対する電圧発生期間をＴとした場合、前記第２の制御回路は、２次側に備えた前記第３の降圧回路内のスイッチング手段のオン期間をＴ以下に制御して出力電圧を調整するようにしたものである。
かかる構成により、複数出力電圧を独立して調整可能であるとともに、出力電力を多く取り出すことのできるものとなる。

本発明によれば、複数出力電圧を独立して調整可能であるとともに、出力電力を多く取り出すことのできるものとなる。

以下、図１〜図４を用いて、本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、トランスＴＲの１次巻き線ＴＲ１に接続されたＶ１側主回路１１０と、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ２に接続されたＶ２側主回路１２０と、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に接続されたＶ３側降圧回路１３０と、制御回路１４０，１５０と、通信インターフェース（Ｉ／Ｆ）１６０とを備えている。

Ｖ１側主回路１１０は、第１の直流電圧端子Ｖ１＋／−を介して、直流電源Ｂａｔ１が接続されている。直流電源Ｂａｔ１の電圧Ｖ１は、例えば、３００Ｖである。Ｖ２側主回路１２０は、第２の直流電圧端子Ｖ２＋／−に接続されている。電圧Ｖ２は、例えば、１２Ｖである。Ｖ３側降圧回路１３０は、第３の直流電圧端子Ｖ３＋／−に接続されている。電圧Ｖ２は、例えば、４２Ｖである。

制御回路１４０は、制御信号ＣＳ１，ＣＳ２を出力し、Ｖ１側主回路１１０及びＶ２側主回路１２０に備えられたスイッチング手段を制御して、Ｖ１側からＶ２側へ電力変換させる。なお、Ｖ２側主回路１２０の中にスイッチング手段が含まれていない場合、制御信号ＣＳ２は不要となる。制御回路１５０は、制御信号ＣＳ３を出力し、Ｖ３側降圧回路１３０に備えられたスイッチング手段を制御して、Ｖ３電圧を制御する。通信Ｉ／Ｆ１６０は、上位コントローラ２００からの指令を受け取り、制御回路１４０，１５０に、それぞれ、Ｖ２電圧に対する電圧指令値ＶＩ２，Ｖ３電圧に対する電圧指令値ＶＩ３として出力する。

なお、Ｖ１側主回路１１０と、Ｖ２側主回路１２０と、Ｖ３側降圧回路１３０と、制御回路１４０，１５０の詳細構成は、図２を用いて後述する。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作について説明する。

直流電圧Ｖ１から直流電圧Ｖ２への電力変換は、直流電圧Ｖ１をＶ１側主回路１１０で交流電圧に変換し、その交流電圧をトランスＴＲでＶ２側へ伝え、伝えられた交流電圧をＶ２側主回路１２０で整流し行われる。この時、Ｖ１側主回路１１０とＶ２側主回路１２０内のスイッチング手段は、制御回路１４０で発生した制御信号ＣＳ１，ＣＳ２を用いて制御される。制御回路１４０は、Ｖ２電圧信号を帰還し、電圧指令値ＶＩ２に基づいてＶ１側主回路１１０やＶ２側主回路１２０内のスイッチング手段を制御してＶ２出力電圧を調整する。具体的には、トランスＴＲの１次巻き線ＴＲ１と、２次巻き線ＴＲ２の巻き数比と、１次巻き線ＴＲ１に電圧を印加する際のＤｕｔｙ（時比率）の調整により、Ｖ２端子への出力電圧Ｖ２を調整する。

ここで、Ｄｕｔｙは、トランスの巻き線に発生する電圧を観測し、その１サイクル周期に対して巻き線の両端に電圧が発生する時間の比率として定義する。この時の巻き線には、正／負の電圧が発生する場合があるが、これは正電圧で発生した時間と負電圧で発生した時間の合計で計算するものとする。すなわち、Ｄｕｔｙ＝（ｔ１＋ｔ２）／Ｔ１とする。ここで、ｔ１＝巻き線に正電圧が発生した時間、ｔ２＝巻き線に負電圧が発生した時間、Ｔ１＝巻き線に発生する電圧の１サイクルの時間である。

Ｖ３電圧の調整は、トランスＴＲの１次巻き線ＴＲ１と２次巻き線ＴＲ３の巻き数比とＶ３側降圧回路１３０によって行われる。具体的には、２次巻き線ＴＲ３の両端に巻き数比倍された電圧が発生し、その時間（ｔ１＋ｔ２）に対して、更に時間を短くする方向に降圧回路内のスイッチをオン、オフ制御することでＶ３側出力電圧を調整する。具体的な調整方法については、図４を用いて後述する。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００をハイブリッド自動車などに適用し、Ｖ１電圧端子を数百Ｖ程度の高電圧２次電池に接続し、Ｖ２電圧端子を１４Ｖ程度の低電圧出力、Ｖ３電圧端子を４２Ｖ程度の中間電圧出力と想定した場合、電圧Ｖ１は、２次電池の充電状態や劣化により大きく変化することが考えられる。また、電圧Ｖ２や電圧Ｖ３の指令値も上位コントローラ２００からの指示で動作中に変化する場合がある。この様なシステムでは、Ｖ２出力電圧を調整するためにＤｕｔｙが時間と共に大きく変化するが、Ｄｕｔｙ最小時においてもＶ３電圧を発生し、必要な負荷電流を供給する必要がある。このため、Ｄｕｔｙ最小時にも、Ｖ３電圧が指令値以下に低下しない様、トランス１次巻き線ＴＲ１と２次巻き線ＴＲ３の巻き数比を設定しておく必要がある。こうすることで、電圧Ｖ２，電圧Ｖ３共に負荷電流が大きい場合にも、Ｖ１側から必要な電力を供給することができる。

本実施形態の特徴とする点は、Ｖ２電圧は、トランスの一次側のＶ１側主回路１１０により制御することで、調整可能とした点と、さらに、Ｖ３電圧は、Ｖ３側降圧回路１３０により降圧制御して調整可能とした点にある。このように構成することで、電圧Ｖ１に対して、異なる電圧Ｖ２，Ｖ３を独立に調整可能にできるとともに、Ｖ２，Ｖ３電圧に対して大電流を得ることができる。その理由については、図３及び図４を用いて後述する。

なお、以上の説明では、上位コントローラ２００からの指示で、電圧Ｖ２，Ｖ３を設定しているが、この調整電圧値Ｖ２，Ｖ３は製品出荷時に固定値に設定しておくことも可能である。または、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が、自ら入出力電圧を監視することで、あらかじめＤＣ−ＤＣコンバータ１００内にプログラミングされた動作に従って調整電圧値を変更することも可能である。

また、上述の例では、出力電圧が任意の設定値に一致するように制御しているが、出力電流が設定値に一致するように制御することも可能である。この場合は、Ｖ２或いはＶ３端子に電流センサを新たに設け、そのセンサからの信号と指令値ＶＩ２，ＶＩ３のいずれか又は両方が出力電流指令値となり、出力電流が設定値に一致するようにフィードバック制御が行われる。

また、上述の例では、Ｖ２，Ｖ３電圧端子には電池が接続されていないものとしているが、２次電池等の直流電源を接続することも可能である。また、図示していないが、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３端子には負荷が接続されている。

また、上述の例ではトランスＴＲの２次巻き線をＴＲ２，ＴＲ３と２種類備えた例を示したが、更に２次巻き線を追加して出力数を増やすことも可能である。

また、上述の例では、巻き線ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３の巻き数比を色々と調整することで、多様な出力電圧を発生させることができる。例えば、Ｖ１≧Ｖ３≧Ｖ２の電圧関係や、Ｖ１≧Ｖ２≧Ｖ３、Ｖ２≧Ｖ３≧Ｖ１、Ｖ３≧Ｖ２≧Ｖ１など６通りの電圧関係を実現することができる。

以上説明した本実施形態によれば、複数出力電圧を独立して調整可能であるとともに、出力電力を多く取り出すことのできるものとなる。

また、多出力のＤＣ−ＤＣコンバータを単独のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続するよりも少ない回路部品で構成することができ、小型，低コスト化を実現することができる。

次に、図２〜図４を用いて、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの具体的回路構成及び動作について説明する。
図２は、本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。図３及び図４は、本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。

次に、Ｖ１側主回路１１０の構成について説明する。Ｖ１側主回路１１０において、Ｖ１側直流電源Ｂａｔ１には、平滑コンデンサＣ１と、直列接続したスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２と、別の直列接続したスイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４が接続されている。スイッチング素子ＳＷ１１，…，ＳＷ１４には、それぞれ、フリーホイルダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４が並列に接続されている。なお、スイッチング素子ＳＷ１１，…，ＳＷ１４としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、フリーホイルダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４は、ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを利用できる。

Ｖ１端子からＶ２端子への電力変換は、スイッチング素子ＳＷ１１，…，ＳＷ１４をスイッチさせることで直流電圧を交流電圧に変換し、補助リアクトルＡＬ１を介してトランスＴＲの１次巻き線ＴＲ１に交流電圧を発生する。補助リアクトルＡＬ１は、トランスＴＲの1次巻き線ＴＲ１に流れる電流の極性が反転する際に、電流の傾きを調整する役割を果たすものである。ここで、補助リアクトルＡＬ１は、トランスＴＲの漏れインダクタンスで代替することも可能であり、その場合は、補助リアクトルＡＬ１を削除することができる。

次に、Ｖ２側主回路１２０の構成について説明する。Ｖ２側主回路１２０としては、カレントダブラ同期整流回路を用いた例を示している。カレントダブラ同期整流回路は、例えば、特開２００３−１９９３３９号公報等により知られている。Ｖ２側の直流電源Ｂａｔ２には、平滑コンデンサＣ２と、直列接続したリアクトルＬ２１とスイッチング素子ＳＷ２２と、また、直列接続したリアクトルＬ２２とスイッチング素子ＳＷ２１とが並列に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２には、それぞれフリーホイルダイオードＤ２１，Ｄ２２が並列に接続されており、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディーダイオードを利用することができる。

Ｖ１端子からＶ２端子への電力変換動作時には、このカレントダブラ回路で構成されたＶ２側主回路１２０は、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ２に発生した交流電圧を、ダイオードＤ２１，Ｄ２２により整流し、その後、リアクトルＬ２１、Ｌ２２とコンデンサＣ２で平滑して直流電圧Ｖ２を得る。この時、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を、ダイオードＤ２１，Ｄ２２にアノードからカソード側に順方向電流が流れている期間にオンさせる、いわゆる同期整流をさせてもよいものである。

次に、Ｖ３側降圧回路１３０の構成について説明する。Ｖ３側降圧回路１３０は、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に発生した交流電圧を整流用ダイオードＤ３１，Ｄ３２により整流する。整流した電圧は、スイッチング手段ＳＷ３１，フリーホイルダイオードＤ３４，リアクトルＬ３で構成された降圧回路（降圧チョッパ）により降圧され、コンデンサＣ３で平滑し、Ｖ３端子に出力される。スイッチング手段ＳＷ３１がＭＯＳＦＥＴの場合は、ボディーダイオードＤ３３が並列に接続されるが、この回路構成の場合は無くても特に問題とはならない。

なお、以上の例では、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いているが、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を使うこともできる。

制御回路１４０は、Ｖ１端子からＶ２端子へ電力変換する場合のＶ１側主回路１１０とＶ２側主回路１２０を制御する。制御回路１４０は、誤差増幅器１４１と、パルス生成回路１４２と、ドライバ１４３，１４５と、絶縁回路１４４を備えている。誤差増幅器１４１は、Ｖ２＋／−端子から得たＶ２電圧と上位コントローラからのＶ２電圧指令値ＶＩ２の差を求め、パルス生成回路１４２に差信号を送る。パルス生成回路１４２は、誤差増幅器１４１からの信号を受け、誤差を小さくするように主回路１１０，１２０内のスイッチング手段を制御するためのパルスを生成する。生成したパルスは、ドライバ回路１４３，１４４を介して制御信号ＣＳ１，ＣＳ２として、Ｖ１側主回路１１０，Ｖ２側主回路１２０を制御する。絶縁回路１４４は、Ｖ１側主回路１１０を制御するためのドライバ回路１４３とＶ２側主回路１２０を制御するためのドライバ回路１４４を電気的に絶縁している。ここでは、誤差増幅器１４１やパルス生成回路１４２などは、Ｖ２側主回路１２０と接地電位を共有しているものとして、絶縁回路１４４を配置している。

制御回路１５０は、Ｖ３側降圧回路１３０を制御する。制御回路１５０は、誤差増幅器１５１と、パルス生成回路１５２と、ドライバ１５３を備えている。誤差増幅器１５１は、Ｖ３＋／−端子から得たＶ３電圧と上位コントローラからのＶ３電圧指令値ＶＩ３の差を求め、パルス生成回路１５２に信号を送る。パルス生成回路１５２は、誤差増幅器１５１からの信号を受け、誤差を小さくするようにＶ３側降圧回路１３０内のスイッチング手段を制御するためのパルスを生成する。生成したパルスは、ドライバ回路１５３を介して制御信号ＶＩ３としてＶ３側降圧回路１３０を制御する。

なお、図１では、Ｖ２，Ｖ３端子に直流電源を接続しない例を示したが、図２の例のように直流電源を接続してもよいものである。

次に、図３を用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御動作について説明する。図３において、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４の制御信号ＣＳ１に対応している。Ｅ，Ｆは、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の制御信号ＣＳ２に対応している。Ｇは、スイッチング素子ＳＷ３１の制御信号ＣＳ３に対応している。

最初に、Ｖ１側主回路１１０の動作について説明する。図３のＡ，Ｂに示すように、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２のゲート信号は、波形の切り替わり時にスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２が同時にオンしないように、同時に“Ｌ”になる期間を設けている。Ｃ，Ｄに示すように、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４のゲート信号は、波形の切り替わり時にスイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４が同時にオンしないように、同時に“Ｌ”になる期間を設けている。但し、ＡとＣは、位相をずらして制御している。

ここで、Ａに示すスイッチング素子ＳＷ１１ゲート信号と、Ｄに示すスイッチング素子ＳＷ１４ゲート信号が共にオン期間，及び、Ｂに示すスイッチング素子ＳＷ１２ゲート信号と、Ｃに示すスイッチング素子ＳＷ１３ゲート信号が共にオン期間に、トランスＴＲの１次巻き線ＴＲ１に電圧が発生し、トランスＴＲを介してＶ１端子側からＶ２端子側に電力が送られる。この１次巻き線に電圧が発生するパルス幅ｔ１，ｔ２、すなわちＡとＣに示す制御信号の位相差を調整することで、Ｖ２端子電圧が調整される。また、このＡとＣに示す制御信号の位相差は、Ｖ１端子電圧やＶ２電圧指令値が変わるとそれに応じて変化する。
次に、Ｖ２側主回路１２０の動作について説明する。Ｖ２端子側のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、図３のＥ，Ｆに示す制御信号により同期整流を行い、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ２に発生した交流電圧を整流している。

つぎに、Ｖ３側降圧回路１３０の動作について説明する。Ｖ３側降圧回路１３０は、スイッチング手段ＳＷ３１を、図３の制御信号Ｇで制御することで、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に発生したトランス電圧の発生期間ｔ１，ｔ２を更に、パルスの発生期間ｔ３，ｔ４の様に狭くするように制御させることで降圧動作させている。これにより、Ｖ３端子電圧を調整している。

ここで、期間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４の関係は、ｔ１≧ｔ３，ｔ２≧ｔ４となる。この様な条件で、Ｖ３端子側Ｖ３側降圧回路１３０を動作させることで、Ｖ３端子からも大きな電流を出力することが可能となる。すなわち、Ｖ３電圧を発生するために、降圧回路を用いることで、大電流を得ることができる。仮に、トランスＴＲに発生した電圧パルス幅ｔ１，ｔ２よりも制御信号Ｇのパルス幅ｔ３，ｔ４が広い場合は、結局、電力を有効に変換する期間がトランス電圧のパルス幅ｔ１，ｔ２に制限されるため、ｔ１，ｔ２以外の期間では出力される電流も制限を受け大きな電流を出力することができない。

次に、図４を用いて、トランス電圧と制御信号Gの関係について説明する。図４（Ａ）は、Ｖ２電圧指令値が、調整範囲の最大電圧に設定された場合を示している。Ｖ１入力電圧やＶ２設定電圧は動作時に変化するが、このケースは、Ｖ２出力電圧を最大にするためにトランスに発生している電圧の発生期間も最大（ｔ１max＋ｔ２max）となっている。

この時、制御信号Ｇは、Ｖ３電圧の指令値に応じてパルス幅がｔ３minからｔ３maxまで変化することが考えられるが、ｔ１max≧ｔ３maxの範囲で常に動作するように制御している。これは、ｔ１max＜ｔ３maxの条件で制御信号Ｇを発生しても、図３で説明したのと同様に、Ｖ３端子から大きな出力電流が得られないためである。同様に、ｔ２max≧ｔ４maxの範囲で動作させている。

図４（Ｂ）は、Ｖ２電圧指令値が調整範囲の最小電圧に設定された場合を示している。Ｖ１入力電圧やＶ２設定電圧は動作時に変化するが、このケースは、Ｖ２出力電圧を最小にするためにトランスに発生している電圧の発生期間も最小（ｔ１min＋ｔ２min）となっている場合である。

この時も、制御信号Ｇは、Ｖ３電圧の指令値に応じてパルス幅がｔ３minからｔ３maxまで変化することが考えられるが、ｔ１min≧ｔ３maxの範囲で常に動作するように制御している。これは、図４（Ａ）のケースと同様の理由による。また、同様に、ｔ２min≧ｔ４maxの範囲で動作させている。

この様に、図４（Ａ）の場合には、ｔ１max≧ｔ３max，ｔ２max≧ｔ４maxの条件で動作し、図４（Ｂ）の場合には、ｔ１min≧ｔ３max，ｔ２min≧ｔ４maxの条件で動作させられるように、Ｖ１入力電圧範囲，Ｖ２，Ｖ３設定電圧範囲を考慮してトランスＴＲの巻き線ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３の巻き数比をあらかじめ設定しておく必要がある。例えば、Ｖ１＝３００Ｖ，Ｖ２＝１４Ｖ，Ｖ３＝４２Ｖとするとき、Ｖ１側主回路１１０のスイッチング素子のゲート信号の最大デューティを２０％（ｔ１max＝０．２Ｔ）とすると、Ｖ１側主回路１１０の出力は６０Ｖとなる。すなわち、トランスＴＲの一次巻線には、６０Ｖの電圧が印加される。トランスＴＲの巻き線ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３の巻数比を、５：１：４とすると、２次巻線ＴＲ２には１２Ｖが出力し、Ｖ２側主回路１２０で整流して、１２ＶのＶ２電圧を得ることができる。また、２次巻線ＴＲ３には、４８Ｖが出力するが、これを、Ｖ３側降圧回路１３０で４２Ｖに降圧することで、４２ＶのＶ３電圧を得ることができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ２電圧は制御回路１４０によってＶ１側主回路１１０で調整可能であり、また、Ｖ３電圧は、制御回路１５０によってＶ３側降圧回路１３０で調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０によって得るようにしているので、出力電力を大きくするころができる。

次に、図５〜図７を用いて、本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
最初に、図５を用いて、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成について説明する。
図５は、本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

図１〜図４に示した実施形態は、高電圧のＶ１電圧から、低電圧のＶ２，Ｖ３電圧を得るものであったのに対して、本実施形態では、高電圧のＶ１電圧から、低電圧のＶ２，Ｖ３電圧を得るとともに、低電圧のＶ２電圧から高電圧のＶ１電圧を得られる双方向のＤＣ−ＤＣコンバータである。

Ｖ２電圧からＶ１電圧への電力変換時に、Ｖ３端子にも電力を供給するか否かは、Ｖ３側降圧回路１３０を動作させるかどうかで選択できる。また、Ｖ１側主回路１１０とＶ２側主回路１２０は双方向動作可能な回路構成である。

本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ａは、図１に示した構成に加えて、制御回路１７０と、セレクタＳＬ１，ＳＬ２とを備えている。

制御回路１７０は、Ｖ２側主回路１２０やＶ１側主回路１１０を制御し、Ｖ２端子のＶ２電圧からＶ１端子のＶ１電圧に電力変換する。セレクタＳＬ１は、制御回路１７０と制御回路１４０からの信号ＣＳ１，ＣＳ４のいずれか一方を選択し、制御信号ＣＳ−Ｂとして、Ｖ１側主回路１１０に供給する。セレクタＳＬ２は、制御回路１７０と制御回路１４０からの信号ＣＳ２，ＣＳ５のいずれか一方を選択し、制御信号ＣＳ−Ａとして、Ｖ２側主回路１２０に供給する。

通信Ｉ／Ｆ１６０は、上位コントローラ２００からの指示に応じて、セレクタＳＬ１，ＳＬ２の入力を切り替えるためのセレクタ切り替え信号Ｃ−ＳＬと、上位コントローラ２００からのＶ１電圧に対する電圧指令値ＶＩ１を出力する。

次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ａの動作について説明する。Ｖ１端子からＶ２端子への電力変換は、制御回路１４０からの制御信号ＣＳ１，ＣＳ２がセレクタＳＬ１，ＳＬ２により選択され、信号ＣＳ−Ａ，ＣＳ−Ｂとして、Ｖ１側主回路１１０とＶ２側主回路１２０に供給され行われる。この時、Ｖ１側主回路１１０は、内蔵したスイッチング手段をスイッチングさせることで、直流電圧Ｂａｔ１を交流電圧に変換し、巻き線ＴＲ１の両端に交流電圧を発生させる。巻き線ＴＲ１に発生した交流電圧は、トランスの巻き数比(ＴＲ２／ＴＲ１)倍され、巻き線ＴＲ２の両端にも発生する。巻き線ＴＲ２に発生した交流電圧は、Ｖ２側主回路１２０で整流され、Ｖ２端子に出力される。この時、制御回路１４０は、Ｖ２＋／−端子からＶ２電圧を検出し、指令値ＶＩ２に一致するように制御信号ＣＳ１，ＣＳ２を発生する。

一方、Ｖ２端子からＶ１端子への電力変換は、制御回路１７０からの制御信号ＣＳ４，ＣＳ５がセレクタＳＬ１，ＳＬ２により選択され、信号ＣＳ−Ａ，ＣＳ−Ｂとして、Ｖ１側主回路１１０とＶ２側主回路１２０に供給され行われる。この時、Ｖ２側主回路１２０は内蔵したスイッチング手段をスイッチングさせることで、直流電圧Ｂａｔ２を交流電圧に変換し、巻き線ＴＲ２の両端に交流電圧を発生させる。巻き線ＴＲ２に発生した交流電圧は、トランスの巻き数比(ＴＲ１／ＴＲ２)倍され、巻き線ＴＲ１の両端にも発生する。巻き線ＴＲ１に発生した交流電圧は、Ｖ１側主回路１１０で整流され、Ｖ１端子に出力される。この時、制御回路１７０は、Ｖ１＋／−端子からＶ１電圧を検出し指令値ＶＩ１に一致するように制御信号ＣＳ４，ＣＳ５を発生する。

ここで、これらＶ１端子からＶ２端子への電力変換時や、Ｖ２端子からＶ１端子への電力変換時において、制御回路１５０とＶ３側降圧回路１３０を、図１の実施例と同様に動作させることで、Ｖ３端子から電力を出力することができる。また、仮に、Ｖ３端子からの電力供給が不要な場合には、Ｖ３側降圧回路１３０を動作させないようにする。

以上の例では、Ｖ１端子からＶ２端子へ電力変換できると共に、Ｖ２電圧を上位コントローラからの指令値に調整することができる。また、Ｖ２端子からＶ１端子への電力変換も可能となり、その場合はＶ１電圧を上位コントローラからの指令値に調整することができる。これらの場合、Ｖ３側降圧回路１３０を動作させることでＶ３端子にも電力を供給し電圧調整することができる。Ｖ３端子への電力供給が不要な場合は、Ｖ３側降圧回路１３０を動作させないことで実現することができる。すなわち、Ｖ２端子から電力を供給する場合、Ｖ１端子からだけではなく、必要が有ればＶ３端子からも電力を出力することができる。

なお、以上の例では、出力電圧がある基準電圧値に一致するように制御する例を示したが、出力電流がある基準電流値に一致するように制御することも可能である。この場合は、Ｖ１やＶ２、Ｖ３電圧端子に流れる電流を検知する電流センサを新たに設け、そのセンサからの信号と、指令値ＶＩ１，ＶＩ２，ＶＩ３のいずれか又は複数が出力電流指令値となり、出力電流が指令値に一致するようにフィードバック制御が行われる。また、本実施例では、上位コントローラからの指令値によりＶ１，Ｖ２，Ｖ３電圧を調整する例を示したが、あらかじめＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ａ内で設定された固定電圧値にフィードバック制御することも可能である。

次に、図６及び図７を用いて、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの具体的回路構成及び動作について説明する。
図６は、本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。なお、図２，図５と同一符号は、同一部分を示している。図７は、本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。

図６では、Ｖ２電圧からＶ１電圧に変換する場合について主として説明するため、図５に示した制御回路１４０，セレクタＳＬ１，ＳＬ２の図示は省略している。なお、Ｖ１電圧からＶ２，Ｖ３電圧に変換する場合は、図２にて説明したものと同様である。

Ｖ１側主回路１１０，Ｖ２側主回路１２０，Ｖ３側降圧回路１３０の構成は、図２と同一である。図２と異なるところは、制御回路１７０によりＶ１側主回路１１０とＶ２側主回路１２０を制御しているところである。制御回路１７０はＶ１＋／−端子からＶ１端子電圧を検出し、目標電圧に一致するように主回路１２０，１１０を動作させる。

Ｖ２端子からＶ１端子への電力変換は、Ｖ２側主回路１２０内のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を交互にオンさせることで、Ｖ２端子の直流電圧を交流電圧に変換し、トランスＴＲの巻き線ＴＲ２に交流電圧を発生させる。この発生した交流電圧は、トランスＴＲの巻き数比（ＴＲ１／ＴＲ２）倍されて、巻き線ＴＲ１の両端に電圧が発生する。発生した電圧は、Ｖ１側主回路１１０により直流電圧に整流され、Ｖ１端子電圧を発生する。Ｖ１端子電圧の調整は、Ｖ２側主回路１２０内のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２のオン，オフ期間を制御することで行える。

Ｖ１側主回路１１０は、トランスＴＲの巻き線ＴＲ１に発生した交流電圧をダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４により整流し、直流電圧に変換する。この時、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４を、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４にアノードからカソード側に順方向電流が流れている期間にオンさせる、いわゆる同期整流させることも可能である。

このＶ２端子からＶ１端子へ電力変換している期間は、トランスを共有している巻き線ＴＲ３にも電圧が発生する。ここで、Ｖ３側降圧回路１３０に内蔵したスイッチング手段ＳＷ３１をスイッチングさせれば、Ｖ３端子からも電力を出力することができる。なお、スイッチング手段ＳＷ３１をオフしたままの場合は、Ｖ３端子から電力を出力することはできない。この様に、Ｖ３側降圧回路１３０を動作させるか否かでＶ３端子からの電力出力の有無を制御することができる。Ｖ３端子への電力出力を行うか否かは、本ＤＣ−ＤＣコンバータが搭載されるシステムやアプリケーションによって決定される。

制御回路１７０は、Ｖ２端子からＶ１端子へ電力変換する場合のＶ１側主回路１１０とＶ２側主回路１２０を制御する。制御回路１７０は、絶縁回路１７１と、誤差増幅器１７２と、パルス生成回路１７３と、ドライバ１７４，１７５と、を備えている。絶縁回路１７１は、Ｖ１＋/−端子電圧を電気的に絶縁しながら誤差増幅器１７２へ伝えている。誤差増幅器１７２は、絶縁回路１７１を介して得たＶ１端子電圧と上位コントローラからのＶ１電圧指令値ＶＩ１の差を求め、パルス生成回路１７３へ信号を送る。パルス生成回路１７３は、誤差増幅器１７２からの信号を受け、誤差を小さくするようにＶ１側主回路１１０，Ｖ２側主回路１２０内のスイッチング手段を制御するためのパルスを生成する。生成したパルスは、ドライバ回路１７４，１７５を介して制御信号ＣＳ４，ＣＳ５としてＶ１側主回路１１０，Ｖ２側主回路１２０を制御する。この時、誤差増幅器１７２やパルス生成回路１７３などは、Ｖ２側主回路１２０と接地電位を共有しているものとして、絶縁回路１７１を配置している。

次に、図７を用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ａの制御動作について説明する。図７において、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４の制御信号ＣＳ４に対応している。Ｅ，Ｆは、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の制御信号ＣＳ５に対応している。Ｇは、スイッチング素子ＳＷ３１の制御信号ＣＳ３に対応している。

この例では、制御信号Ａ〜Ｄはオフさせて、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４によりトランスＴＲの巻き線ＴＲ１に発生した交流電圧を整流している。一方、Ｖ２側スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を制御するための制御信号Ｅ、Ｆは、交互にスイッチングさせることでトランスＴＲの巻き線ＴＲ２に交流電圧を発生させる。具体的には、制御信号Ｅ或いはＦが“Ｌ”期間にトランスの巻き線ＴＲ２に電圧を発生させ、Ｖ１側へ電力を送っている。この時、Ｖ３端子からも電力を取り出すためには、制御信号Ｇを図６のように動作させる。

トランス電圧と制御信号Ｇの関係は、図３で示したのと同じ理由でｔ1１≧ｔ1３、ｔ1２≧ｔ1４となるように制御する。

なお、以上の説明では、Ｖ２端子からＶ１端子への電力変換動作について説明したが、図２で示したように、Ｖ１端子からＶ２端子への電力変換動作と組み合わせることで、Ｖ１，Ｖ２端子間を双方向に電力変換することが可能である。このとき、Ｖ３端子への電力変換可否も選択することが可能である。図２や図５で示したＶ１側主回路１１０やＶ２側主回路１２０は、双方向に電力変換可能な回路構成であるため双方向動作が可能となる。

本例では、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いた例を示したが、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を使うことも可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ２電圧は制御回路１４０によってＶ１側主回路１１０で調整可能であり、また、Ｖ３電圧は、制御回路１５０によってＶ３側降圧回路１３０で調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０によって得るようにしているので、出力電力を大きくすることができる。また、低電圧のＶ２電圧を、高電圧のＶ１電圧に変換することもできるため、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

次に、図８を用いて、本発明の第３の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
図８は、本発明の第３の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ｂの基本構成は、図２と同様であるが、トランスＴＲ’は、図２に示した２次巻き線ＴＲ３がないタイプである。そして、Ｖ１電圧が３００Ｖとするとき、Ｖ２電圧を４２Ｖとし、Ｖ３電圧を１４Ｖとするため、トランスＴＲの巻き線ＴＲ１，ＴＲ２’の巻数比を、５：４とする。トランスの一次巻線ＴＲ１に６０Ｖが入力するとき、トランスの２次巻線ＴＲ２’には４８Ｖが得られる。また、Ｖ３側降圧回路１３０Ｂは、４２Ｖを整流し、降圧して１４ＶのＶ３電圧を得るため、Ｖ３側降圧回路１３０Ｂの構成が、図２におけるＶ３側降圧回路１３０の構成と一部相違している。その他の構成は、図２と同様である。

Ｖ３側降圧回路１３０は、図２の構成に対して、整流ダイオードＤ３１，Ｄ３２がトランスＴＲの２次巻き線ＴＲ２’に接続され、このダイオードＤ３１，Ｄ３２によりトランスＴＲの２次巻き線ＴＲ２の両端に発生した電圧を整流し、スイッチング手段ＳＷ３１へ供給している。スイッチング手段ＳＷ３１のゲート信号のデューティを制御することで、４２Ｖから１４Ｖに降圧できる。

なお、図６と同様に、制御回路１７０とセレクタＳＬ１，ＳＬ２を備えることで、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することも可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ２電圧は制御回路１４０によってＶ１側主回路１１０で調整可能であり、また、Ｖ３電圧は、制御回路１５０によってＶ３側降圧回路１３０で調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０によって得るようにしているので、出力電力を大きくするころができる。また、低電圧のＶ２電圧を、高電圧のＶ１電圧に変換することもできるため、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

さらに、１つの２次巻き線を共有し、複数の出力電圧を得ることができる。このような構成により、２次巻き線を削減でき、トランスの大きさを小さくできる。

次に、図９及び図１０を用いて、本発明の第４の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
図９は、本発明の第４の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。図１０は、本発明の第４の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ｃの基本構成は、図２と同様であるが、Ｖ３側降圧回路１３０Ｃは、図２に示したＶ３側降圧回路１３０に対して、さらに、スイッチング手段ＳＷ３１と並列に、スイッチング手段ＳＷ３２を備え、スイッチング手段ＳＷ３２と並列にフリーホイルダイオードＤ３５を備えている。

本例では、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に発生した交流電圧を整流用ダイオードＤ３１，Ｄ３２により整流する。整流した電圧は並列接続されたスイッチング手段ＳＷ３１，ＳＷ３２，フリーホイルダイオードＤ３４，リアクトルＬ３で構成された降圧回路（降圧チョッパ）により降圧され、平滑コンデンサＣ３で平滑され、Ｖ３端子に出力される。スイッチング手段ＳＷ３１，ＳＷ３２は、制御回路１５０Ｃからのゲート信号Ｇ１、Ｇ２により制御される。スイッチング手段ＳＷ３１，ＳＷ３２がＭＯＳＦＥＴの場合は、ボディーダイオードＤ３３，Ｄ３５が並列に接続されるが、この回路構成の場合は、ダイオードＤ３３，Ｄ３５は無くてもよいものである。

次に、図１０に示すように、Ｖ３側降圧回路１３０Ｃは、トランスＴＲに発生した電圧のパルス幅（ｔ１，ｔ２）を更に狭くする方向に制御する。このため、スイッチング手段ＳＷ３１，ＳＷ３２を制御信号Ｇ１，G２で制御し降圧動作させることでＶ３電圧を出力している。このとき、パルス幅ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４の関係は、ｔ１≧ｔ３、ｔ２≧ｔ４となる様に制御する。この様な条件でＶ３側降圧回路１３０Ｃを動作させることで、降圧動作させると共にＶ３端子からの大きな電流出力を可能としている。

ここで、スイッチング手段ＳＷ３１，ＳＷ３２を制御するゲート信号Ｇ１，Ｇ２の周波数は、トランス電圧と同じ周波数となっている。これは、スイッチング手段ＳＷ３１，ＳＷ３２を並列接続したことによる。図２に示したように、一つのスイッチング手段ＳＷ３１で制御する場合は、図３に示したように、トランス電圧の２倍の周波数でスイッチングする必要があるが、それに比べて制御信号Ｇ１，Ｇ２の制御を低周波化でき、ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波化に対応しやすいものである。

さらに、スイッチング手段を２並列でなく、４並列とすることで、スイッチング手段のスイッチング周波数は、トランス電圧の１／２の周波数とすることができる。

なお、図６と同様に、制御回路１７０とセレクタＳＬ１，ＳＬ２を備えることで、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することも可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ２電圧は制御回路１４０によってＶ１側主回路１１０で調整可能であり、また、Ｖ３電圧は、制御回路１５０によってＶ３側降圧回路１３０で調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０によって得るようにしているので、出力電力を大きくするころができる。また、低電圧のＶ２電圧を、高電圧のＶ１電圧に変換することもできるため、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

また、Ｖ３側降圧回路を制御する制御信号を低周波化でき、ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波化に対応しやすいものである。

次に、図１１を用いて、本発明の第５の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
図１１は、本発明の第５の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ｄの基本構成は、図２と同様であるが、Ｖ３側降圧回路１３０Ｄは、双方向動作できる構成となっている。すなわち、Ｖ３端子が出力端子となる場合以外に、Ｖ３端子を入力とし、Ｖ１端子やＶ２端子から出力することができる。

そのため、Ｖ３側降圧回路１３０Ｄは、スイッチング手段ＳＷ３１に加えて、スイッチング手段ＳＷ３３，ＳＷ３４，ＳＷ３５を備えている。また、スイッチング手段ＳＷ３３，ＳＷ３４，ＳＷ３５と並列に、それぞれ、ダイオードＤ３４，Ｄ３５，Ｄ３６を備えている。スイッチング手段ＳＷ３３，ＳＷ３４，ＳＷ３５を制御することで、２次巻き線ＴＲ３からＶ３端子への降圧動作や、Ｖ３端子から２次巻き線ＴＲ３への昇圧動作を行っている。

本回路で、２次巻き線ＴＲ３からＶ３端子に降圧動作させる場合は、制御回路１５０Ｄは、制御信号Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５をオフとして、スイッチング手段ＳＷ３３，ＳＷ３４，ＳＷ３５はオフ動作させておき、ダイオードＤ３４，Ｄ３５，Ｄ３６のみの動作とする。この様に、制御信号Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５を制御することで、降圧動作は図２に示したＶ３側主回路１３０と同じ動作となる。この時の制御信号Ｇ１も、図３の制御信号Ｇと同様の信号波形となる。

Ｖ３側降圧回路１３０Ｄを昇圧動作させる場合は、リアクトルＬ３とスイッチング手段ＳＷ３５で構成した昇圧チョッパを動作（すなわち、制御回路１５０Ｄは、制御信号Ｇ５をスイッチング動作）させることで発生した高電圧をスイッチング手段ＳＷ３３，ＳＷ３４を交互にオン／オフ制御し、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に交流電圧を発生させる。この時、スイッチング手段ＳＷ３１は常にオン状態とする。このように動作させることでＶ３端子を入力電圧として、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に交流電圧を発生させることができる。この発生した交流電圧は、Ｖ１側主回路１１０及びＶ２側主回路１２０でそれぞれ整流動作させることで、Ｖ１端子とＶ２端子から電力を出力することができる。

なお、図６と同様に、制御回路１７０とセレクタＳＬ１，ＳＬ２を備えることで、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することも可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ２電圧は制御回路１４０によってＶ１側主回路１１０で調整可能であり、また、Ｖ３電圧は、制御回路１５０ＤによってＶ３側降圧回路１３０Ｄで調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０Ｄによって得るようにしているので、出力電力を大きくすることができる。また、低電圧のＶ２電圧を、高電圧のＶ１電圧に変換することもできるため、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

また、Ｖ３端子を入力として、Ｖ１端子やＶ２端子から電力を出力することができる。

次に、図１２を用いて、本発明の第６の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
図１２は、本発明の第６の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ｅの基本構成は、図２と同様であるが、図１１と同様に、Ｖ３側降圧回路１３０Ｅは、双方向動作できる構成となっている。すなわち、Ｖ３端子が出力端子となる場合以外に、Ｖ３端子を入力とし、Ｖ１端子やＶ２端子から出力することができる。

そのため、Ｖ３側降圧回路１３０Ｅは、リアクトルＬ３１と、スイッチング手段ＳＷ３６，ＳＷ３７，ＳＷ３８，ＳＷ３９を備えている。また、スイッチング手段ＳＷ３６，ＳＷ３７，ＳＷ３８，ＳＷ３９と並列に、それぞれ、ダイオードＤ３７，Ｄ３８，Ｄ３９，Ｄ３９Ａを備えている。スイッチング手段ＳＷ３６，ＳＷ３７，ＳＷ３８，ＳＷ３９を制御することで、２次巻き線ＴＲ３からＶ３端子への降圧動作や、Ｖ３端子から２次巻き線ＴＲ３への昇圧動作を行っている。

本回路で、２次巻き線ＴＲ３からＶ３端子に降圧動作させる場合は、制御回路１５０Ｄは、制御信号Ｇ６，Ｇ７，Ｇ８，Ｇ９をオフとして、スイッチング手段ＳＷ３６，ＳＷ３７，ＳＷ３８，ＳＷ３９はオフ動作させておき、ダイオードＤ３７，Ｄ３８，Ｄ３９，Ｄ３９Ａのみの動作とする。この様に、制御信号Ｇ６，Ｇ７，Ｇ８，Ｇ９を制御することで、降圧動作は図２に示したＶ３側主回路１３０と同じ動作となる。

Ｖ３側降圧回路１３０Ｅを昇圧動作させる場合は、リアクトルＬ３，Ｌ３１とスイッチング手段ＳＷ３７，ＳＷ３６で構成した昇圧チョッパを動作（すなわち、制御回路１５０Ｅは、制御信号Ｇ８，Ｇ９をスイッチング動作）させることで発生した高電圧をスイッチング手段ＳＷ３６，ＳＷ３７を交互にオン／オフ制御し、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に交流電圧を発生させる。この時、スイッチング手段ＳＷ３８，ＳＷ３９は常にオン状態とする。このように動作させることでＶ３端子を入力電圧として、トランスＴＲの２次巻き線ＴＲ３に交流電圧を発生させることができる。この発生した交流電圧は、Ｖ１側主回路１１０及びＶ２側主回路１２０でそれぞれ整流動作させることで、Ｖ１端子とＶ２端子から電力を出力することができる。

なお、図６と同様に、制御回路１７０とセレクタＳＬ１，ＳＬ２を備えることで、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することも可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ２電圧は制御回路１４０によってＶ１側主回路１１０で調整可能であり、また、Ｖ３電圧は、制御回路１５０ＥによってＶ３側降圧回路１３０で調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０Ｅによって得るようにしているので、出力電力を大きくするころができる。また、低電圧のＶ２電圧を、高電圧のＶ１電圧に変換することもできるため、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

また、Ｖ３端子を入力として、Ｖ１端子やＶ２端子から電力を出力することができる。

次に、図１３を用いて、本発明の第７の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
図１３は、本発明の第７の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ｆの基本構成は、図２と同様であるが、Ｖ２端子を出力専用とし、Ｖ２側主回路１２０Ｆは、スイッチング手段を内蔵しない構成となっている。

本例は、Ｖ２側主回路１２０Ｆをセンタタップ方式のダイオード整流としており、ダイオードＤ２４，Ｄ２５と、フリーホイルダイオードＤ２３と、リアクトルＬ２３とを備えている。２次巻き線ＴＲ２に発生した交流電圧は、ダイオードＤ２４，Ｄ２５で整流される。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ３電圧は、制御回路１５０によってＶ３側降圧回路１３０で調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０によって得るようにしているので、出力電力を大きくするころができる。

また、Ｖ２端子が出力専用となるが、スイッチング手段を用いていないため制御が不要で部品点数も少なくなるため、Ｖ２側主回路１２０を小型化できる。

次に、図１４を用いて、本発明の第８の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成及び動作について説明する。
図１４は、本発明の第８の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００Ｇの基本構成は、図２と同様であるが、Ｖ２側主回路１２０Ｇは、双方向動作可能なセンタタップ方式としたものである。Ｖ２側主回路１２０Ｇは、スイッチング手段ＳＷ２３，ＳＷ２４と、ダイオードＤ２６，Ｄ２７と、リアクトルＬ２３を備えている。２次巻き線ＴＲ２に発生した交流電圧は、ダイオードＤ２６，Ｄ２７で整流され、リアクトルＬ２３とコンデンサＣ２で平滑して、Ｖ２出力電圧を得る。ダイオードＤ２６，Ｄ２７が順方向に電流を流す期間に、スイッチング手段ＳＷ２３，ＳＷ２４をオンさせる，いわゆる同期整流を行うことも可能である。Ｖ２端子を入力とした場合は、スイッチング手段ＳＷ２３，ＳＷ２４を交互にオンさせることで、２次巻き線ＴＲ２に交流電圧を発生し、Ｖ１端子やＶ３端子から出力電圧を得ることができる。なお、図示は省略したが、図６と同様に、制御回路１７０とセレクタＳＬ１，ＳＬ２を備えることで、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数出力電圧の内、Ｖ２電圧は制御回路１４０によってＶ１側主回路１１０で調整可能であり、また、Ｖ３電圧は、制御回路１５０によってＶ３側降圧回路１３０で調整可能である。さらに、Ｖ３電圧は、降圧回路１３０によって得るようにしているので、出力電力を大きくするころができる。また、低電圧のＶ２電圧を、高電圧のＶ１電圧に変換することもできるため、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

次に、図１５を用いて、本発明の各実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した車載用ハイブリッドシステムの構成について説明する。
図１５は、本発明の各実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した車載用ハイブリッドシステムの構成を示すシステムブロック図である。なお、図１，図２と同一符号は、同一部分を示している。

エンジン２１０と、モータ／ジェネレータ２１５とは、機械的に結合されている。モータ／ジェネレータ２１５は、回生時にはエンジン２１０によって駆動されてジェネレータとして動作し、力行時にはモータとして動作する。

インバータ／コンバータ２２０は、力行時は、インバータとして高電圧直流電源Ｂａｔ１の電力により、モータを回転させ、回生時はコンバータとしてジェネレータで発電した交流電圧を直流に変換し、高電圧直流電源Ｂａｔ１を充電する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、電源Ｂａｔ１，Ｂａｔ２，Ｂａｔ３の間に配置され、電力変換を行う。第１の電子機器２３０は、直流電源Ｂａｔ１で動作する車載電子機器であり、第２の電子機器２３５は、直流電源Ｂａｔ３で動作する車載電子機器である。バッテリーコントローラ２４０，２４５，２５０は、直流電源Ｂａｔ１，Ｂａｔ２，Ｂａｔ３のそれぞれの電源管理を行っている。エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）２００は、エンジン２１０やモータ／ジェネレータ２１５を制御するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を制御する上位システムとして機能し、直流電源Ｂａｔ１，Ｂａｔ２，Ｂａｔ３の間の電力変換数方向を切り替えたり、目標指令電圧などの設定情報をＤＣ−ＤＣコンバータ１００に送ると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００からは動作状態などの情報を受け取っている。バッテリーコントローラ２４０，２４５，２５０やＥＣＵ２００は、ネットワークＮＷを介して通信しており、お互いに情報の授受を行っている。

本例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、ＥＣＵ２００と個別に通信を行っているものとしてるが、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００も直接ネットワーク１１０に接続しＥＣＵ２００やバッテリーコントローラ２４０，２４５，２５０と通信を行うようにしてもよいものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、直流電源Ｂａｔ１から直流電源Ｂａｔ２，直流電源Ｂａｔ３に接続された車載電子機器へ電力を供給する機能を有すると共に、直流電源Ｂａｔ１劣化時にエンジンを始動させるための緊急用として直流電源Ｂａｔ２から直流電源Ｂａｔ１へ電力を供給する機能を有している。

本発明は、ハイブリッド自動車などに搭載される高電圧２次電池から車載電装品駆動用の１４Ｖ出力や電動パワーステアリング用などに使用される４２Ｖ出力を供給するのに好適である。この他、車載用途に限らず、３種類以上の電圧を必要とするシステムにおいて、それらの電圧間で電力変換を行う場合に広く適用することができる。さらに、これらの用途に限らず異なる直流電圧間の電力変換に適用することができる。

なお、各種直流電源は、２次電池以外にキャパシタなどで構成することもできる。

以上、本実施形態によれば、車載システムにおいて多出力のＤＣ−ＤＣコンバータを少ない回路規模で実現することができる。

本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の第３の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の第５の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 本発明の各実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した車載用ハイブリッドシステムの構成を示すシステムブロック図である。

符号の説明

１００…ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１０…Ｖ１側主回路
１２０…Ｖ３側降圧回路
１３０…Ｖ２側主回路
１４０，１５０…制御回路
１６０…通信インターフェース
２００…上位コントローラ
ＴＲ…トランス

Claims (2)

1. 第１の電圧をトランスの１次側に接続し、トランスの２次側から複数の電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記第１の電圧と前記トランスの１次側の間に配置される第１の主回路と、
   前記トランスの２次側と前記第１の電圧よりも小さい電圧値である第２の電圧の間に配置される第２の主回路と、
   前記トランスの２次側と第３の電圧の間に配置される第３の降圧回路と、
   前記第１の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧を調整する第１の制御回路と、
   前記第３の降圧回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第３の電圧を降圧調整する第２の制御回路と、
   前記第２の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧から前記第１の電圧を生成する第３の制御回路を備え、双方向に電力変換するとともに、
   前記第２の制御回路は、前記第２の電圧から前記第１の電圧へ電力変換する場合に、前記第３の降圧回路内の少なくとも１つのスイッチング手段をオン・オフして、前記第３の電圧を調整し、
   さらに、前記第２の電圧から前記第１の電圧への昇圧時に、トランス電圧の１周期に対する電圧発生期間をＴとした場合、前記第２の制御回路は、２次側に備えた前記第３の降圧回路内のスイッチング手段のオン期間をＴ以下に制御して出力電圧を調整することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 第１の電圧をトランスの１次側に接続し、トランスの２次側から複数の電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに接続された複数の２次電池と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を指示する上位コントローラとを有するＤＣ−ＤＣコンバータシステムであって、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記第１の電圧と前記トランスの１次側の間に配置される第１の主回路と、
   前記トランスの２次側と前記第１の電圧よりも小さい電圧値である第２の電圧の間に配置される第２の主回路と、
   前記トランスの２次側と第３の電圧の間に配置される第３の降圧回路と、
   前記第１の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧を調整する第１の制御回路と、
   前記第３の降圧回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第３の電圧を降圧調整する第２の制御回路と、
   前記第２の主回路が備えるスイッチング手段をオン・オフを制御することで前記第２の電圧から前記第１の電圧を生成する第３の制御回路を備え、双方向に電力変換するとともに、
   前記第２の制御回路は、前記第２の電圧から前記第１の電圧へ電力変換する場合に、前記第３の降圧回路内の少なくとも１つのスイッチング手段をオン・オフして、前記第３の電圧を調整し、
   さらに、前記第２の電圧から前記第１の電圧への昇圧時に、トランス電圧の１周期に対する電圧発生期間をＴとした場合、前記第２の制御回路は、２次側に備えた前記第３の降圧回路内のスイッチング手段のオン期間をＴ以下に制御して出力電圧を調整することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータシステム。

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