CN110249518B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

转换器(40a)对用于驱动交流电动机(200)的逆变器(60)供给将来自直流电源(10)的输入电压(Vin)降压或升压后的输出电压(Vdc)。在转换器(40a)中，在升压模式下，降压电路(20)被停止而升压电路(30)工作，并且通过第1旁路开关(25)的接通而形成从直流电源(10)到升压电路(30)的路径。在降压模式下，升压电路(30)被停止而降压电路(20)工作，并且通过第2旁路开关(35)的接通而形成从降压电路(20)到逆变器(60)的路径。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置，更特定地说，涉及交流电动机驱动用的电力变换装置。
背景技术
以往，使用对输出到进行直流/交流电压变换的逆变器的直流电压进行可变控制的结构。例如，在日本特开2010-166719号公报(专利文献1)中记载有如下结构：作为驱动空调装置的压缩机的马达驱动控制装置，在包括三相交流电源和三相整流电路的直流电源与对马达供给交流电压的逆变器之间配置升压转换器。
通过使用升压转换器，能够使输入到逆变器的直流电压上升得高于来自直流电源的输入电压。由此，在感应电压变大的高转速区域中，能够避免由马达电流增加引起的损耗增大或温度上升，从而适当地驱动马达。
另外，在国际公开第2016/002053号(专利文献2)中，记载有与专利文献1相同的在直流电源和逆变器之间连接有多电平斩波器电路的电力变换装置的结构。在多电平斩波器电路中，通过根据交流电动机的负载状态来切换升压模式，能够实现由于开关元件的小型化所带来的低成本化以及由于升压比的增加所带来的交流电动机的运转范围的扩大。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010-166719号公报
专利文献2：国际公开第2016/002053号
发明内容
发明所要解决的技术课题
然而，在专利文献1和专利文献2中，无法使输入到逆变器的直流电压低于来自直流电源的输入电压。因此，在马达的低转速区域中，由于对逆变器的输入电压(即，来自直流电源的输入电压)高于从逆变器输出的交流电压，从而存在马达铁损或逆变器的损耗会增加的问题。即，在专利文献1和专利文献2中，能够改善高转速区域(即，重负载时)的效率，另一方面，轻负载时(即，低转速区域)的效率改善成为技术课题。
本发明是为了解决这样的问题而完成的，本发明的目的在于，在交流电动机驱动用的电力变换装置中，根据交流电动机的工作状态，在重负载区域和轻负载区域这两者中高效地驱动交流电动机。
用于解决技术课题的技术方案
根据本发明的某个方面，用于驱动交流电动机的电力变换装置具备：逆变器，用于对交流电动机供给交流电压；转换器，连接于直流电源与逆变器之间；第1旁路开关和第2旁路开关；以及控制电路。转换器包括输入节点、输出节点、具有第1半导体元件的降压电路以及具有第2半导体元件的升压电路。来自直流电源的第1直流电压被输入到输入节点。输出节点与逆变器的直流侧连接。升压电路和降压电路串联连接于输入节点和输出节点之间。降压电路构成为执行用于对工作时被输入的电压进行降压的第1电力变换。升压电路构成为执行用于对工作时被输入的电压进行升压的第2电力变换。第1旁路开关与第1半导体元件并联连接。第2旁路开关与第2半导体元件并联连接。
发明效果
根据本发明，在交流电动机驱动用的电力变换装置中，能够根据交流电动机200的工作状态，在重负载区域和轻负载区域这两者中高效地驱动交流电动机。
附图说明
图1是用于说明根据实施方式1的电力变换装置的结构的示意性电路图。
图2是说明图1所示的转换器的目标电压的设定例的概念图。
图3是说明转换器的各工作模式下的电路工作的图表。
图4示出了用于说明转换器中的PWM控制的波形例。
图5是说明降压模式下的升压电路的工作的部分电路图。
图6是降压模式下的输出电压的波形图的一例。
图7是说明升压模式下的降压电路的工作的部分电路图。
图8是升压模式下的输出电压的波形图的一例。
图9是用于说明逆变器中的用于直流/交流电压变换的PWM控制的示意性波形图。
图10是说明根据实施方式1的变形例1的用于转换器的目标电压的设定的控制处理的流程图。
图11是用于说明根据实施方式1的变形例2的电力变换装置的结构的示意性电路图。
图12是用于说明根据实施方式2的电力变换装置的结构的示意性电路图。
图13是说明根据实施方式2的电力变换装置中的转换器的各工作模式下的电路工作的图表。
图14是来自图1所示的直流电源的输入电压的波形图。
图15是说明根据实施方式3的用于转换器的目标电压的设定的控制处理的流程图。
图16是说明根据实施方式3的转换器的目标电压的设定和转换器的工作模式的选择的概念图。
图17是说明根据实施方式4的用于转换器的目标电压的设定的控制处理的流程图。
图18是说明根据实施方式4的转换器的目标电压的设定和转换器的工作模式的选择的概念图。
图19是说明根据实施方式5的用于转换器的目标电压的设定的控制处理的流程图。
图20是说明根据实施方式5的转换器的目标电压的设定和转换器的工作模式的选择的概念图。
附图标记
10直流电源；11基准电压布线；15整流电路；20降压电路；21、31、73、74开关元件；22、32、71、72二极管；25、35旁路开关；25a、25c开关元件；30、70升压电路；40、40a、40b、40c转换器；45电抗器；50平滑电容器；51电压传感器；60逆变器；75中间电容器；90控制电路；100a、100b、100c电力变换装置；200交流电动机；DT占空比；N1、N2节点、Ni输入节点(转换器)；No输出节点(转换器)；P1～P4电流路径；Tc开关周期；Ton接通期间；Vc控制电压；Vcw载波电压；Vdc输出电压(转换器)；Vdc＊目标电压(转换器)。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下对图中的相同或相当的部分标注相同的附图标记，原则上不重复其说明。
实施方式1.
图1是用于说明根据实施方式1的电力变换装置的结构的示意性电路图。
参照图1，根据实施方式1的电力变换装置100a将来自直流电源10的直流电压Vin变换为用于驱动交流电动机200的交流电压。
直流电源10能够由例如交流电源(例如三相交流电源)12和整流电路15来构成。电力变换装置100a包括用于进行直流/直流电力变换的转换器40a、平滑电容器50、用于进行直流/交流电力变换的逆变器60以及控制电路90。控制电路90控制转换器40和逆变器60的工作。控制电路90构成为通过基于执行预先存储的程序的软件处理和/或由专用电子电路进行的硬件处理，来实现后述的各控制功能。例如，控制电路90能够由所谓的微型计算机来构成。
转换器40a具有降压电路20、升压电路30以及旁路开关25、35。如稍后说明的那样，降压电路20和升压电路30构成为共用电抗器45。
转换器40的输入节点Ni与直流电源10的正极侧连接。基准电压布线11与直流电源10的负极侧连接。由此，来自直流电源10的直流电压Vin(以下也称为输入电压Vin)被输入到转换器40a。
降压电路20具有电力用半导体开关元件(以下也简称为“开关元件”)21、二极管22以及电抗器45。开关元件21连接于输入节点Ni和节点N1之间。旁路开关25与开关元件21并联地电连接于输入节点Ni和节点N1之间。
在本实施方式中，开关元件能够由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。另外，形成开关元件21、31和二极管22、32的半导体材料没有特别限定，除了Si(硅)以外，还可以应用SiC(碳化硅)、GaN(氮化镓)等。开关元件21的通断由控制电路90来控制。
将从基准电压布线11朝向节点N1的方向作为正向，二极管22电连接于基准电压布线11和节点N1之间。在与升压电路30之间共用的电抗器45电连接于节点N1和N2之间。这样，能够由开关元件21、二极管22以及电抗器45构成所谓的降压斩波器。
升压电路30具有开关元件31、二极管32以及电抗器45。开关元件31电连接于节点N2和基准电压布线11之间。旁路开关35与二极管32并联地电连接于节点N2和基准电压布线11之间。开关元件31的通断由控制电路90来控制。
将从节点N2朝向转换器40的输出节点No的方向作为正向，二极管32电连接于节点N2和输出节点No之间。如上所述，连接于节点N1和N2之间的电抗器45在与降压电路20之间被共用。这样，能够由开关元件31、二极管32以及电抗器45构成所谓的升压斩波器。
旁路开关25、35的通断由控制电路90来控制。优选为旁路开关25由具有低于开关元件21的导通电阻的导通电阻的元件构成。同样地，优选为旁路开关35由具有低于二极管32的导通电阻的导通电阻的元件构成。例如，旁路开关25、35能够使用根据来自控制电路90的励磁信号而被进行开闭控制的电磁继电器来构成。
在降压斩波器(降压电路20)中，反复设置开关元件21的接通期间和断开期间。由此，通过切换包括电抗器45和开关元件21的电流路径和包括电抗器45和二极管22的电流路径，执行对输入的直流电压(在图1的例子中为输入电压Vin)进行降压的电力变换。另一方面，当使开关元件21始终接通时，用于降压的电力变换被停止，输入的直流电压不经变换地通过降压电路20。
即，开关元件21对应于“第1半导体元件”的一个实施例，基于开关元件21的通断的在降压斩波器中的电力变换对应于“第1电力变换”的一个实施例。另外，旁路开关25对应于“第1旁路开关”的一个实施例。
在升压斩波器(升压电路30)中，反复设置开关元件31的接通期间和断开期间。由此，通过切换包括电抗器45和开关元件31的电流路径和包括电抗器45和二极管32的电流路径，执行对输入的直流电压(在图1的例子中为节点N1的电压)进行升压的电力变换。具体而言，在开关元件31的接通期间，将来自直流电源10的电力作为电磁能蓄积于电抗器45，在开关元件31的断开期间，经由二极管32将来自直流电源10的电力和蓄积于电抗器45的电磁能向输出节点No输出，由此能够对输入电压Vin进行升压。另一方面，当使开关元件31始终断开并使二极管32始终接通时，用于升压的电力变换被停止，输入的直流电压不经变换地通过升压电路30。
即，二极管32对应于“第2半导体元件”的一个实施例，基于开关元件31的通断的在升压斩波器中的电力变换对应于“第2电力变换”的一个实施例。另外，旁路开关35对应于“第2旁路开关”的一个实施例。
转换器40的输出节点No和基准电压布线11与逆变器60的直流链路侧连接。在输出节点No和基准电压布线11之间连接有平滑电容器50。以下也将输出节点No的直流电压Vdc称为输出电压Vdc。输出电压Vdc由电压传感器51来检测。另外，虽然省略了图示，但还能够进一步配置用于检测输入电压Vin的电压传感器。各电压传感器的检测值被输入到控制电路90。
逆变器60将转换器40a的输出电压Vdc变换为用于对交流电动机200进行可变速驱动的交流电压。逆变器60的输出电压(交流电压)被供给到交流电动机200的线圈绕组。交流电动机200由例如三相交流电动机来构成。此时，逆变器60能够由一般的三相逆变器来构成。
通过由控制电路90对配置于各相的上下支路的多个开关元件(未图示)进行通断控制，逆变器60产生对直流电压Vdc进行了脉冲宽度调制(PWM)控制后的脉冲波形电压(以下也称为PWM电压)。来自逆变器60的PWM电压作为用于驱动交流电动机200的伪交流电压，被供给到交流电动机200的线圈绕组。例如，在交流电动机200为三相交流电动机的情况下，逆变器60将相位各错开120度的交流电压(PWM电压)供给到各相的线圈绕组。
在交流电动机200由同步电动机构成的情况下，产生与转速相应的振幅的感应电压。当从逆变器60施加于交流电动机200的伪交流电压(PWM电压)的振幅低于该感应电压的振幅时，担心由于流过交流电动机200的电流的增加，导致逆变器60和交流电动机200中的电力损耗的增加和温度上升。因此，如专利文献1、2中还记载的那样，优选为将转换器40的输出电压Vdc控制为高于输入电压Vin，以使PWM电压的振幅(即转换器40a的输出电压Vdc)高于感应电压的振幅。
另一方面，当交流电动机200在轻负载(例如低转速)下工作时，来自逆变器60的交流电压被控制为有效值变小。此时，如专利文献1、2那样，在无法使来自转换器40的输出电压Vdc低于输入电压Vin的结构中，担心由于输出电压Vdc与施加于交流电动机200的交流电压相比过高，因此马达电流的纹波分量变大，导致交流电动机200中的铁损增加。此外，还担心逆变器60中的开关损耗增加。
此外，在交流电动机200由感应电动机构成的情况下，从效率方面来看，优选为在低转速时减小PWM电压的振幅，在高转速时增大PWM电压的振幅。
控制电路90基于来自未图示的传感器的交流电动机200的工作状态的检测值(例如转速和/或电流)，设定转换器40a的输出电压Vdc的目标值Vdc＊(以下也称为目标电压Vdc＊)，控制转换器40a的工作以使Vdc＝Vdc＊。
图2是说明转换器40a的目标电压Vdc＊的设定例的概念图。
参照图2，目标电压Vdc＊被设定为根据交流电动机200的转速，在高转速区域上升而在低转速区域下降。例如，如图2所例示的那样，能够与转速成比例地设定目标电压Vdc＊。
由于根据本实施方式的转换器40a具有降压电路20和升压电路30这两者，因此能够在Vdc＊＜Vin的区域以及Vin≤Vdc＊的区域这两者中设定目标电压Vdc＊。
控制电路90基于目标电压Vdc＊和输入电压Vin的比较，选择转换器40a的工作模式。具体而言，在Vdc＊≥Vin的区域中，使转换器40a在升压模式下工作，而在Vdc＊＜Vin的区域中，使转换器40a在降压模式下工作。在此，与目标电压Vdc＊作比较的输入电压Vin能够设为电压传感器(未图示)的检测值。或者，也可以将按照直流电源10的特性预先设定的常数值与目标电压Vdc＊进行比较。
图3是用于说明转换器40a的各工作模式下的电路工作的图表。
参照图3，在降压模式下，降压电路20工作而升压电路30停止。在由降压斩波器构成的降压电路20中，通过开关元件21的PWM控制，能够在Vdc≤Vin的范围中控制输出电压Vdc。降压模式对应于“第2模式”。
在仅有降压斩波器(降压电路20)工作的降压模式下，当设占空比为DT时，在输出电压Vdc和输入电压Vin之间，下述(1)式成立。
Vdc＝DT·Vin…(1)
在图4中示出了用于说明转换器中的PWM控制的波形例。
参照图4，在PWM控制中，根据由周期信号(例如锯齿波或三角波)构成的载波的电压Vcw与对应于目标占空比DT＊的控制电压Vc的电压比较，开关元件21被接通和断开。
能够根据式(1)将目标占空比DT＊设定为DT＊＝(Vdc＊/Vin)。或者，也能够再加上电压偏差ΔVdc＝(Vdc＊－Vdc)的反馈项来计算目标占空比DT＊。
在降压斩波器中，在Vcw＞Vc的期间开关元件21被断开，而在Vc＞Vcw的期间开关元件21被接通。开关元件21的接通期间Ton与由接通期间和断开期间之和所示的开关周期Tc之比相当于式(1)中的占空比DT(DT＝Ton/Tc)。能够根据载波的振幅和目标占空比DT＊之积来设定控制电压Vc。
再次参照图3和图2，在降压模式下，降压电路20通过开关元件21的通断控制，对节点N2输出将输入电压Vin降压后的直流电压。另一方面，升压电路30通过使开关元件31始终断开来停止电力变换。
图5是说明降压模式下的升压电路30的工作的部分电路图。
参照图5，在降压模式下，在升压电路30中需要形成如下路径：使开关元件31始终断开而停止电力变换(升压工作)，另一方面，使降压电路20输出到节点N2的电压(降压)不被变换地通过，并传递到输出节点No。
通过使开关元件31始终断开从而在升压电路30中二极管32导通(接通)，而能够始终形成从节点N2到输出节点No的电流路径P1。并且，通过使旁路开关35始终接通，也能够形成从节点N2到输出节点No的电流路径P2。
这样，通过将由旁路开关35形成的电流路径P2与二极管32并联地设置，在降压模式下，能够降低将降压电路20的输出电压向输出节点No传递的路径的电阻值，因此能够抑制转换器40a的电力损耗。
图6中示出了降压模式下的输出电压的波形例。
参照图6，当直流电源10由三相交流电源和整流电路构成时，输入电压Vin中产生具有电源频率的3倍频率的纹波电压。在降压模式下，降压电路20按照设定于Vdc＊＜Vin区域的目标电压Vdc＊来执行电力变换(降压)，并且降压电路20的输出电压通过包括旁路开关35的路径被传递到输出节点No，由此能够将直流电压Vdc控制为目标电压Vdc＊。
再次参照图3和图2，在升压模式下，降压电路20通过使开关元件21始终接通来停止电力变换(降压工作)。升压模式对应于“第1模式”。
图7是说明升压模式下的降压电路20的工作的部分电路图。
参照图7，在升压模式下，降压电路20使开关元件21始终接通来停止电力变换(降压工作)。另一方面，在升压模式下，需要形成从输入节点Ni向节点N1传递输入电压Vin的路径。
在降压电路20中，能够通过始终接通的开关元件21形成从输入节点Ni到节点N1的电流路径P3。并且，通过使旁路开关25始终接通，能够形成从输入节点Ni到节点N1的电流路径P4。
这样，通过将由旁路开关25形成的电流路径P4与开关元件21并联地设置，在升压模式下，能够降低将输入电压Vin向升压电路30传递的路径的电阻值。此外，在升压模式下，也能够在电流流过旁路开关25之后，使开关元件21断开来切断电流路径P3。
再次参照图3和图2，在升压模式下，在由升压斩波器构成的升压电路30中，通过开关元件31的PWM控制，能够将输入电压Vin升压来控制输出电压Vdc(Vdc≥Vin)。
在仅有升压斩波器(升压电路30)工作的升压模式下，当将由开关元件31的接通期间与开关周期Tc之比定义的占空比设为DT时，在输出电压Vdc和输入电压Vin之间，下述(2)式成立。
Vdc＝1/(1－DT)·Vin…(2)
在升压模式下，在用图4说明的PWM控制中，能够使用将式(2)变形而得到的目标占空比DT＊来设定控制电压Vc。具体而言，目标占空比DT＊能够由下述的式(3)来计算。
DT＊＝1.0－1/(Vdc＊/Vin)…(3)
另外，与在降压电路20的控制中说明的情况同样地，也能够对由式(3)计算出的值再加上基于电压偏差ΔVdc＝(Vdc＊－Vdc)的反馈项来计算出目标占空比DT＊。
图8中示出了升压模式下的输出电压的波形例。
参照图8，与图7同样地，输入电压Vin中产生了具有电源频率的3倍频率的纹波电压。在升压模式下，输入电压Vin通过包括旁路开关25的路径被传递到升压电路30。而且，升压电路30按照设定于Vdc＊＞Vin的区域的目标电压Vdc＊来执行电力变换(升压)，从而能够将直流电压Vdc控制为目标电压Vdc＊。
如以上说明的那样，在根据实施方式1的电力变换装置中，通过将转换器40a构成为选择性地使升压电路和降压电路工作，能够在相比于输入电压Vin为高电压的范围和低电压的范围这两者中控制输入到驱动交流电动机200的逆变器60的直流电压Vdc。而且，通过旁路开关25、35，能够抑制选择性地使降压电路20和升压电路30工作的转换器40a的电力损耗。其结果是，能够根据交流电动机200的工作状态，在重负载区域和轻负载区域这两者中高效地驱动交流电动机200。
实施方式1的变形例1.
在实施方式1的变形例1中，说明转换器40a的目标电压Vdc＊的其它设定例。具体而言，示出了以使与逆变器60中的电力变换相关的指标为恒定的方式设定目标电压Vdc＊的例子。
图9是用于说明逆变器60中的用于直流/交流电压变换的PWM控制的示意性波形图。
参照图9，电压指令(相电压)Vac＊示出应施加于交流电动机200的各相线圈绕组的正弦波电压。在三相交流电动机中，电压指令Vac＊被生成为相位在相间分别偏离120度的正弦波电压。例如，能够通过交流电动机200的各相的电流反馈控制来求出电压指令Vac＊。能够通过电压指令Vac＊的振幅来控制交流电动机200的转矩。另外，电压指令Vac＊的频率对应于交流电动机200的转速。
通过逆变器60的PWM控制，以来自转换器40a的直流电压Vdc为振幅的PWM电压被输出到交流电动机200。根据三角波的载波的电压Vcw与电压指令Vac＊的电压比较，对构成逆变器60的开关元件(未图示)进行通断控制，由此产生按照电压指令Vac＊的PWM电压。PWM电压的基波分量相当于电压指令Vac＊。另外，PWM控制中的载波电压Vcw的峰-峰值相当于来自转换器40a的直流电压Vdc。
一般地，已知逆变器60的调制率K1和电压利用率K2由下述的(4)式和(5)式示出。
K1＝Vam/(Vdc/2)…(4)
Figure GDA0002149845410000121
此外，式(4)中的Vam是Vac＊的振幅。在式(5)中，Vlm是根据Vac＊(相电压)而产生的交流电动机200中的线间电压的有效值，具有
Figure GDA0002149845410000122
的关系。
图10是说明根据实施方式1的变形例1的用于转换器的目标电压的设定的控制处理的流程图。
参照图10，控制电路90通过步骤S100，根据交流电动机200的工作状态计算交流电压指令Vac＊。例如，通过交流电动机200的转速和/或电流的反馈控制，以具有用于适当地控制交流电动机200的转矩和/或转速的振幅和频率的方式，求出交流电压指令Vac＊。
控制电路90通过步骤S110，根据在步骤S100中求出的交流电压指令Vac＊(振幅Vam)，按照式(4)或式(5)计算目标电压Vdc＊。
例如，能够计算目标电压Vdc＊，使得在式(4)中K1成为恒定值(例如，K1＝1.0，即，调制率＝100(％))或者在公式(5)中K2成为恒定值(例如，K2＝1.0，即，电压利用率＝100(％))。或者，上述恒定值也能够设定为大于1.0，使得逆变器60进行过调制运转。在过调制运转中，虽然电压波形产生失真，但能够改善逆变器60中的效率。
这样，在根据实施方式1的电力变换装置中，关于转换器40a的目标电压Vdc＊，即使不是如图2所示按照交流电动机200的转速的设定，而是如在本变形例中说明的那样以逆变器60中的调制率或者电压利用率为恒定的方式设定，也能够与交流电动机200的工作状态对应地适当地设定。
实施方式1的变形例2.
图11是用于说明根据实施方式1的变形例2的电力变换装置100b的结构的示意性电路图。
将图11与图1进行比较，根据实施方式1的变形例2的电力变换装置100b具备转换器40b而不是转换器40a(图1)。转换器40b与转换器40a相比，不同之处在于，与降压电路20对应地配置的旁路开关25由多个(在图11的例子中为3个)并联连接的开关元件25a～25c构成。开关元件25a～25c由控制电路90共同控制。即，开关元件25a～25c的通断与旁路开关25同样地被控制。关于开关元件25a～25c，也能够由例如电磁继电器构成。
转换器40b的其它部分的结构和工作与转换器40a相同，关于电力变换装置100b，转换器40b以外的部分的结构和工作也与电力变换装置100a相同，因此不重复详细说明。由此，转换器40b进行的输出电压Vdc的控制与实施方式1的转换器40a相同，关于逆变器60进行的交流电动机200的控制，也与实施方式1相同。
通过由并联连接的多个开关(例如电磁继电器)构成旁路开关，变得易于确保电流容量。特别是，在应对大容量的情况下，通过使用较廉价的低容量开关来确保电流容量，与增大单个旁路开关的容量的结构相比，能够抑制成本。
此外，在图11中，说明了由并联连接的多个开关元件构成旁路开关25的例子，但是对于与升压电路30对应地配置的旁路开关35，也能够应用相同的结构。
即，根据实施方式1的变形例2，通过由并联连接的多个开关元件构成旁路开关25和/或旁路开关35，从而在抑制成本的同时变得易于确保电流容量。
实施方式2.
图12是用于说明根据实施方式2的电力变换装置的结构的示意性电路图。
将图12与图1进行比较，根据实施方式2的电力变换装置100c具备转换器40c而不是转换器40a(图1)。转换器40c与转换器40a相比，不同点在于具有升压电路70而不是升压电路30。
升压电路70具有二极管71、72、开关元件73、74、中间电容器75以及与降压电路20共用的电抗器45。
二极管71和二极管72串联连接于节点N2和输出节点No之间。二极管71和二极管72各自以从节点N2朝向输出节点No的方向为正向而连接。
开关元件73和74串联连接于节点N2和基准电压布线11之间。中间电容器75电连接于二极管71和72的连接点与开关元件73和74的连接点之间。开关元件73、74各自的通断由控制电路90来控制。
与实施方式1同样地，电抗器45电连接于节点N1和N2之间，被降压电路20和升压电路70共用。升压电路70具有与专利文献2记载的多电平斩波器电路相同的电路结构。
在转换器40c中，旁路开关35也连接于节点N2和输出节点No之间。即，旁路开关35与二极管71和72并联连接，在转换器40c中，二极管71和72分别对应于“第1二极管和第2二极管”，能够由二极管71和72构成“第2半导体元件”的一个实施例。另外，节点N2对应于“中间节点”，开关元件73和74对应于“第1开关元件和第2开关元件”。
转换器40c的其它部分的结构和工作与转换器40a相同，关于电力变换装置100c，转换器40c以外的部分的结构和工作与电力变换装置100a相同，因此不重复详细说明。关于转换器40c的目标电压Vdc＊，也能够根据实施方式1或其变形例1，与交流电动机200的工作状态对应地设定。
另外，在实施方式2中，旁路开关25和旁路开关35各自也与实施方式1的变形例1同样地，能够由并联连接的多个开关元件构成。
图13中示出了根据实施方式2的转换器40c的各工作模式下的电路工作。
参照图13，在应用于Vdc＊＜Vin的区域的降压模式下，降压电路20能够通过实施方式1中说明的开关元件21的PWM控制，根据目标电压Vdc＊(Vdc＊≤Vin)来控制输出电压Vdc。与被PWM控制的开关元件21并联连接的旁路开关25与实施方式1同样地始终被断开。
在降压模式下，升压电路70通过使开关元件73和74始终断开来停止电力变换(升压工作)。另一方面，升压电路70需要形成将降压电路20输出到节点N2的电压作为输出电压Vdc向输出节点No传递的路径。
在降压模式下，旁路开关35与实施方式1同样地始终接通。由此，在降压模式下，与仅通过二极管71、72传递的结构相比，能够降低将降压电路20的输出电压(相当于Vdc)向输出节点No传递的路径的电阻值。
在应用于Vdc＊≥Vin的区域的升压模式下，与实施方式1同样地，使开关元件21始终接通，并且旁路开关25接通。由此，能够形成降压电路20停止电力变换(降压工作)并且将输入节点Ni的输入电压Vin向相当于升压斩波器的输入节点的节点N1传递的路径。如实施方式1中说明的那样，开关元件21也能够在电流流过旁路开关25之后断开。
另一方面，升压电路70通过开关元件73和74的PWM控制，执行使输入电压Vin升压的电力变换。如专利文献2的图3所示，升压电路70能够以将仅开关元件74接通的第1期间、仅开关元件73接通的第2期间、开关元件73、74均接通的第3期间以及开关元件73、74均断开的第4期间中的至少一部分组合的方式，进行开关元件73、74的PWM控制。特别是，通过使用相位偏离180度的载波的PWM控制，开关元件73和开关元件74交替地通断，由此也能够交替地设置第1期间和第2期间。
在上述第1～第4期间，形成包括电抗器45的不同的电流路径。因此，升压电路70能够通过切换这些包括电抗器45的电流路径，并且设置将来自直流电源10的电力蓄积于电抗器45和中间电容器75的期间，从而执行将传递到节点N2的输入电压升压的电力变换(即，“第2电力变换”)。
因此，升压电路70与升压电路30同样地，能够根据目标电压Vdc＊，在输出节点No生成高于节点N2的直流电压的输出电压Vdc。此时，通过控制开关元件73、74的通断(即，设定第1～4期间)以将中间电容器75的电压控制为Vdc/2，从而能够实现抑制开关元件73、74中的损耗以及抑制输出电压Vdc的纹波。
其结果是，在转换器40c中，能够提高升压模式下的转换器40c的效率。另一方面，在升压电路70中，由于在节点N2和输出节点No之间的路径上连接有两个二极管71、72，因此担心降压模式下该路径上的损耗增加。然而，通过配置旁路开关35，降压模式的效率也能够维持为与转换器40a等同。
这样，根据实施方式2的电力变换装置，能够通过半导体元件数较多的升压电路70来提高升压模式下的效率，并且通过旁路开关35来维持降压模式下的效率。
此外，也能够配置包括半导体元件来构成的具有升压功能的任意升压电路，来代替实施方式2中的升压电路70(多电平斩波器电路)。在这种情况下，在降压模式下，通过将用于形成对升压电路进行旁通的电压传递路径的旁路开关与该升压电路的半导体元件并联连接，也能够得到相同的效果。
同样地，在各实施方式中，关于降压电路20，也能够配置包括半导体元件来构成的具有降压功能的任意降压电路，来代替降压斩波器。在这种情况下，在升压模式下，通过将用于形成对降压电路20进行旁通的电压传递路径的旁路开关与该降压电路的半导体元件并联连接，也能够得到相同的效果。
实施方式3.
在实施方式3中，对由于直流电源由交流电源和整流电路构成从而输入电压Vin具有纹波分量时的优选控制例进行说明。
图14是来自直流电源10的输入电压Vin的波形例。
参照图14，由于三相交流电压的整流，输入电压Vin中产生电源频率的6倍频率的纹波电压。由此，输入电压Vin在相当于三相交流电压的振幅的上限值V1和下限值V2之间周期性地变动。能够基于电源电压值而预先求出下限值V2。
由于输入电压Vin像这样地变动，在与交流电动机200的工作状态对应地设定的目标电压Vdc＊处于V1～V2的范围内时，升压模式和降压模式的切换频繁地发生，由此担心转换器40a～40c的工作变得不稳定。
由此，在实施方式3中，设定目标电压Vdc＊，以使得在实施方式1和实施方式2及其变形例中说明的电力变换装置100a～100c的工作稳定。
图15是说明根据实施方式3的转换器的目标电压的设定方法的流程图。
参照图15，控制电路90通过步骤S200，与交流电动机200的工作状态对应地，按照图2或图10中说明的内容，设定转换器40a～40c的目标电压Vdc＊。即，在步骤S200中，计算出基于交流电动机200的工作状态的理想的Vdc的值。
控制电路90通过步骤S210判定在步骤S200中计算出的目标电压Vdc＊是否在V1＜Vdc＊＜V2的范围内。在处于V1＜Vdc＊＜V2的范围内时(S210判定为是时)，如果原样地使用该目标电压Vdc＊，则担心升压模式和降压模式会频繁地切换。因此，控制电路通过步骤S220修正为目标电压Vdc＊＝V2。由此，转换器40a～40c将在升压模式下工作。
另一方面，控制电路90在目标电压Vdc＊不在V1＜Vdc＊＜V2的范围内时(S210判定为否时)，跳过步骤S220，维持在步骤S200设定的目标电压Vdc＊。
图16中示出了实施方式3的转换器的目标电压Vdc＊的设定和工作模式的选择的一例。
参照图16，当与图2同样地与交流电动机200的转速成比例地设定目标电压Vdc＊时，在转速高于N1且为N2以下的范围，在步骤S200，如虚线所示，目标电压Vdc＊被设定于V1＜Vdc＊＜V2的范围。
如图16中实线所示，通过步骤S210～S220的处理，在V1＜Vdc＊＜V2的电压范围内，被强制地修正为Vdc＊＝V2。因此，当转速在N1～N2的范围时，通过连续地应用升压模式，从而能够避免频繁地发生升压模式和降压模式的切换，而使转换器40a～40c稳定地工作。
此外，在V1＜Vdc＊＜V2的范围内，通过应用升压模式而不是降压模式，能够将逆变器60的交流电压(PWM电压)的振幅维持为高于交流电动机200的感应电压，因此能够防止交流电动机200的效率大幅下降。
这样，根据实施方式3的电力变换装置，电力变换装置的直流电源由交流电源和整流电路构成，由此，即使在输入电压具有纹波分量时，也能够稳定地工作。
实施方式4.
在实施方式4中，对由于直流电源由交流电源和整流电路构成从而输入电压Vin具有纹波分量时的优选的其它控制例进行说明。在实施方式4中，与实施方式3相比，降压模式和升压模式的切换方式不同。
图17是说明根据实施方式4的转换器的目标电压的设定方法的流程图。
参照图17，控制电路90通过步骤S300，与交流电动机200的工作状态对应地设定转换器40a～40c的目标电压Vdc＊。在步骤S300中，也与图15的步骤S200同样地，能够按照图2或者图10中说明的内容，计算基于交流电动机200的工作状态的理想的Vdc的值。
控制电路90通过步骤S310判定在步骤S300计算出的目标电压Vdc＊是否在V1＜Vdc＊＜V2的范围内。在处于V1＜Vdc＊＜V2的范围内时(S310判定为是时)，如果原样地使用该目标电压Vdc＊，则担心升压模式和降压模式会频繁地切换。因此，控制电路通过步骤S320修正为目标电压Vdc＊＝V1。由此，转换器40a～40c将在降压模式下工作。
另一方面，控制电路90在目标电压Vdc＊不在V1＜Vdc＊＜V2的范围内时(S310判定为否时)，跳过步骤S320，维持在步骤S300设定的目标电压Vdc＊。
图18中示出了实施方式4的转换器的目标电压Vdc＊的设定和工作模式的选择的一例。
参照图18，当与图2同样地与交流电动机200的转速成比例地设定目标电压Vdc＊时，在转速高于N1且为N2以下的范围，在步骤S300中，如虚线所示，目标电压Vdc＊被设定于V1＜Vdc＊＜V2的范围。
如图18中实线所示，通过步骤S310～S320的处理，在V1＜Vdc＊＜V2的电压范围内，被强制地修正为Vdc＊＝V1。由此，当转速在N1～N2的范围时，通过连续地应用降压模式，从而能够避免频繁地发生升压模式和降压模式的切换，而使转换器40a～40c稳定地工作。
在V1＜Vdc＊＜V2的范围内，通过应用降压模式而不是升压模式，与升压模式相比，虽然交流电动机200的效率恶化，但是平滑电容器50的电压变低，因此能够降低因逆变器60的开关而产生的损耗。
这样，通过根据实施方式4的电力变换装置，也与根据实施方式3的电力变换装置同样地，在输入电压具有纹波分量时也能够稳定地工作。
实施方式5.
在实施方式5中，说明与实施方式3和4同样地用于在输入电压Vin具有纹波分量时使电力变换装置高效地工作的控制例。
图19是说明根据实施方式5的转换器的目标电压的设定方法的流程图。
参照图19，控制电路90通过步骤S400，与交流电动机200的工作状态对应地设定转换器40a～40c的目标电压Vdc＊。在步骤S300，也与图15的步骤S200和图17的步骤S300同样地，能够按照图2或者图10中说明的内容，计算基于交流电动机200的工作状态的理想的Vdc的值。
控制电路90通过步骤S410判定在步骤S400计算出的目标电压Vdc＊是否在V1＜Vdc＊＜V2的范围内。在处于V1＜Vdc＊＜V2的范围内时(S410判定为是时)，当原样地使用该目标电压Vdc＊时，担心升压模式和降压模式会频繁地切换。
因此，控制电路90通过步骤S420，确认是否处于Vdc＊＜V3的范围内。在处于Vdc＊＜V3时(S420判定为是时)，控制电路90通过步骤S430修正为Vdc＊＝V1。另一方面，当Vdc＊≥V3时(S420判定为否时)，控制电路90通过步骤S440修正为Vdc＊＝V2。
由此，当处于Vdc＊＜V3的范围内时，转换器40a～40c在降压模式下工作，相反，当处于范围外时，转换器40a～40c在升压模式下工作。
与此相对，当目标电压Vdc＊不在V1＜Vdc＊＜V2的范围内时(S410判定为否时)，控制电路90跳过步骤S420～S440，维持在步骤S400设定的目标电压Vdc＊。
图20中示出实施方式5的转换器的目标电压Vdc＊的设定和工作模式的选择的一例。
参照图20，当与图2同样地与交流电动机200的转速成比例地设定目标电压Vdc＊时，在转速高于N1且为N2以下的范围，在步骤S400，如虚线所示，目标电压Vdc＊被设定于V1＜Vdc＊＜V2的范围。
如图20中的实线所示，通过步骤S410～S440的处理，在V1＜Vdc＊＜V2的范围内，根据Vdc＊与预先确定的边界值V3的比较，被修正为Vdc＊＝V1或Vdc＊＝V2。由此，当转速处于N1～N2的范围时，能够避免频繁地发生升压模式和降压模式的切换，而使转换器40a～40c稳定地工作。
在此，边界值V3被设定为V1＜V3＜V2的值。通过边界值V3的设定值，能够决定降压模式和升压模式的交界线。边界值V3能够基于电力变换装置100a或100b和交流电动机200的总损耗来设定。例如，在V1＜Vdc＊＜V2的范围中，通过仿真等对各Vdc＊取得如实施方式3那样以升压模式固定地工作的情况下的电力变换装置100a、100b(升压电路30和逆变器60)以及交流电动机200的总损耗(第1总损耗)和如实施方式3那样以降压模式固定地工作的情况下的电力变换装置100a、100b(降压电路20和逆变器60)以及交流电动机200的总损耗(第2总损耗)。然后，能够将在以升压模式固定地工作的情况下的第1总损耗和在以降压模式固定地工作的情况下的第2总损耗相等的点设定为V3。
由此，在Vdc＊＜V3的范围，能够设定边界值V3，使得电力变换装置100a、100b以降压模式工作时的总损耗(第2总损耗)小于电力变换装置100a、100b以升压模式工作时的总损耗(第1总损耗)。同样地，在Vdc＊＞V3的范围能够设定边界值V3，使得电力变换装置100a、100b以升压模式工作时的总损耗(第1总损耗)小于电力变换装置100a、100b以降压模式工作时的总损耗(第2总损耗)。其结果是，通过在Vdc＊＜V3的范围应用降压模式，在Vdc＊≥V3的范围应用升压模式，能够降低电力变换装置100a、100b以及交流电动机200的损耗。
这样，根据实施方式5的电力变换装置，在与实施方式3和实施方式4的电力变换装置同样地输入电压具有纹波分量时，也能够稳定地工作，并且能够以使电力变换装置100a、100b以及交流电动机200的损耗最小化的方式高效地工作。
此外，在实施方式1和2以及它们的变形例中，例示了在从直流电源10朝向逆变器60的方向上以降压电路20、升压电路30(70)的顺序连接的结构，但也能够设为以升压电路30(70)和降压电路20的顺序连接的结构。即使设为这样的结构，通过与降压电路20和升压电路30(70)对应地配置旁路开关25、35，也能够根据交流电动机200的工作状态，在重负载区域和轻负载区域这两者中实现高效地驱动交流电动机的功能。此外，在这样的结构中，也能够通过实施方式3～5来修正目标电压Vdc＊。
然而，在以升压电路和降压电路的顺序连接的结构中，无法共用电抗器45，需要对升压电路和降压电路这两者配置电抗器。换言之，通过做成如图1等所例示的以降压电路和升压电路的顺序连接的结构，能够进一步享受因共用电抗器45而带来的小型化和低成本化的效果。
另外，在实施方式1和2以及它们的变形例中，直流电源10也能够由电池、电容器等直流电力的蓄积构件构成。
应该理解为本次公开的实施方式在所有方面都是例示而不是限制性的。本发明的范围不是由上述说明而是由权利要求书示出的，并且旨在包括与权利要求书等同的意思以及范围内的所有变更。

Claims (18)

1.一种电力变换装置，用于驱动交流电动机，具备：
逆变器，用于对所述交流电动机供给交流电压；以及
转换器，连接于直流电源与所述逆变器之间，
所述转换器包括：
输入节点，与所述直流电源的正极侧连接；
输出节点，与所述逆变器的直流侧连接；
降压电路，具有第1半导体元件，连接于所述输入节点；
升压电路，具有第2半导体元件，连接于所述降压电路和所述输出节点之间；以及
电抗器，电连接于所述第1半导体元件和所述第2半导体元件之间，
所述降压电路和所述升压电路串联连接于所述输入节点和所述输出节点之间，
所述降压电路在工作时执行用于将输入的电压降压的第1电力变换，
所述升压电路在工作时执行用于将输入的电压升压的第2电力变换，
所述电力变换装置还具备：
第1旁路开关，与所述第1半导体元件并联连接；
第2旁路开关，与所述第2半导体元件并联连接；以及
控制电路，用于控制所述升压电路、所述降压电路以及所述第1旁路开关和所述第2旁路开关，
所述升压电路具有：
第1开关元件和第2开关元件，串联连接于接地布线和中间节点之间，所述接地布线与所述直流电源的负极侧连接；
第1二极管和第2二极管，作为所述第2半导体元件而串联连接于所述中间节点和所述输出节点之间；以及
中间电容器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点与所述第1二极管和所述第2二极管的连接点之间，
所述电抗器电连接于所述中间节点和所述降压电路的所述第1半导体元件之间，
所述第2旁路开关在所述中间节点和所述输出节点之间，与串联连接的所述第1二极管和所述第2二极管并联连接，
对所述输入节点输入第1直流电压，并且从所述输出节点输出第2直流电压，
所述控制电路在将所述第2直流电压控制为高于所述第1直流电压的范围的第1模式下，接通所述第1旁路开关而断开所述第2旁路开关，并且在将所述第2直流电压控制为低于所述第1直流电压的第2模式下，接通所述第2旁路开关而断开所述第1旁路开关，
所述控制电路根据所述交流电动机的转速来设定所述第2直流电压的目标值，使得根据所述转速的上升而使所述第2直流电压上升，并且根据所述转速的下降而使所述第2直流电压下降，
所述直流电源包括交流电源和整流电路而构成，该整流电路连接于所述交流电源和所述输入节点之间，
在根据所述交流电动机的状态而设定的所述第2直流电压的目标值处于与来自所述整流电路的输出电压具有纹波分量的电压区域对应而预先确定的电压范围内的情况下，所述控制电路将所述目标值修正为高于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第1模式下工作。
2.一种电力变换装置，用于驱动交流电动机，具备：
逆变器，用于对所述交流电动机供给交流电压；以及
转换器，连接于直流电源与所述逆变器之间，
所述转换器包括：
输入节点，与所述直流电源的正极侧连接；
输出节点，与所述逆变器的直流侧连接；
降压电路，具有第1半导体元件，连接于所述输入节点；
升压电路，具有第2半导体元件，连接于所述降压电路和所述输出节点之间；以及
电抗器，电连接于所述第1半导体元件和所述第2半导体元件之间，
所述降压电路和所述升压电路串联连接于所述输入节点和所述输出节点之间，
所述降压电路在工作时执行用于将输入的电压降压的第1电力变换，
所述升压电路在工作时执行用于将输入的电压升压的第2电力变换，
所述电力变换装置还具备：
第1旁路开关，与所述第1半导体元件并联连接；
第2旁路开关，与所述第2半导体元件并联连接；以及
控制电路，用于控制所述升压电路、所述降压电路以及所述第1旁路开关和所述第2旁路开关，
所述升压电路具有：
第1开关元件和第2开关元件，串联连接于接地布线和中间节点之间，所述接地布线与所述直流电源的负极侧连接；
第1二极管和第2二极管，作为所述第2半导体元件而串联连接于所述中间节点和所述输出节点之间；以及
中间电容器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点与所述第1二极管和所述第2二极管的连接点之间，
所述电抗器电连接于所述中间节点和所述降压电路的所述第1半导体元件之间，
所述第2旁路开关在所述中间节点和所述输出节点之间，与串联连接的所述第1二极管和所述第2二极管并联连接，
对所述输入节点输入第1直流电压，并且从所述输出节点输出第2直流电压，
所述控制电路在将所述第2直流电压控制为高于所述第1直流电压的范围的第1模式下，接通所述第1旁路开关而断开所述第2旁路开关，并且在将所述第2直流电压控制为低于所述第1直流电压的第2模式下，接通所述第2旁路开关而断开所述第1旁路开关，
所述控制电路设定所述第2直流电压的目标值，使得根据所述交流电压和所述第2直流电压计算出的所述逆变器的调制率或电压利用率为恒定，
所述直流电源包括交流电源和整流电路而构成，该整流电路连接于所述交流电源和所述输入节点之间，
在根据所述交流电动机的状态而设定的所述第2直流电压的目标值处于与来自所述整流电路的输出电压具有纹波分量的电压区域对应而预先确定的电压范围内的情况下，所述控制电路将所述目标值修正为高于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第1模式下工作。
3.一种电力变换装置，用于驱动交流电动机，具备：
逆变器，用于对所述交流电动机供给交流电压；以及
转换器，连接于直流电源与所述逆变器之间，
所述转换器包括：
输入节点，与所述直流电源的正极侧连接；
输出节点，与所述逆变器的直流侧连接；
降压电路，具有第1半导体元件，连接于所述输入节点；
升压电路，具有第2半导体元件，连接于所述降压电路和所述输出节点之间；以及
电抗器，电连接于所述第1半导体元件和所述第2半导体元件之间，
所述降压电路和所述升压电路串联连接于所述输入节点和所述输出节点之间，
所述降压电路在工作时执行用于将输入的电压降压的第1电力变换，
所述升压电路在工作时执行用于将输入的电压升压的第2电力变换，
所述电力变换装置还具备：
第1旁路开关，与所述第1半导体元件并联连接；
第2旁路开关，与所述第2半导体元件并联连接；以及
控制电路，用于控制所述升压电路、所述降压电路以及所述第1旁路开关和所述第2旁路开关，
所述升压电路具有：
第1开关元件和第2开关元件，串联连接于接地布线和中间节点之间，所述接地布线与所述直流电源的负极侧连接；
第1二极管和第2二极管，作为所述第2半导体元件而串联连接于所述中间节点和所述输出节点之间；以及
中间电容器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点与所述第1二极管和所述第2二极管的连接点之间，
所述电抗器电连接于所述中间节点和所述降压电路的所述第1半导体元件之间，
所述第2旁路开关在所述中间节点和所述输出节点之间，与串联连接的所述第1二极管和所述第2二极管并联连接，
对所述输入节点输入第1直流电压，并且从所述输出节点输出第2直流电压，
所述控制电路在将所述第2直流电压控制为高于所述第1直流电压的范围的第1模式下，接通所述第1旁路开关而断开所述第2旁路开关，并且在将所述第2直流电压控制为低于所述第1直流电压的第2模式下，接通所述第2旁路开关而断开所述第1旁路开关，
所述控制电路根据所述交流电动机的转速来设定所述第2直流电压的目标值，使得根据所述转速的上升而使所述第2直流电压上升，并且根据所述转速的下降而使所述第2直流电压下降，
所述直流电源包括交流电源和整流电路而构成，该整流电路连接于所述交流电源和所述输入节点之间，
在根据所述交流电动机的状态而设定的所述第2直流电压的目标值处于与来自所述整流电路的输出电压具有纹波分量的电压区域对应而预先确定的电压范围内的情况下，所述控制电路将所述目标值修正为低于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第2模式下工作。
4.一种电力变换装置，用于驱动交流电动机，具备：
逆变器，用于对所述交流电动机供给交流电压；以及
转换器，连接于直流电源与所述逆变器之间，
所述转换器包括：
输入节点，与所述直流电源的正极侧连接；
输出节点，与所述逆变器的直流侧连接；
降压电路，具有第1半导体元件，连接于所述输入节点；
升压电路，具有第2半导体元件，连接于所述降压电路和所述输出节点之间；以及
电抗器，电连接于所述第1半导体元件和所述第2半导体元件之间，
所述降压电路和所述升压电路串联连接于所述输入节点和所述输出节点之间，
所述降压电路在工作时执行用于将输入的电压降压的第1电力变换，
所述升压电路在工作时执行用于将输入的电压升压的第2电力变换，
所述电力变换装置还具备：
第1旁路开关，与所述第1半导体元件并联连接；
第2旁路开关，与所述第2半导体元件并联连接；以及
控制电路，用于控制所述升压电路、所述降压电路以及所述第1旁路开关和所述第2旁路开关，
所述升压电路具有：
第1开关元件和第2开关元件，串联连接于接地布线和中间节点之间，所述接地布线与所述直流电源的负极侧连接；
第1二极管和第2二极管，作为所述第2半导体元件而串联连接于所述中间节点和所述输出节点之间；以及
中间电容器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点与所述第1二极管和所述第2二极管的连接点之间，
所述电抗器电连接于所述中间节点和所述降压电路的所述第1半导体元件之间，
所述第2旁路开关在所述中间节点和所述输出节点之间，与串联连接的所述第1二极管和所述第2二极管并联连接，
对所述输入节点输入第1直流电压，并且从所述输出节点输出第2直流电压，
所述控制电路在将所述第2直流电压控制为高于所述第1直流电压的范围的第1模式下，接通所述第1旁路开关而断开所述第2旁路开关，并且在将所述第2直流电压控制为低于所述第1直流电压的第2模式下，接通所述第2旁路开关而断开所述第1旁路开关，
所述控制电路设定所述第2直流电压的目标值，使得根据所述交流电压和所述第2直流电压计算出的所述逆变器的调制率或电压利用率为恒定，
所述直流电源包括交流电源和整流电路而构成，该整流电路连接于所述交流电源和所述输入节点之间，
在根据所述交流电动机的状态而设定的所述第2直流电压的目标值处于与来自所述整流电路的输出电压具有纹波分量的电压区域对应而预先确定的电压范围内的情况下，所述控制电路将所述目标值修正为低于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第2模式下工作。
5.一种电力变换装置，用于驱动交流电动机，具备：
逆变器，用于对所述交流电动机供给交流电压；以及
转换器，连接于直流电源与所述逆变器之间，
所述转换器包括：
输入节点，与所述直流电源的正极侧连接；
输出节点，与所述逆变器的直流侧连接；
降压电路，具有第1半导体元件，连接于所述输入节点；
升压电路，具有第2半导体元件，连接于所述降压电路和所述输出节点之间；以及
电抗器，电连接于所述第1半导体元件和所述第2半导体元件之间，
所述降压电路和所述升压电路串联连接于所述输入节点和所述输出节点之间，
所述降压电路在工作时执行用于将输入的电压降压的第1电力变换，
所述升压电路在工作时执行用于将输入的电压升压的第2电力变换，
所述电力变换装置还具备：
第1旁路开关，与所述第1半导体元件并联连接；
第2旁路开关，与所述第2半导体元件并联连接；以及
控制电路，用于控制所述升压电路、所述降压电路以及所述第1旁路开关和所述第2旁路开关，
所述升压电路具有：
第1开关元件和第2开关元件，串联连接于接地布线和中间节点之间，所述接地布线与所述直流电源的负极侧连接；
第1二极管和第2二极管，作为所述第2半导体元件而串联连接于所述中间节点和所述输出节点之间；以及
中间电容器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点与所述第1二极管和所述第2二极管的连接点之间，
所述电抗器电连接于所述中间节点和所述降压电路的所述第1半导体元件之间，
所述第2旁路开关在所述中间节点和所述输出节点之间，与串联连接的所述第1二极管和所述第2二极管并联连接，
对所述输入节点输入第1直流电压，并且从所述输出节点输出第2直流电压，
所述控制电路在将所述第2直流电压控制为高于所述第1直流电压的范围的第1模式下，接通所述第1旁路开关而断开所述第2旁路开关，并且在将所述第2直流电压控制为低于所述第1直流电压的第2模式下，接通所述第2旁路开关而断开所述第1旁路开关，
所述控制电路根据所述交流电动机的转速来设定所述第2直流电压的目标值，使得根据所述转速的上升而使所述第2直流电压上升，并且根据所述转速的下降而使所述第2直流电压下降，
所述直流电源包括交流电源和整流电路而构成，该整流电路连接于所述交流电源和所述输入节点之间，
在根据所述交流电动机的状态而设定的所述第2直流电压的目标值处于与来自所述整流电路的输出电压具有纹波分量的电压区域对应而预先确定的电压范围内的情况下，在所述目标值低于在所述电压范围内预先确定的边界值时，所述控制电路将所述目标值修正为低于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第2模式下工作，而在所述目标值高于所述边界值时，所述控制电路将所述目标值修正为高于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第1模式下工作。
6.一种电力变换装置，用于驱动交流电动机，具备：
逆变器，用于对所述交流电动机供给交流电压；以及
转换器，连接于直流电源与所述逆变器之间，
所述转换器包括：
输入节点，与所述直流电源的正极侧连接；
输出节点，与所述逆变器的直流侧连接；
降压电路，具有第1半导体元件，连接于所述输入节点；
升压电路，具有第2半导体元件，连接于所述降压电路和所述输出节点之间；以及
电抗器，电连接于所述第1半导体元件和所述第2半导体元件之间，
所述降压电路和所述升压电路串联连接于所述输入节点和所述输出节点之间，
所述降压电路在工作时执行用于将输入的电压降压的第1电力变换，
所述升压电路在工作时执行用于将输入的电压升压的第2电力变换，
所述电力变换装置还具备：
第1旁路开关，与所述第1半导体元件并联连接；
第2旁路开关，与所述第2半导体元件并联连接；以及
控制电路，用于控制所述升压电路、所述降压电路以及所述第1旁路开关和所述第2旁路开关，
所述升压电路具有：
第1开关元件和第2开关元件，串联连接于接地布线和中间节点之间，所述接地布线与所述直流电源的负极侧连接；
第1二极管和第2二极管，作为所述第2半导体元件而串联连接于所述中间节点和所述输出节点之间；以及
中间电容器，连接于所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点与所述第1二极管和所述第2二极管的连接点之间，
所述电抗器电连接于所述中间节点和所述降压电路的所述第1半导体元件之间，
所述第2旁路开关在所述中间节点和所述输出节点之间，与串联连接的所述第1二极管和所述第2二极管并联连接，
对所述输入节点输入第1直流电压，并且从所述输出节点输出第2直流电压，
所述控制电路在将所述第2直流电压控制为高于所述第1直流电压的范围的第1模式下，接通所述第1旁路开关而断开所述第2旁路开关，并且在将所述第2直流电压控制为低于所述第1直流电压的第2模式下，接通所述第2旁路开关而断开所述第1旁路开关，
所述控制电路设定所述第2直流电压的目标值，使得根据所述交流电压和所述第2直流电压计算出的所述逆变器的调制率或电压利用率为恒定，
所述直流电源包括交流电源和整流电路而构成，该整流电路连接于所述交流电源和所述输入节点之间，
在根据所述交流电动机的状态而设定的所述第2直流电压的目标值处于与来自所述整流电路的输出电压具有纹波分量的电压区域对应而预先确定的电压范围内的情况下，在所述目标值低于在所述电压范围内预先确定的边界值时，所述控制电路将所述目标值修正为低于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第2模式下工作，而在所述目标值高于所述边界值时，所述控制电路将所述目标值修正为高于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第1模式下工作。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，所述控制电路根据所述交流电动机的转速，控制所述第1旁路开关和所述第2旁路开关的通断。
8.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，所述控制电路基于所述交流电动机的工作状态的检测值，控制所述第1旁路开关和所述第2旁路开关的通断。
9.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，所述第1旁路开关的导通电阻低于所述第1半导体元件的导通电阻，并且所述第2旁路开关的导通电阻低于所述第2半导体元件的导通电阻。
10.根据权利要求1至6中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述降压电路通过切换包括所述电抗器的多个不同的电流路径，来执行所述第1电力变换，
所述升压电路通过切换包括所述电抗器的多个不同的电流路径，来执行所述第2电力变换。
11.根据权利要求1至6中任一项所述的电力变换装置，其中，
在所述第1模式下，所述控制电路停止所述降压电路进行的所述第1电力变换而使所述升压电路工作，并且
在所述第2模式下，所述控制电路停止所述升压电路进行的所述第2电力变换而使所述降压电路工作。
12.根据权利要求1至6中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述第1半导体元件为第3开关元件，
所述控制电路在所述第1模式下，接通所述第3开关元件并接通所述第1旁路开关。
13.根据权利要求11所述的电力变换装置，其中，
所述第1半导体元件为第3开关元件，
所述控制电路在所述第1模式下，接通所述第3开关元件并接通所述第1旁路开关。
14.一种电力变换装置，用于驱动交流电动机，具备：
逆变器，用于对所述交流电动机供给交流电压；以及
转换器，连接于直流电源与所述逆变器之间，
所述转换器包括：
输入节点，与所述直流电源连接；
输出节点，与所述逆变器的直流侧连接；
降压电路，具有第1半导体元件；以及
升压电路，具有第2半导体元件，
所述降压电路和所述升压电路串联连接于所述输入节点和所述输出节点之间，
所述降压电路在工作时执行用于将输入的电压降压的第1电力变换，
所述升压电路在工作时执行用于将输入的电压升压的第2电力变换，
所述电力变换装置还具备：
第1旁路开关，与所述第1半导体元件并联连接；
第2旁路开关，与所述第2半导体元件并联连接；以及
控制电路，用于控制所述升压电路、所述降压电路以及所述第1旁路开关和所述第2旁路开关，
对所述输入节点输入第1直流电压，并且从所述输出节点输出第2直流电压，
所述控制电路在将所述第2直流电压控制为高于所述第1直流电压的范围的第1模式下，接通所述第1旁路开关而断开所述第2旁路开关，并且在将所述第2直流电压控制为低于所述第1直流电压的第2模式下，接通所述第2旁路开关而断开所述第1旁路开关，
所述直流电源包括交流电源和整流电路而构成，该整流电路连接于所述交流电源和所述输入节点之间，
在根据所述交流电动机的状态而设定的所述第2直流电压的目标值处于与来自所述整流电路的输出电压具有纹波分量的电压区域对应而预先确定的电压范围内的情况下，在所述目标值低于在所述电压范围内预先确定的边界值时，所述控制电路将所述目标值修正为低于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第2模式下工作，而在所述目标值高于所述边界值时，所述控制电路将所述目标值修正为高于所述电压范围的电压，并且使所述电力变换装置在所述第1模式下工作，
所述控制电路根据所述交流电动机的转速来设定所述第2直流电压的目标值，或者以使根据所述交流电压和所述第2直流电压而计算出的所述逆变器的调制率或电压利用率为恒定的方式设定所述第2直流电压的目标值。
15.根据权利要求5、6和14中任一项所述的电力变换装置，其中，基于第1总损耗和第2总损耗的比较而预先设定所述边界值，所述第1总损耗是所述电力变换装置在所述第1模式下工作时的所述电力变换装置和所述交流电动机的总损耗，所述第2总损耗是所述电力变换装置在所述第2模式下工作时的所述电力变换装置和所述交流电动机的总损耗。
16.根据权利要求1至6中任一项所述的电力变换装置，其中，所述第1旁路开关和所述第2旁路开关中的至少一个包括并联连接的多个开关元件。
17.根据权利要求14所述的电力变换装置，其中，所述第1旁路开关和所述第2旁路开关中的至少一个包括并联连接的多个开关元件。
18.根据权利要求15所述的电力变换装置，其中，所述第1旁路开关和所述第2旁路开关中的至少一个包括并联连接的多个开关元件。
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