JP2002044941A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング制御方式のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、低電流から大電流までの広いダイナミック
レンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率
に得る。 【解決手段】 複数のスイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ１
ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂを互いに同一周期かつ異なる位相で
オン／オフ動作させることにより、大電流出力時のスイ
ッチング周波数を実効的に高める一方、低電流出力時に
動作させるスイッチング回路を減数させる。
タにおいて、低電流から大電流までの広いダイナミック
レンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率
に得る。 【解決手段】 複数のスイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ１
ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂを互いに同一周期かつ異なる位相で
オン／オフ動作させることにより、大電流出力時のスイ
ッチング周波数を実効的に高める一方、低電流出力時に
動作させるスイッチング回路を減数させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はスイッチング制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、たとえば低電圧大
電流の直流電源を得るために使用される降圧用ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに適用して有効な技術である。
方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、たとえば低電圧大
電流の直流電源を得るために使用される降圧用ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに適用して有効な技術である。
【０００２】
【従来の技術】たとえば最近のマイクロプロセッサは、
消費電力を増大させずに動作の高速化をはかるために、
低電圧大電流で動作するものが多くなってきた。こうい
った低電圧大電流の動作電源をリチウム電池などの比較
的高圧の電源から供給する場面では、スイッチング制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータが適している。
消費電力を増大させずに動作の高速化をはかるために、
低電圧大電流で動作するものが多くなってきた。こうい
った低電圧大電流の動作電源をリチウム電池などの比較
的高圧の電源から供給する場面では、スイッチング制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータが適している。
【０００３】このＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電流を
スイッチング回路でオン／オフ制御しながら平滑回路に
入力させるとともに、その平滑回路の出力電圧が所定の
目標電圧となるように上記スイッチング回路のオン時間
幅（あるいはデューティ比）をフィードバック制御す
る。
スイッチング回路でオン／オフ制御しながら平滑回路に
入力させるとともに、その平滑回路の出力電圧が所定の
目標電圧となるように上記スイッチング回路のオン時間
幅（あるいはデューティ比）をフィードバック制御す
る。
【０００４】このＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧の変
換効率が良いこと、出力に含まれるリップル成分が少な
いことが要求される。リップルについては、出力電流が
大きくなるにしたがって大きくなる傾向がある。大電流
出力時にもリップルの少ない良質な変換出力を得るため
には、スイッチング周波数を高くするのが有効である。
しかし、そのスイッチング周期数を高くすると、スイッ
チング動作に伴う電力損失の割合が増えて変換効率が低
下する、という背反が生じる。
換効率が良いこと、出力に含まれるリップル成分が少な
いことが要求される。リップルについては、出力電流が
大きくなるにしたがって大きくなる傾向がある。大電流
出力時にもリップルの少ない良質な変換出力を得るため
には、スイッチング周波数を高くするのが有効である。
しかし、そのスイッチング周期数を高くすると、スイッ
チング動作に伴う電力損失の割合が増えて変換効率が低
下する、という背反が生じる。
【０００５】スイッチング回路を構成するＭＯＳトラン
ジスタなどのスイッチング素子における駆動損失および
スイッチング損失は、オン／オフが切り替わる過渡期に
集中的に生じる。スイッチング周波数を高くすると、そ
の過渡期の時間割合が増大して変換効率が低下する。
ジスタなどのスイッチング素子における駆動損失および
スイッチング損失は、オン／オフが切り替わる過渡期に
集中的に生じる。スイッチング周波数を高くすると、そ
の過渡期の時間割合が増大して変換効率が低下する。
【０００６】そこで、上記スイッチング回路を複数に分
割して、各分割スイッチング回路を互いに異なる位相で
多相動作させるとともに、各分割スイッチング回路のオ
ン／オフ出力電流を多重合成することにより、個々のス
イッチング回路でのスイッチング周波数は低くても、実
質的に高い周波数でスイッチングを行ったのと同等のリ
ップル抑制効果を得るようにした技術が提供されている
（たとえば、特開昭５３−８３０１４号、特開昭５８−
１３６２６６号）。
割して、各分割スイッチング回路を互いに異なる位相で
多相動作させるとともに、各分割スイッチング回路のオ
ン／オフ出力電流を多重合成することにより、個々のス
イッチング回路でのスイッチング周波数は低くても、実
質的に高い周波数でスイッチングを行ったのと同等のリ
ップル抑制効果を得るようにした技術が提供されている
（たとえば、特開昭５３−８３０１４号、特開昭５８−
１３６２６６号）。
【０００７】図５はスイッチング回路を複数に分割した
ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す。同図に示すＤＣ
−ＤＣコンバータは非絶縁型の直流降圧装置をなすもの
であって、共通の入力電源１から供給される入力電流を
それぞれにオン／オフ制御する２つのスイッチング回路
Ｓ１，Ｓ２と、各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２にてそれ
ぞれにオン／オフ制御された電流ｉ１，ｉ２を多重合成
しながら平滑して負荷３へ供給する平滑回路２と、この
平滑回路２の出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出回路４
と、この電圧検出回路４の検出出力Ｖｆに基づいて上記
スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２のオン／オフ動作を制御する多
相ＰＷＭ制御回路５とによって構成される。多相ＰＷＭ
制御回路４は、上記複数のスイッチング回路Ｓ１，Ｓ２
を互いに同一周期かつ１８０度異なる位相でオン／オフ
動作（多相動作）させるとともに、出力電圧Ｖｏが所定
の目標値となるように各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２の
オン時間幅（パルス通電幅）をフィードバック制御す
る。
ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す。同図に示すＤＣ
−ＤＣコンバータは非絶縁型の直流降圧装置をなすもの
であって、共通の入力電源１から供給される入力電流を
それぞれにオン／オフ制御する２つのスイッチング回路
Ｓ１，Ｓ２と、各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２にてそれ
ぞれにオン／オフ制御された電流ｉ１，ｉ２を多重合成
しながら平滑して負荷３へ供給する平滑回路２と、この
平滑回路２の出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出回路４
と、この電圧検出回路４の検出出力Ｖｆに基づいて上記
スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２のオン／オフ動作を制御する多
相ＰＷＭ制御回路５とによって構成される。多相ＰＷＭ
制御回路４は、上記複数のスイッチング回路Ｓ１，Ｓ２
を互いに同一周期かつ１８０度異なる位相でオン／オフ
動作（多相動作）させるとともに、出力電圧Ｖｏが所定
の目標値となるように各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２の
オン時間幅（パルス通電幅）をフィードバック制御す
る。
【０００８】この２回路分割スイッチング方式（２回路
方式）によれば、各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２におけ
るスイッチング周波数の２倍の周波数でスイッチングを
行ったのと同じリップル抑制効果を得ることができる。
これにより、変換効率を低下させることなく、リップル
の少ない良質な変換出力を効率良く得ることができる。
なお、図５の構成例は本発明者らが検討した回路であっ
て、従来公知の技術そのものではない。
方式）によれば、各スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２におけ
るスイッチング周波数の２倍の周波数でスイッチングを
行ったのと同じリップル抑制効果を得ることができる。
これにより、変換効率を低下させることなく、リップル
の少ない良質な変換出力を効率良く得ることができる。
なお、図５の構成例は本発明者らが検討した回路であっ
て、従来公知の技術そのものではない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た技術が有効なのは、大電流出力時だけであって、低電
流出力時には、スイッチング回路を分割して多相動作さ
せることによる変換効率の改善効果は得られず、むし
ろ、変換効率の低下を招くことが本発明者によってあき
らかとされた。
た技術が有効なのは、大電流出力時だけであって、低電
流出力時には、スイッチング回路を分割して多相動作さ
せることによる変換効率の改善効果は得られず、むし
ろ、変換効率の低下を招くことが本発明者によってあき
らかとされた。
【００１０】すなわち、前述した２回路方式は、大電流
出力時の変換効率向上およびリップル抑制には有効であ
るが、低電流出力時の変換効率に着目した場合には、そ
れ以前の１回路スイッチング方式（１回路方式）よりも
不利であることが判明した。共に同じリップル抑制効果
を得るという前提の下で検討すると、２回路方式の場
合、大電流出力時には、２つのスイッチング回路をそれ
ぞれにオン／オフ動作させることによって生じる電力損
失を、スイッチング周波数を高くすることによって生じ
る電力損失よりも小さくして変換効率を高めることがで
きるが、低電流出力時にはその大小関係が逆転して、１
回路方式よりも変換効率が低下してしまう。
出力時の変換効率向上およびリップル抑制には有効であ
るが、低電流出力時の変換効率に着目した場合には、そ
れ以前の１回路スイッチング方式（１回路方式）よりも
不利であることが判明した。共に同じリップル抑制効果
を得るという前提の下で検討すると、２回路方式の場
合、大電流出力時には、２つのスイッチング回路をそれ
ぞれにオン／オフ動作させることによって生じる電力損
失を、スイッチング周波数を高くすることによって生じ
る電力損失よりも小さくして変換効率を高めることがで
きるが、低電流出力時にはその大小関係が逆転して、１
回路方式よりも変換効率が低下してしまう。
【００１１】この発明は、以上のような問題に鑑みてな
されたもので、その目的は、低電流から大電流までの広
いダイナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変
換出力を高効率に得ることができるＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することにある。
されたもので、その目的は、低電流から大電流までの広
いダイナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変
換出力を高効率に得ることができるＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前述した課題を解決する
ための手段として、本発明では次のような手段を提供す
る。すなわち、本発明では、共通の入力電源から供給さ
れる入力電流をそれぞれにオン／オフ制御する複数のス
イッチング回路と、各スイッチング回路にてそれぞれに
オン／オフ制御された電流を合成および平滑して負荷へ
供給する平滑回路と、上記複数のスイッチング回路を互
いに同一周期かつ異なる位相でオン／オフ動作させると
ともに上記平滑回路の出力電圧が所定の目標値となるよ
うに各スイッチング回路のオン時間幅をフィードバック
制御する多相ＰＷＭ制御回路を有するスイッチング制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電流のオン
／オフ通電路を形成するスイッチング回路を低電流出力
時に減数させる動作制御手段を備えたことを特徴とす
る。
ための手段として、本発明では次のような手段を提供す
る。すなわち、本発明では、共通の入力電源から供給さ
れる入力電流をそれぞれにオン／オフ制御する複数のス
イッチング回路と、各スイッチング回路にてそれぞれに
オン／オフ制御された電流を合成および平滑して負荷へ
供給する平滑回路と、上記複数のスイッチング回路を互
いに同一周期かつ異なる位相でオン／オフ動作させると
ともに上記平滑回路の出力電圧が所定の目標値となるよ
うに各スイッチング回路のオン時間幅をフィードバック
制御する多相ＰＷＭ制御回路を有するスイッチング制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電流のオン
／オフ通電路を形成するスイッチング回路を低電流出力
時に減数させる動作制御手段を備えたことを特徴とす
る。
【００１３】上記手段によれば、大電流出力時には、複
数のスイッチング回路をそれぞれにオン／オフ動作させ
ることによって生じる電力損失を、スイッチング周波数
を高くすることによって生じる電力損失よりも小さくし
て変換効率を高めることができるとともに、実質的に高
い周波数でスイッチングを行ったのと同等のリップル抑
制効果を得ることができる一方、小電流出力時（あるい
は微電流出力時）には、上記電力損失の発生源を低減さ
せることにって変換効率の低下を回避することができ
る。これにより、低電流から大電流までの広いダイナミ
ックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高
効率に得ることができる。
数のスイッチング回路をそれぞれにオン／オフ動作させ
ることによって生じる電力損失を、スイッチング周波数
を高くすることによって生じる電力損失よりも小さくし
て変換効率を高めることができるとともに、実質的に高
い周波数でスイッチングを行ったのと同等のリップル抑
制効果を得ることができる一方、小電流出力時（あるい
は微電流出力時）には、上記電力損失の発生源を低減さ
せることにって変換効率の低下を回避することができ
る。これにより、低電流から大電流までの広いダイナミ
ックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高
効率に得ることができる。
【００１４】上記手段において、動作制御手段は、平滑
回路から負荷へ供給される出力電流を検出する電流検出
手段と、多相ＰＷＭ制御回路から複数のスイッチング回
路に与えられるＰＷＭ信号を上記電流検出手段の検出出
力に基づいて制御する信号制御回路とによって構成する
ことができる。
回路から負荷へ供給される出力電流を検出する電流検出
手段と、多相ＰＷＭ制御回路から複数のスイッチング回
路に与えられるＰＷＭ信号を上記電流検出手段の検出出
力に基づいて制御する信号制御回路とによって構成する
ことができる。
【００１５】上記平滑回路は、複数のスイッチング回路
の各出力側にそれぞれ直列に接続された複数のインダク
タンス素子（チョークコイル）と、この複数のインダク
タンス素子の各通過電流を集めて充電する共通の容量素
子とによって構成することができる。この場合、複数の
スイッチング回路の各出力側にそれぞれ、上記インダク
タンス素子への通電が遮断されたときに生じる慣性誘導
電流（フライホィール電流）を循環回生させるフライホ
ィール回路を設けることで、電流の利用効率を高めるこ
とができる。
の各出力側にそれぞれ直列に接続された複数のインダク
タンス素子（チョークコイル）と、この複数のインダク
タンス素子の各通過電流を集めて充電する共通の容量素
子とによって構成することができる。この場合、複数の
スイッチング回路の各出力側にそれぞれ、上記インダク
タンス素子への通電が遮断されたときに生じる慣性誘導
電流（フライホィール電流）を循環回生させるフライホ
ィール回路を設けることで、電流の利用効率を高めるこ
とができる。
【００１６】上記フライホィール回路は、入力電流のオ
ン／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的に
オン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形
成することができる。この場合、入力電流のオン／オフ
通電路を形成するスイッチング回路（通電スイッチング
回路）のオン期間と、フライホィール回路を形成するス
イッチング回路（短絡スイッチング回路）のオン期間と
の間に、所定のオフセット期間を介在させるタイミング
調整手段を備えれば、通電と短絡の両スイッチング回路
が同時オンすることによって流れる貫通電流を確実に防
止することができる。
ン／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的に
オン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形
成することができる。この場合、入力電流のオン／オフ
通電路を形成するスイッチング回路（通電スイッチング
回路）のオン期間と、フライホィール回路を形成するス
イッチング回路（短絡スイッチング回路）のオン期間と
の間に、所定のオフセット期間を介在させるタイミング
調整手段を備えれば、通電と短絡の両スイッチング回路
が同時オンすることによって流れる貫通電流を確実に防
止することができる。
【００１７】また、フライホィール回路を形成するスイ
ッチング回路を低電流出力時に常時オフの非動作状態に
設定する制御手段を備えれば、平滑回路の容量素子に充
電された電荷がそのスイッチング回路を介して放電され
てしまう逆流現象を確実に阻止することができる。
ッチング回路を低電流出力時に常時オフの非動作状態に
設定する制御手段を備えれば、平滑回路の容量素子に充
電された電荷がそのスイッチング回路を介して放電され
てしまう逆流現象を確実に阻止することができる。
【００１８】上記スイッチング回路を構成するスイッチ
ング素子としては、ＭＯＳトランジスタを使用すること
ができる。
ング素子としては、ＭＯＳトランジスタを使用すること
ができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の代表的な実施形態
を添付図面を参照しながら説明する。図１は、この発明
によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。同図
に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのスイッチング回
路Ｓ１ａ，Ｓ２ａ、平滑回路２、電圧検出回路３、多相
ＰＷＭ制御回路５、電流検出回路６、信号制御回路７な
どによって構成される。
を添付図面を参照しながら説明する。図１は、この発明
によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。同図
に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのスイッチング回
路Ｓ１ａ，Ｓ２ａ、平滑回路２、電圧検出回路３、多相
ＰＷＭ制御回路５、電流検出回路６、信号制御回路７な
どによって構成される。
【００２０】スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａは、リチ
ウムイオン電池などの共通入力電源１から供給される入
力電流をそれぞれにオン／オフ制御する。各スイッチン
グ回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａにてそれぞれにオン／オフ制御さ
れた電流ｉ１，ｉ２は、平滑回路２に入力されて集めら
れる。各スイッチング回路（通電スイッチング回路）Ｓ
１ａ，Ｓ２ａの出力側にはそれぞれ、フライホィール回
路を形成するスイッチング回路（短絡スイッチング回
路）Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂが接続されている。
ウムイオン電池などの共通入力電源１から供給される入
力電流をそれぞれにオン／オフ制御する。各スイッチン
グ回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａにてそれぞれにオン／オフ制御さ
れた電流ｉ１，ｉ２は、平滑回路２に入力されて集めら
れる。各スイッチング回路（通電スイッチング回路）Ｓ
１ａ，Ｓ２ａの出力側にはそれぞれ、フライホィール回
路を形成するスイッチング回路（短絡スイッチング回
路）Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂが接続されている。
【００２１】平滑回路２は、２つの通電スイッチング回
路Ｓ１ａ，Ｓ２ａの各出力側にそれぞれ直列に接続され
たインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２と、各インダクタンス
素子Ｌ１，Ｌ２の通過電流（ｉ１，ｌ２）を集めて充電
する共通の容量素子Ｃｏによって構成され、スイッチン
グ回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａでオン／オフ制御された電流ｉ
１，ｉ２を多重合成しながら平滑して負荷４へ供給す
る。
路Ｓ１ａ，Ｓ２ａの各出力側にそれぞれ直列に接続され
たインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２と、各インダクタンス
素子Ｌ１，Ｌ２の通過電流（ｉ１，ｌ２）を集めて充電
する共通の容量素子Ｃｏによって構成され、スイッチン
グ回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａでオン／オフ制御された電流ｉ
１，ｉ２を多重合成しながら平滑して負荷４へ供給す
る。
【００２２】多相ＰＷＭ制御回路５は、基準周波数信号
発生回路５１、多相信号生成回路５２、ＰＷＭ制御回路
５３、相補信号生成回路５４などによって構成され、上
記２つのスイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａを互いに同一
周期かつ１８０度異なる位相でオン／オフ動作させると
ともに、電圧検出回路３の検出出力Ｖｆに基づいて、上
記平滑回路２の出力電圧Ｖｏが所定の目標値となるよう
に各スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａのオン時間幅をフ
ィードバック制御する。
発生回路５１、多相信号生成回路５２、ＰＷＭ制御回路
５３、相補信号生成回路５４などによって構成され、上
記２つのスイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａを互いに同一
周期かつ１８０度異なる位相でオン／オフ動作させると
ともに、電圧検出回路３の検出出力Ｖｆに基づいて、上
記平滑回路２の出力電圧Ｖｏが所定の目標値となるよう
に各スイッチング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａのオン時間幅をフ
ィードバック制御する。
【００２３】この場合、多相ＰＷＭ制御回路５は、上記
相補信号生成回路５４により、上記通電スイッチング回
路Ｓ１，ａ，Ｓ２ａを１８０度位相差でオン／オフ動作
させる正相ＰＷＭ信号＋φｍ１，＋φｍ２と、上記短絡
スイッチング回路Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂを上記通電スイッチン
グ回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａに対して相補的にオン／オフ動作
させる逆相ＰＷＭ信号−φｍ１，−φｍ２を出力する。
その正相と逆相のＰＷＭ信号（＋φｍ１と−φｍ１，＋
φｍ２と−φｍ２）にはそれぞれ、上記相補信号生成回
路５４内のタイミング調整用遅延回路５５により、両ス
イッチング回路（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）が
共にオフとなる期間が生じるようなオフセット期間
（ｄ）が挿入される。
相補信号生成回路５４により、上記通電スイッチング回
路Ｓ１，ａ，Ｓ２ａを１８０度位相差でオン／オフ動作
させる正相ＰＷＭ信号＋φｍ１，＋φｍ２と、上記短絡
スイッチング回路Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂを上記通電スイッチン
グ回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａに対して相補的にオン／オフ動作
させる逆相ＰＷＭ信号−φｍ１，−φｍ２を出力する。
その正相と逆相のＰＷＭ信号（＋φｍ１と−φｍ１，＋
φｍ２と−φｍ２）にはそれぞれ、上記相補信号生成回
路５４内のタイミング調整用遅延回路５５により、両ス
イッチング回路（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）が
共にオフとなる期間が生じるようなオフセット期間
（ｄ）が挿入される。
【００２４】電流検出回路６と信号制御回路７は、入力
電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路Ｓ
１ａ，Ｓ２ａを低電流出力時に減数させる動作制御手段
を構成する。電流検出回路６は、平滑回路２から負荷４
へ供給される出力電流Ｉｏを検出する。その検出出力Ｐ
ｉは、”１（ハイ）”または”０（ロウ）”の２値論理
信号ｄ１，ｄ２の形で出力される。信号制御回路７は論
理ゲートを用いて構成され、上記検出出力Ｐｉ（ｄ１，
ｄ２）に基づいて、多相ＰＷＭ制御回路５から各スイッ
チング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａとＳ１ｂ，Ｓ２ｂに与えられ
るＰＷＭ信号の有効／無効を論理制御する。
電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路Ｓ
１ａ，Ｓ２ａを低電流出力時に減数させる動作制御手段
を構成する。電流検出回路６は、平滑回路２から負荷４
へ供給される出力電流Ｉｏを検出する。その検出出力Ｐ
ｉは、”１（ハイ）”または”０（ロウ）”の２値論理
信号ｄ１，ｄ２の形で出力される。信号制御回路７は論
理ゲートを用いて構成され、上記検出出力Ｐｉ（ｄ１，
ｄ２）に基づいて、多相ＰＷＭ制御回路５から各スイッ
チング回路Ｓ１ａ，Ｓ２ａとＳ１ｂ，Ｓ２ｂに与えられ
るＰＷＭ信号の有効／無効を論理制御する。
【００２５】図２は、出力電流Ｉｏの大きさとスイッチ
ング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）の動作
（オン/オフ）／非動作（常時オフ）の組み合わせ例を
示す。
ング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）の動作
（オン/オフ）／非動作（常時オフ）の組み合わせ例を
示す。
【００２６】同図の（Ａ）は、出力電流Ｉｏを大電流
域、中電流域、小電流域の３段階に分け、各段階ごとに
スイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）
の動作／非動作を可変設定するようにした例を示す。こ
の場合、大電流出力時には、２組のスイッチング回路
（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）をすべてオン／オ
フ動作させ、中電流出力時には１組（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ）
だけ動作させて、他（Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）は常時オフ（常
オフ）の非動作状態にする。また、小電流出力時には、
フライホィール回路を形成する短絡スイッチング回路
（Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ）は動作させず、オン／オフ通電路を
形成する通電スイッチング回路を１つ（Ｓ１ａ）だけ動
作させる。これにより、リップルが大きくなる大電流出
力時だけ多相スイッチング動作を行って、大電流出力時
に大きくなるリップルを効果的に抑制する。
域、中電流域、小電流域の３段階に分け、各段階ごとに
スイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）
の動作／非動作を可変設定するようにした例を示す。こ
の場合、大電流出力時には、２組のスイッチング回路
（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）をすべてオン／オ
フ動作させ、中電流出力時には１組（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ）
だけ動作させて、他（Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）は常時オフ（常
オフ）の非動作状態にする。また、小電流出力時には、
フライホィール回路を形成する短絡スイッチング回路
（Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ）は動作させず、オン／オフ通電路を
形成する通電スイッチング回路を１つ（Ｓ１ａ）だけ動
作させる。これにより、リップルが大きくなる大電流出
力時だけ多相スイッチング動作を行って、大電流出力時
に大きくなるリップルを効果的に抑制する。
【００２７】同図の（Ｂ）は、出力電流Ｉｏを大電流
域、中電流域、小電流域、微電流域の４段階に分け、各
段階毎にスイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，
Ｓ２ｂ）の動作／非動作（常オフ）を可変設定するよう
にした例を示す。この場合、大電流出力時には、２組の
スイッチング回路（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）
をすべて動作させ、中電流出力時には通電スイッチング
回路（Ｓ１ａ，Ｓ２ａ）だけをオン/オフ動作させる。
また、小電流出力時には通電と短絡の１組のスイッチ回
路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ）だけ動作させて、他（Ｓ２ａ，Ｓ
２ｂ）は常時オフ（常オフ）の非動作状態にする。さら
に、微電流出力時には、フライホィール回路を形成する
短絡スイッチング回路（Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ）は動作させ
ず、オン／オフ通電路を形成する通電スイッチング回路
を１つ（Ｓ１ａ）だけ動作させる。これにより、各段階
ごとに、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に行
うことができる最適動作状態が自動的に設定される。
域、中電流域、小電流域、微電流域の４段階に分け、各
段階毎にスイッチング回路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，
Ｓ２ｂ）の動作／非動作（常オフ）を可変設定するよう
にした例を示す。この場合、大電流出力時には、２組の
スイッチング回路（Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂ）
をすべて動作させ、中電流出力時には通電スイッチング
回路（Ｓ１ａ，Ｓ２ａ）だけをオン/オフ動作させる。
また、小電流出力時には通電と短絡の１組のスイッチ回
路（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ）だけ動作させて、他（Ｓ２ａ，Ｓ
２ｂ）は常時オフ（常オフ）の非動作状態にする。さら
に、微電流出力時には、フライホィール回路を形成する
短絡スイッチング回路（Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ）は動作させ
ず、オン／オフ通電路を形成する通電スイッチング回路
を１つ（Ｓ１ａ）だけ動作させる。これにより、各段階
ごとに、リップルの少ない良質の変換出力を高効率に行
うことができる最適動作状態が自動的に設定される。
【００２８】図３は、大電流出力時（Ａ）と小電流出力
時（Ｂ）の動作波形チャートを例示する。同図の（Ａ）
に示すように、大電流出力時（重負荷時）には、すべて
のスイッチング回路（Ｓ１，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）
を動作させることにより、リップルの少ない良好な変換
出力波形を得ることができる。また、（Ｂ）に示すよう
に、小電流出力時（軽負荷時）には、オン／オフ動作さ
せるスイッチング回路の数を減らすことにより、そのス
イッチング回路のオン／オフ動作に伴う電力損失を低減
させて、高い変換効率を維持することができる。同図に
おいて、ｄはオフセット期間であって、その時間幅は、
スイッチング回路Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂにそ
れぞれ貫通電流が流れるのを確実に防止できるようにあ
らかじめ設定されている。
時（Ｂ）の動作波形チャートを例示する。同図の（Ａ）
に示すように、大電流出力時（重負荷時）には、すべて
のスイッチング回路（Ｓ１，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ）
を動作させることにより、リップルの少ない良好な変換
出力波形を得ることができる。また、（Ｂ）に示すよう
に、小電流出力時（軽負荷時）には、オン／オフ動作さ
せるスイッチング回路の数を減らすことにより、そのス
イッチング回路のオン／オフ動作に伴う電力損失を低減
させて、高い変換効率を維持することができる。同図に
おいて、ｄはオフセット期間であって、その時間幅は、
スイッチング回路Ｓ１ａとＳ１ｂ，Ｓ２ａとＳ２ｂにそ
れぞれ貫通電流が流れるのを確実に防止できるようにあ
らかじめ設定されている。
【００２９】図４は、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電流Ｉｏに対する変換効率特性を従来の２回路
方式のものと対比させながら示したグラフである。同図
からもあきらかなように、本発明によるＤＣ−ＤＣコン
バータでは、低電流から大電流までの広いダイナミック
レンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率
に得ることができる。
タの出力電流Ｉｏに対する変換効率特性を従来の２回路
方式のものと対比させながら示したグラフである。同図
からもあきらかなように、本発明によるＤＣ−ＤＣコン
バータでは、低電流から大電流までの広いダイナミック
レンジにて、リップルの少ない良質の変換出力を高効率
に得ることができる。
【００３０】以上、本発明をその代表的な実施形態に基
づいて説明したが、本発明は上述した以外にも種々の態
様が可能である。たとえば、フライホィール回路はショ
ッキー・バリア・ダイオードを使って形成してもよい。
また、複数のインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２をそれぞ
れ、コアと二次巻線を共有するトランスの分割一次巻線
に置き換えることにより、入出力絶縁型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを構成することが可能になる。さらに、上述し
た実施形態は、２組のスイッチング回路を１８０度位相
差でオン／オフ動作させる２相駆動方式であったが、本
発明では、３相以上の多相駆動方式も可能である。
づいて説明したが、本発明は上述した以外にも種々の態
様が可能である。たとえば、フライホィール回路はショ
ッキー・バリア・ダイオードを使って形成してもよい。
また、複数のインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２をそれぞ
れ、コアと二次巻線を共有するトランスの分割一次巻線
に置き換えることにより、入出力絶縁型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを構成することが可能になる。さらに、上述し
た実施形態は、２組のスイッチング回路を１８０度位相
差でオン／オフ動作させる２相駆動方式であったが、本
発明では、３相以上の多相駆動方式も可能である。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、複数のスイッチング回路を互いに同
一周期かつ異なる位相でオン／オフ動作させることによ
り、大電流出力時のスイッチング周波数を実効的に高め
る一方、低電流出力時に動作させるスイッチング回路を
減数させることより、低電流から大電流までの広いダイ
ナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力
を高効率に得ることができる。
Ｃコンバータでは、複数のスイッチング回路を互いに同
一周期かつ異なる位相でオン／オフ動作させることによ
り、大電流出力時のスイッチング周波数を実効的に高め
る一方、低電流出力時に動作させるスイッチング回路を
減数させることより、低電流から大電流までの広いダイ
ナミックレンジにて、リップルの少ない良質の変換出力
を高効率に得ることができる。
【図１】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの実施態
様を示す回路図である。
様を示す回路図である。
【図２】出力電流とスイッチング回路の動作組み合わせ
例を示す図である。
例を示す図である。
【図３】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作例
を示す波形チャートである。
を示す波形チャートである。
【図４】この発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
流に対する変換効率特性を示すグラフである。
流に対する変換効率特性を示すグラフである。
【図５】この発明に先立って検討されたＤＣ−ＤＣコン
バータの構成例を示す回路図である。
バータの構成例を示す回路図である。
１ 入力電源 ２ 平滑回路 ３ 電圧検出回路 ４ 負荷 ５ 多相ＰＷＭ制御回路 ５１ 基準周波
数信号発生回路 ５２ 多相信号生成回路 ５３ ＰＷＭ制
御回路 ５４ 相補信号生成回路 ５５ タイミン
グ調整用遅延回路 ６ 電流検出回路 ７ 信号制御回
路 Ｓ１ａ，Ｓ２ａ スイッチング回路（オン／オフ通電
路） Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ スイッチング回路（フライホィール回
路） Ｌ１，Ｌ２ インダクタンス素子（チョークコイル） Ｃｏ 容量素子 ｉ１，ｉ２ スイッチング回路ごとのオン／オフ電流 Ｖｏ 出力電圧 Ｖｆ 電圧検出出力 Ｉｏ 出力電流 Ｐｉ 電流検出出力（ｄ１，ｄ２） φｍ１，φｍ２ ＰＷＭ信号（単相） ＋φｍ１，＋φｍ２ ＰＷＭ信号（正相） −φｍ１，−φｍ２ ＰＷＭ信号（逆相） ｄ オフセット期間
数信号発生回路 ５２ 多相信号生成回路 ５３ ＰＷＭ制
御回路 ５４ 相補信号生成回路 ５５ タイミン
グ調整用遅延回路 ６ 電流検出回路 ７ 信号制御回
路 Ｓ１ａ，Ｓ２ａ スイッチング回路（オン／オフ通電
路） Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ スイッチング回路（フライホィール回
路） Ｌ１，Ｌ２ インダクタンス素子（チョークコイル） Ｃｏ 容量素子 ｉ１，ｉ２ スイッチング回路ごとのオン／オフ電流 Ｖｏ 出力電圧 Ｖｆ 電圧検出出力 Ｉｏ 出力電流 Ｐｉ 電流検出出力（ｄ１，ｄ２） φｍ１，φｍ２ ＰＷＭ信号（単相） ＋φｍ１，＋φｍ２ ＰＷＭ信号（正相） −φｍ１，−φｍ２ ＰＷＭ信号（逆相） ｄ オフセット期間
Claims (8)
- 【請求項１】 共通の入力電源から供給される入力電流
をそれぞれにオン／オフ制御する複数のスイッチング回
路と、各スイッチング回路にてそれぞれにオン／オフ制
御された電流を合成および平滑して負荷へ供給する平滑
回路と、上記複数のスイッチング回路を互いに同一周期
かつ異なる位相でオン／オフ動作させるとともに上記平
滑回路の出力電圧が所定の目標値となるように各スイッ
チング回路のオン時間幅をフィードバック制御する多相
ＰＷＭ制御回路を有するスイッチング制御方式のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、入力電流のオン／オフ通電路
を形成するスイッチング回路を低電流出力時に減数させ
る動作制御手段を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
において、前記動作制御手段は、前記平滑回路から負荷
へ供給される出力電流を検出する電流検出手段と、前記
多相ＰＷＭ制御回路から前記複数のスイッチング回路に
与えられるＰＷＭ信号を上記電流検出手段の検出出力に
基づいて制御する信号制御回路とによって構成されてい
ることを特徴とする。 - 【請求項３】 請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、前記平滑回路は、前記複数のスイッ
チング回路の各出力側にそれぞれ直列に接続された複数
のインダクタンス素子と、この複数のインダクタンス素
子の各通過電流を集めて充電する共通の容量素子とによ
って構成されていることを特徴とする。 - 【請求項４】 請求項１から３のいずれかに記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記複数のスイッチング回
路の各出力側にはそれぞれ、前記インダクタンス素子へ
の通電が遮断されたときに生じる慣性誘導電流を循環回
生させるフライホィール回路が設けられていることを特
徴とする。 - 【請求項５】 請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
において、前記フライホィール回路は、入力電流のオン
／オフ通電路を形成するスイッチング回路と相補的にオ
ン／オフ動作させられるスイッチング回路によって形成
されていることを特徴とする。 - 【請求項６】 請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
において、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイ
ッチング回路のオン期間と、フライホィール回路を形成
するスイッチング回路のオン期間との間に、所定のオフ
セット期間を介在させるタイミング調整手段を備えたこ
とを特徴とする。 - 【請求項７】 請求項５または６に記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、前記動作制御手段はフライホィール
回路を形成するスイッチング回路を低電流出力時に常時
オフの非動作状態に設定することを特徴とする。 - 【請求項８】 請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング回路はＭ
ＯＳトランジスタを用いて構成されていることを特徴と
する。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000227730A JP4452383B2 (ja) | 2000-07-27 | 2000-07-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000227730A JP4452383B2 (ja) | 2000-07-27 | 2000-07-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002044941A true JP2002044941A (ja) | 2002-02-08 |
| JP4452383B2 JP4452383B2 (ja) | 2010-04-21 |
Family
ID=18721136
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000227730A Expired - Lifetime JP4452383B2 (ja) | 2000-07-27 | 2000-07-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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Cited By (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005045983A (ja) * | 2003-07-25 | 2005-02-17 | Tdk Corp | スイッチング電源装置用制御装置 |
| JP2005520475A (ja) * | 2002-03-22 | 2005-07-07 | インターナショナル レクティフィアー コーポレイション | 多相バック・コンバータ |
| JP2005253199A (ja) * | 2004-03-04 | 2005-09-15 | Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd | チョッパ型電源装置 |
| US7078884B2 (en) | 2003-03-31 | 2006-07-18 | Tdk Corporation | Power supply apparatus and control circuit therefor |
| US7122995B2 (en) | 2005-01-27 | 2006-10-17 | Fujitsu Limited | Multi-phase DC-DC converter and control circuit for multi-phase DC-DC converter |
| US7173400B2 (en) | 2003-11-28 | 2007-02-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply device |
| JP2007135373A (ja) * | 2005-11-14 | 2007-05-31 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | コンバータ装置およびその出力制御方法 |
| JP2007274796A (ja) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Toyota Motor Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| JP2009005467A (ja) * | 2007-06-20 | 2009-01-08 | Kyocera Corp | マルチフェーズ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2009232587A (ja) * | 2008-03-24 | 2009-10-08 | Oki Power Tech Co Ltd | 電源装置及びその制御方法 |
| JP2009273282A (ja) * | 2008-05-09 | 2009-11-19 | Toyota Motor Corp | Ｄｃｄｃコンバータ |
| JP2009296775A (ja) * | 2008-06-04 | 2009-12-17 | Sumitomo Heavy Ind Ltd | コンバータ装置 |
| JP2010114996A (ja) * | 2008-11-06 | 2010-05-20 | Rohm Co Ltd | マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| WO2010074055A1 (ja) * | 2008-12-24 | 2010-07-01 | Nishijima Kimihiro | 電力供給装置 |
| US7755213B2 (en) | 2006-08-02 | 2010-07-13 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power supply device and vehicle equipped with the same |
| WO2011004486A1 (ja) * | 2009-07-09 | 2011-01-13 | トヨタ自動車株式会社 | コンバータ制御装置及び多相コンバータ |
| DE102012201325A1 (de) | 2011-08-26 | 2013-02-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Energieversorgungsvorrichtung |
| WO2013035534A1 (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-14 | ダイキン工業株式会社 | スイッチング電源回路の制御装置およびヒートポンプユニット |
| JP5177805B2 (ja) * | 2008-12-24 | 2013-04-10 | 国立大学法人 大分大学 | 電力供給装置 |
| WO2015064339A1 (ja) | 2013-10-31 | 2015-05-07 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 電源装置及び電源装置の異常判定方法 |
| JP2017529041A (ja) * | 2014-09-02 | 2017-09-28 | アップル インコーポレイテッド | 昇圧バイパスを用いる多相バッテリ充電 |
| US10097017B2 (en) | 2015-06-24 | 2018-10-09 | Apple Inc. | Systems and methods for bidirectional two-port battery charging with boost functionality |
| US10778026B2 (en) | 2016-09-23 | 2020-09-15 | Apple Inc. | Multi-phase buck-boost charger |
| WO2022190856A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
| WO2022190855A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6459901B2 (ja) | 2015-10-28 | 2019-01-30 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 多相コンバータ |
Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4927856A (ja) * | 1972-07-12 | 1974-03-12 | ||
| JPH01234054A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Fujitsu Ltd | スイッチング電源装置 |
| JPH02285960A (ja) * | 1989-04-26 | 1990-11-26 | Tohoku Ricoh Co Ltd | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| JPH0433522A (ja) * | 1990-05-30 | 1992-02-04 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| JPH06351236A (ja) * | 1993-06-11 | 1994-12-22 | Elvex Video Kk | Ｄｃ／ｄｃコンバーター |
| JPH11127573A (ja) * | 1997-10-23 | 1999-05-11 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータの並列運転装置 |
| JPH11191958A (ja) * | 1997-12-25 | 1999-07-13 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 同期整流方式非絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JPH11285239A (ja) * | 1998-03-27 | 1999-10-15 | Toyota Autom Loom Works Ltd | スイッチング素子を駆動する回路 |
| JP2000075943A (ja) * | 1998-08-26 | 2000-03-14 | Hitachi Ltd | 電源装置 |
| JP2000083374A (ja) * | 1999-10-13 | 2000-03-21 | Nippon Protector:Kk | スイッチングレギュレ―タ |
-
2000
- 2000-07-27 JP JP2000227730A patent/JP4452383B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4927856A (ja) * | 1972-07-12 | 1974-03-12 | ||
| JPH01234054A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Fujitsu Ltd | スイッチング電源装置 |
| JPH02285960A (ja) * | 1989-04-26 | 1990-11-26 | Tohoku Ricoh Co Ltd | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| JPH0433522A (ja) * | 1990-05-30 | 1992-02-04 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| JPH06351236A (ja) * | 1993-06-11 | 1994-12-22 | Elvex Video Kk | Ｄｃ／ｄｃコンバーター |
| JPH11127573A (ja) * | 1997-10-23 | 1999-05-11 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータの並列運転装置 |
| JPH11191958A (ja) * | 1997-12-25 | 1999-07-13 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 同期整流方式非絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JPH11285239A (ja) * | 1998-03-27 | 1999-10-15 | Toyota Autom Loom Works Ltd | スイッチング素子を駆動する回路 |
| JP2000075943A (ja) * | 1998-08-26 | 2000-03-14 | Hitachi Ltd | 電源装置 |
| JP2000083374A (ja) * | 1999-10-13 | 2000-03-21 | Nippon Protector:Kk | スイッチングレギュレ―タ |
Cited By (39)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005520475A (ja) * | 2002-03-22 | 2005-07-07 | インターナショナル レクティフィアー コーポレイション | 多相バック・コンバータ |
| US7078884B2 (en) | 2003-03-31 | 2006-07-18 | Tdk Corporation | Power supply apparatus and control circuit therefor |
| JP2005045983A (ja) * | 2003-07-25 | 2005-02-17 | Tdk Corp | スイッチング電源装置用制御装置 |
| US7173400B2 (en) | 2003-11-28 | 2007-02-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply device |
| JP2005253199A (ja) * | 2004-03-04 | 2005-09-15 | Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd | チョッパ型電源装置 |
| JP4556447B2 (ja) * | 2004-03-04 | 2010-10-06 | 株式会社Ｉｈｉ | チョッパ型電源装置 |
| US7122995B2 (en) | 2005-01-27 | 2006-10-17 | Fujitsu Limited | Multi-phase DC-DC converter and control circuit for multi-phase DC-DC converter |
| JP2007135373A (ja) * | 2005-11-14 | 2007-05-31 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | コンバータ装置およびその出力制御方法 |
| JP4630173B2 (ja) * | 2005-11-14 | 2011-02-09 | 日本電信電話株式会社 | コンバータ装置およびその出力制御方法 |
| JP2007274796A (ja) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Toyota Motor Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| JP4618183B2 (ja) * | 2006-03-30 | 2011-01-26 | トヨタ自動車株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| US7755213B2 (en) | 2006-08-02 | 2010-07-13 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power supply device and vehicle equipped with the same |
| JP2009005467A (ja) * | 2007-06-20 | 2009-01-08 | Kyocera Corp | マルチフェーズ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2009232587A (ja) * | 2008-03-24 | 2009-10-08 | Oki Power Tech Co Ltd | 電源装置及びその制御方法 |
| JP2009273282A (ja) * | 2008-05-09 | 2009-11-19 | Toyota Motor Corp | Ｄｃｄｃコンバータ |
| JP2009296775A (ja) * | 2008-06-04 | 2009-12-17 | Sumitomo Heavy Ind Ltd | コンバータ装置 |
| JP2010114996A (ja) * | 2008-11-06 | 2010-05-20 | Rohm Co Ltd | マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| WO2010074055A1 (ja) * | 2008-12-24 | 2010-07-01 | Nishijima Kimihiro | 電力供給装置 |
| US8278783B2 (en) | 2008-12-24 | 2012-10-02 | Oita University | Power supply apparatus |
| JP5177805B2 (ja) * | 2008-12-24 | 2013-04-10 | 国立大学法人 大分大学 | 電力供給装置 |
| WO2011004486A1 (ja) * | 2009-07-09 | 2011-01-13 | トヨタ自動車株式会社 | コンバータ制御装置及び多相コンバータ |
| CN102474176A (zh) * | 2009-07-09 | 2012-05-23 | 丰田自动车株式会社 | 转换器控制装置及多相转换器 |
| US9203314B2 (en) | 2009-07-09 | 2015-12-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Converter controlling apparatus and multiphase converter |
| CN102474176B (zh) * | 2009-07-09 | 2015-05-27 | 丰田自动车株式会社 | 转换器控制装置及多相转换器 |
| DE102012201325A1 (de) | 2011-08-26 | 2013-02-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Energieversorgungsvorrichtung |
| US8670258B2 (en) | 2011-08-26 | 2014-03-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply device |
| AU2012305574B2 (en) * | 2011-09-09 | 2015-01-22 | Daikin Industries, Ltd. | Control device for switching power supply circuit, and heat pump unit |
| JP2013059228A (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-28 | Daikin Ind Ltd | スイッチング電源回路の制御装置およびヒートポンプユニット |
| WO2013035534A1 (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-14 | ダイキン工業株式会社 | スイッチング電源回路の制御装置およびヒートポンプユニット |
| US9240737B2 (en) | 2011-09-09 | 2016-01-19 | Daikin Industries, Ltd. | Control device for switching power supply circuit, and heat pump unit |
| WO2015064339A1 (ja) | 2013-10-31 | 2015-05-07 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 電源装置及び電源装置の異常判定方法 |
| JP2017529041A (ja) * | 2014-09-02 | 2017-09-28 | アップル インコーポレイテッド | 昇圧バイパスを用いる多相バッテリ充電 |
| US10075007B2 (en) | 2014-09-02 | 2018-09-11 | Apple Inc. | Multi-phase battery charging with boost bypass |
| US11152808B2 (en) | 2014-09-02 | 2021-10-19 | Apple Inc. | Multi-phase battery charging with boost bypass |
| US10097017B2 (en) | 2015-06-24 | 2018-10-09 | Apple Inc. | Systems and methods for bidirectional two-port battery charging with boost functionality |
| US10673260B2 (en) | 2015-06-24 | 2020-06-02 | Apple Inc. | Systems and methods for bidirectional two-port battery charging with boost functionality |
| US10778026B2 (en) | 2016-09-23 | 2020-09-15 | Apple Inc. | Multi-phase buck-boost charger |
| WO2022190856A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
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