JP2005168106A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】低リップル化を実現する電源装置を提供する。
【解決手段】N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100に電力を供給する電力供給電源回路200は、その出力電圧を分圧器3で1/N倍して誤差増幅器2の反転入力端子にすると共に、非反転入力端子には、切替回路300経由でN相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電圧を入力する。そして、この誤差増幅器2の出力をトランジスタ1に供給して、電力供給電源回路200の出力電力の電圧値をN相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電圧×Nに制御する。
【選択図】 図1
【解決手段】N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100に電力を供給する電力供給電源回路200は、その出力電圧を分圧器3で1/N倍して誤差増幅器2の反転入力端子にすると共に、非反転入力端子には、切替回路300経由でN相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電圧を入力する。そして、この誤差増幅器2の出力をトランジスタ1に供給して、電力供給電源回路200の出力電力の電圧値をN相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電圧×Nに制御する。
【選択図】 図1
Description
この発明は、例えば高性能プロセッサ等に低電圧かつ大電流の電力を供給する多相電源装置における出力の低リップル化技術に関する。
近年、ノートブックタイプやデスクトップタイプ等、様々なタイプのパーソナルコンピュータが開発・販売され、広く普及している。また、パーソナルコンピュータに搭載されるプロセッサの高性能化は目覚ましく、この高性能化に伴い、例えば1ボルト(V)で100アンペア(A)等、プロセッサに供給する電力も低電圧・大電流化の傾向にある。
そして、このような電力を供給するため、最近では、PWM(パルス幅変調)スイッチングDC/DCコンバータを複数並列に接続した、いわゆる多相PWM制御DC/DCコンバータ電源装置が多く採用されている(例えば特許文献1参照)。このPWMスイッチングDC/DCコンバータは、各周期における出力(オン)/停止(オフ)の期間を変えることによって出力電力量を制御する機能を有するDC/DCコンバータであり、多相PWM制御DC/DCコンバータ電源装置は、各PWMスイッチングDC/DCコンバータのスイッチングを制御することにより、所望の低電圧・大電流の電力を生成する。
米国特許第4,195,333号明細書
ところで、複数のPWMスイッチングDC/DCコンバータを用いて生成される多相PWM制御DC/DCコンバータ電源装置の出力電流は、変動を含んだリップル電流となるのが一般的であるが、従来より、このリップル電流の変動分が極力小さくなるように、多相PWM制御DC/DCコンバータ電源装置の相数や多相PWM制御DC/DCコンバータ電源装置への供給電圧を選定することは可能であった。しかしながら、この出力リップル電流は、供給電圧の変動や出力電圧の変化(最近のプロセッサは、消費電流に応じて供給電圧を変えなければならない場合がある)によって大きく変化してしまう。従って、リップル電圧が大きくなってしまうばかりか、この時のことを想定して、いわゆる平滑用コンデンサの静電容量を大きくしておかなければならないという問題(コスト、スペース問題)や、コンデンサに大きなリップル電流が流れることにより電力損失が発生し、効率が悪くなるという性能上の問題も引き起こしていた。
また、多相PWM制御DC/DCコンバータ電源装置は、接続される負荷の違いによって出力電圧を変えなければならない。この時も、上記と同様の問題が発生するが、出力電圧を大きく変えなければならない場合には、上記のコンデンサを大きな容量のものに取り替えなければならないという問題もあった。
この発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、低リップル化を実現する電源装置を提供することを目的とする。
この目的を達成するため、本発明の電源装置は、並列接続されたN台のDC/DCコンバータを有する多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部と、前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力の電圧値を検出する検出手段と、前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に電力を供給する電力供給手段と、前記電力供給手段から出力される電力の電圧値を前記検出手段により検出された電圧値のN倍の電圧値に制御する制御手段とを具備することを特徴とする。
このように、本発明によれば、低リップル化を実現する電源装置を提供することができる。
以下、図面を参照してこの発明の実施形態について説明する。
(第1実施形態)
まず、この発明の第1実施形態について説明する。図1は、第1実施形態の電源装置の構成を示す図である。この電源装置は、例えばパーソナルコンピュータのプロセッサ等に電力を供給するものであり、図1に示すように、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路(多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部)100、電力供給電源回路(電力供給電源部)200および切替回路(切替装置)300を有している。
まず、この発明の第1実施形態について説明する。図1は、第1実施形態の電源装置の構成を示す図である。この電源装置は、例えばパーソナルコンピュータのプロセッサ等に電力を供給するものであり、図1に示すように、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路(多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部)100、電力供給電源回路(電力供給電源部)200および切替回路(切替装置)300を有している。
N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100は、N台のPWMスイッチングDC/DCコンバータ101を並列接続し、所定の位相差を設けるべく各々のスイッチングを同期させることにより、図示されない負荷から要求される低電圧・大電流の電力V5を生成・出力するものである。一方、電力供給電源回路200および切替回路300は、図示されない電源から電力V1の供給を受け、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100が電力V5を生成・出力する際に最もリップル電流が少なくなる電圧値の電力V2を生成・出力すべく協働して動作するものである。ここで、図2乃至図4を参照して、このリップル電流を少なくするための一般原理について説明する。
図2に示す2相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路を構成する各素子が理想的な素子であると仮定する。理想的な素子とは、損失がゼロの素子であり、例えばトランジスタQ1,Q2ではオン抵抗がゼロ、インダクタL1,L2では抵抗成分がゼロ、ダイオードD1,D2では順方向電圧がゼロ等を意味する。そして、この場合、スイッチングトランジスタのオンデューティは、入力電圧と出力電圧の大きさで決まることになる(オンデューティTon=Vo/Vin)。図3は、この2相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路の動作時における電流波形等を示す図である。
図3に示すように、2相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路では、各周期Tの前半部で一方のコンバータのトランジスタQ1をある期間オンにすることにより電流IL1を出力し、その後半部で他方のコンバータのトランジスタQ2を同期間オンにすることにより電流IL2を出力する。この互いにT/2周期ずれた電流IL1,IL2は、それぞれΔIL1,ΔIL2(ΔIL1,ΔIL2は同値)のリップル分を含み、これらを足し合わせた当該2相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路としての出力電流は、最終的にΔIのリップル分を含んだ電流Iとなる。
また、図4は、インダクタL1とインダクタL2のインダクタンスが同じであり、スイッチング周期10μs、L1=L2=0.5μH、Vo=1Vの時に、入力電圧を変化させた場合の電流Iのリップル分の変化を示したものである。図4(A)より、入力電圧が2Vの時、即ち入力電圧Vinと出力電圧Voの比が2対1になったとき、電流Iのリップル分がゼロになることが分かる。なお、この場合、図3で示した各周期Tの前半部において、一方のコンバータのトランジスタQ1はオンであり続け、その後半部では、他方のコンバータのトランジスタQ2がオンであり続けることになる。また、図4(B)は、4相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路の場合を示しており、図示のように、入力電圧が4Vの時、即ち入力電圧Vinと出力電圧Voの比が4対1になったとき、電流Iのリップル電流がゼロになることが分かる。
そこで、この第1実施形態の電源装置では、電力供給電源回路200および切替回路300が、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100が生成・出力する電力V5の電圧値×Nの電圧値の電力V2を生成・出力すべく協働して動作する。以下、この点について詳述する。
前述したように、電力供給電源回路200には、図示されない電源から電力V1が供給される。電力供給電源回路200は、図示のように、トランジスタ1、誤差増幅器2、分圧器3および平滑コンデンサ4を有しており、誤差増幅器2の反転入力端子には、当該電力供給電源回路200が出力する電力V2の電圧を分圧器3で1/N倍した電圧(V3)が供給され、一方の非反転入力端子には、切替回路300からの電圧(V4)が外部入力される。また、切替回路300には、図示のように、抵抗5、電圧源6、ダイオード7およびアンプ8が設けられており、その結果、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100が未動作の状態では、電圧源6からの電圧が誤差増幅器2の非反転入力端子に供給されることになる。なお、抵抗5は、この電圧源6からの電圧値でV5がクランプされないようにするために設けられるものである。
この誤差増幅器2の出力は、トランジスタ1に供給されており、その値は、反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧と等しくなるまで上昇する。従って、反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧と等しくなった場合の電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値は、V4×N=電圧源6の電圧×Nとなる。
N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100は、この電力供給電源回路200からの出力電力V2を受けて動作を開始し、その出力電力V5の電圧値は、多相PWM制御IC102の制御下で、基準電圧源9の電圧と等しくなろうとする。そして、この過程において、電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値は、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電力V5の電圧値のN倍に変化する。
つまり、まず、「V5の電圧値<電圧源6の電圧値」の状態では、アンプ8は、反転入力端子側の電圧を下げようとするが、ダイオード7により下げることができず、誤差増幅器2の非反転入力端子には、電圧源6の電圧がそのまま供給される。従って、この「V5の電圧値<電圧源6の電圧値」の状態では、電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値は、電圧源6の電圧×Nとなっている。
次に、時間経過に伴い、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電力V5が基準電圧源9の電圧に向かって上昇し、「V5の電圧値<電圧源6の電圧値」となると、アンプ8の動作により、誤差増幅器2の非反転入力端子には、V5の電圧と同価の電圧が供給される。従って、電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値は、V5の電圧値×Nとなる。
これにより、例えばN相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力側に接続された負荷の消費電流が変化した等、何らかの原因でN相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電圧が変化しても、その変化に追従して、電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値も変化し、「V5の電圧値×N」に保たれ、常に、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100のリップル電流が最小になる条件が維持されることになる。
以上のように、この電源装置においては、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100に供給される電力の電圧値が当該N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電力の電圧値の概ね「相数」倍になるように制御が行われるので、低リップル電流・低リップル電圧といった高性能化が図られ、その結果、低価格化や省スペース化も実現される。
(第2実施形態)
次に、この発明の第2実施形態について説明する。図5は、第2実施形態の電源装置の構成を示す図である。
次に、この発明の第2実施形態について説明する。図5は、第2実施形態の電源装置の構成を示す図である。
前述した第1実施形態の電源装置とこの第2実施形態の電源装置との違いは、この第2実施形態の電源装置では、図示のように、分圧器3の分圧比を1/Nから1にし、その代わりに、アンプ8のゲインを新設した分圧器10によりN倍にすると共に、電圧源6からの電圧もN倍にした点にある。
この第2実施形態の電源装置においても、電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値は、「V5の電圧値×N」となり、常に、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100のリップル電流が最小になる条件を保つことができる。
(第3実施形態)
次に、この発明の第3実施形態について説明する。図6は、第3実施形態の電源装置の構成を示す図である。
次に、この発明の第3実施形態について説明する。図6は、第3実施形態の電源装置の構成を示す図である。
この第3実施形態の電源装置は、図示のように、前述した第1実施形態の電源装置に対して定電流源11および抵抗12を追加したものである。
この第3実施形態の電源装置においては、アンプ8の非反転入力端子には、「V5+IB×抵抗12の抵抗値」の電圧が供給される。すなわち、電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値は、「(V5+IB×抵抗12の抵抗値)×N」となり、予め定められた値「(IB×抵抗12の抵抗値)×N」分だけ、出力電力V2の電圧値を増減させることができる(IBの極性が+であれば増加、−であれば減少)。
従って、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100内で並列接続される各PWMスイッチングDC/DCコンバータ101のトランジスタQ1〜QN、インダクタL1〜LN、ダイオードD1〜DN等の損失によって、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電流がゼロになる入力電圧比が多少ずれてしまうことを補償できるようになり、常に、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100のリップル電流が最小になる条件を維持できる。
なお、この定電流源11および抵抗12の設置位置は、これに限らず、例えば図7に示す位置に代えても、同様の効果、つまり各PWMスイッチングDC/DCコンバータ101のトランジスタQ1〜QN、インダクタL1〜LN、ダイオードD1〜DN等の損失による入力電圧比のずれを補償することが実現される。また、この定電流源11および抵抗12の設置は、図8および図9に示すように、前述した第2実施形態の電源装置に対して実施することも当然に有効である。
(第4実施形態)
次に、この発明の第4実施形態について説明する。図10は、第4実施形態の電源装置の構成を示す図である。
次に、この発明の第4実施形態について説明する。図10は、第4実施形態の電源装置の構成を示す図である。
この第4実施形態の電源装置は、図示のように、前述した第3実施形態の電源装置に対して、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電力V5の電流値を検知するための抵抗14と、この抵抗14の両端の電圧差を検知するためのアンプ15とを追加すると共に、定電流源11をアンプ15の出力により出力電流が変化するタイプの定電流源13に代えたものである。
つまり、抵抗14およびアンプ15により、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電力V5の電流値が検知され、この検知結果に応じて、定電流源13の出力電流の大きさIBが決定される。そして、アンプ8の非反転入力端子には、「V5+IB×抵抗12の抵抗値」の電圧が供給される。これにより、電力供給電源回路200の出力電力V2の電圧値は、「(V5+IB×抵抗12の抵抗値)×N」となり、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電流の大きさによって変化する予め定められた値「(IB×抵抗12の抵抗値)×N」分だけ、出力電力V2の電圧値を増減させることができる(IBの極性が+であれば増加、−であれば減少)。
従って、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電流の変化による各PWMスイッチングDC/DCコンバータ101のトランジスタQ1〜QN、インダクタL1〜LN、ダイオードD1〜DN等の損失によって、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電流がゼロになる入力電圧比が多少ずれてしまうことを補償できるようになり、常に、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100のリップル電流が最小になる条件を維持できる。
なお、この第4実施形態の手法は、ここで説明した図6の構成の電源装置に対して適用する場合に限らず、図7乃至図9のいずれの構成の電源装置に対しても適用することが可能である。
また、ここでは、定電流源13の出力電流の大きさが、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電流の大きさによって変化させる場合を説明したが、これに代えて、例えばトランジスタQ1〜QNに流れる電流、インダクタL1〜LNに流れる電流、ダイオードD1〜DNに流れる電流、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の入力電流等を検知し、この検知結果に応じて、定電流源13の出力電流を制御しても同様の効果を得ることができる。すなわち、N相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100の出力電流とある一定の関係を有する電流値または電圧値に基づき、定電流源13の出力電流を制御しても良い。
さらに、前述の第1乃至第4実施形態のN相PWM制御DC/DCコンバータ電源回路100では、フライホイール用に各PWMスイッチングDC/DCコンバータ101においてダイオードD1〜DNを使用しているが、これをFET等のアクティブなスイッチング素子、つまりいわゆる同期整流方式に代えても良い。
このように、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
1…トランジスタ、2…誤差増幅器、3…分圧器、4…平滑コンデンサ、5…抵抗、6…電圧源、7…ダイオード、8…アンプ、9…基準電圧源、10…分圧器、11…定電流源、12…抵抗、13…定電流源、14…抵抗、15…アンプ、100…DCコンバータ電源回路、101…DCコンバータ、102…多相PWM制御IC、200…電力供給電源回路、300…切替回路。
Claims (11)
- 並列接続されたN台のDC/DCコンバータを有する多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部と、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力の電圧値を検出する検出手段と、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に電力を供給する電力供給手段と、
前記電力供給手段から出力される電力の電圧値を前記検出手段により検出された電圧値のN倍の電圧値に制御する制御手段と
を具備することを特徴とする電源装置。 - 並列接続されたN台のDC/DCコンバータを有する多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部と、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に電力を供給する電力供給電源部と、
前記電力供給電源部が前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するために用いる基準値を切り替える切替装置と
を具備し、
前記電力供給電源部は、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するトランジスタと、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に出力した電力の電圧値の1/N倍の電圧を取得する分圧器と、
前記分圧器により取得された電圧を第1の端子に入力すると共に、外部から与えられる電力の電圧を第2の端子に入力し、前記第1の端子に入力された電力の電圧値が前記第2の端子に入力された電力の電圧値と同値となるようにするための制御信号を前記トランジスタに供給する誤差増幅器と
を有し、
前記切替装置は、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力を取得する取得手段と、
予め定められた電圧値の電力を出力する電圧源と、
前記取得手段により取得された電力の電圧値が前記電圧源から出力される電力の電圧値以上である場合、前記取得手段により取得された電力の電圧を前記誤差増幅器の第2の端子に前記基準値として入力し、下回っている場合には、前記電圧源から出力される電力の電圧を前記誤差増幅器の第2の端子に前記基準値として入力する制御手段と
を有することを特徴とする電源装置。 - 前記取得手段により取得される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項2記載の電源装置。
- 前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項3記載の電源装置。 - 前記電力供給電源部は、前記誤差増幅器の第1の端子に入力される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項2記載の電源装置。
- 前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項5記載の電源装置。 - 並列接続されたN台のDC/DCコンバータを有する多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部と、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に電力を供給する電力供給電源部と、
前記電力供給電源部が前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するために用いる基準値を切り替える切替装置と
を具備し、
前記電力供給電源部は、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するトランジスタと、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部に出力した電力の電圧を第1の端子に入力すると共に、外部から与えられる電力の電圧を第2の端子に入力し、前記第1の端子に入力された電力の電圧値が前記第2の端子に入力された電力の電圧値と同価となるようにするための制御信号を前記トランジスタに供給する誤差増幅器と
を有し、
前記切替装置は、
前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力を取得する取得手段と、
予め定められた電圧値の電力を出力する電圧源と、
前記取得手段により取得された電力の電圧値をN倍に昇圧するためのアンプと、
前記アンプから出力される電力の電圧値が前記電圧源から出力される電力の電圧値以上である場合、前記アンプから出力される電力の電圧を前記誤差増幅器の第2の端子に前記基準値として入力し、下回っている場合には、前記電圧源から出力される電力の電圧を前記誤差増幅器の第2の端子に前記基準値として入力する制御手段と
を有することを特徴とする電源装置。 - 前記取得手段により取得される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項7記載の電源装置。
- 前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項8記載の電源装置。 - 前記電力供給電源部は、前記誤差増幅器の第1の端子に入力される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項7記載の電源装置。
- 前記多相PWM制御DC/DCコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項10記載の電源装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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