JP3425331B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流を直流に整流
して直流電力を得る電源装置において、高調波電流成分
を低減した電源装置に関する。
して直流電力を得る電源装置において、高調波電流成分
を低減した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、スイッチング素子を用いて電力変
換する電源装置において、電源高調波電流を抑制する手
段として、トランジスタなどのアクティブ素子を高速に
スイッチングして正弦波状の電流波形を得るアクティブ
フィルタが知られている。これはスイッチング素子をＰ
ＷＭ(Pulse Width Modulation)制御することによって、
電流波形を電圧波形と相似すなわち正弦波状にするもの
である。ＰＷＭの変調周波数は通常数１０ｋＨｚ程度で
ある。アクティブフィルタでは、電流波形がほぼ正弦波
状になるので、高調波電流成分はほとんど発生しない。
換する電源装置において、電源高調波電流を抑制する手
段として、トランジスタなどのアクティブ素子を高速に
スイッチングして正弦波状の電流波形を得るアクティブ
フィルタが知られている。これはスイッチング素子をＰ
ＷＭ(Pulse Width Modulation)制御することによって、
電流波形を電圧波形と相似すなわち正弦波状にするもの
である。ＰＷＭの変調周波数は通常数１０ｋＨｚ程度で
ある。アクティブフィルタでは、電流波形がほぼ正弦波
状になるので、高調波電流成分はほとんど発生しない。
【０００３】しかしアクティブフィルタは、高調波電流
抑制能力は高いが、回路構成が複雑になり、また開閉を
繰り返すことによって、スイッチング損失により電力変
換効率が低下するという問題があった。
抑制能力は高いが、回路構成が複雑になり、また開閉を
繰り返すことによって、スイッチング損失により電力変
換効率が低下するという問題があった。
【０００４】この問題を解決するため、例えば特開平２
−２９９４７０号公報にて開示された高力率整流回路で
は、交流電源が０Ｖとなる零点から適当な短期間に一回
だけ交流電源をリアクトル（誘導性リアクタンス素子）
を介してスイッチング素子で短絡し、電源電流の導通時
間を拡大して電源力率を改善している。
−２９９４７０号公報にて開示された高力率整流回路で
は、交流電源が０Ｖとなる零点から適当な短期間に一回
だけ交流電源をリアクトル（誘導性リアクタンス素子）
を介してスイッチング素子で短絡し、電源電流の導通時
間を拡大して電源力率を改善している。
【０００５】さらに特開平７−７９４６号公報にて開示
された直流電源装置では、負荷状態、短絡電流、高調波
含有率、波形歪み率に応じて、交流電源をリアクトルを
介して短絡する開始時間と終了時間とを最適な値に設定
している。これらの電源装置では、短絡を行わないとき
に比べ、電流の導通角が広がり、高調波電流成分を抑制
することができる。
された直流電源装置では、負荷状態、短絡電流、高調波
含有率、波形歪み率に応じて、交流電源をリアクトルを
介して短絡する開始時間と終了時間とを最適な値に設定
している。これらの電源装置では、短絡を行わないとき
に比べ、電流の導通角が広がり、高調波電流成分を抑制
することができる。
【０００６】図１０は、これら従来の電源装置にて、電
源半周期に一回だけ短絡する場合の電圧、電流、スイッ
チング素子の短絡パルスの波形例を示す。短絡パルスを
Ｈレベルとしてスイッチング素子をオフした後に、電流
は一度急激に減少する。このため歪んだ電流波形とな
り、高調波電流成分が完全には抑制できていない。
源半周期に一回だけ短絡する場合の電圧、電流、スイッ
チング素子の短絡パルスの波形例を示す。短絡パルスを
Ｈレベルとしてスイッチング素子をオフした後に、電流
は一度急激に減少する。このため歪んだ電流波形とな
り、高調波電流成分が完全には抑制できていない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記の電源半周期内で
短絡を行う従来の電源装置では、高調波電流成分の抑制
が十分でなく、電流波形が歪んでいるため、欧州などで
予定されている電源高調波電流規制の限度値を満足する
ことは困難であった。
短絡を行う従来の電源装置では、高調波電流成分の抑制
が十分でなく、電流波形が歪んでいるため、欧州などで
予定されている電源高調波電流規制の限度値を満足する
ことは困難であった。
【０００８】本発明は、アクティブフィルタに比べ電力
変換効率の低下が少なく、簡易な回路構成で高調波電流
成分を充分に抑制できる電源装置を提供することを目的
とする。
変換効率の低下が少なく、簡易な回路構成で高調波電流
成分を充分に抑制できる電源装置を提供することを目的
とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明の請求項１に記載の電源装置は、交流電源か
らの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段と、この整
流手段に直列に接続された誘導性リアクタンス素子と、
この誘導性リアクタンス素子を介して前記交流電源を短
絡する短絡手段と、交流電圧の零点を検出し、前記短絡
手段を零点通過後の一定時間短絡した後、間欠的に短絡
する間欠短絡に切り換え、設定された時間経過後、前記
交流電圧の次の零点まで開放状態に制御する間欠短絡制
御手段とを具備することを特徴とする構成を有する。
め、本発明の請求項１に記載の電源装置は、交流電源か
らの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段と、この整
流手段に直列に接続された誘導性リアクタンス素子と、
この誘導性リアクタンス素子を介して前記交流電源を短
絡する短絡手段と、交流電圧の零点を検出し、前記短絡
手段を零点通過後の一定時間短絡した後、間欠的に短絡
する間欠短絡に切り換え、設定された時間経過後、前記
交流電圧の次の零点まで開放状態に制御する間欠短絡制
御手段とを具備することを特徴とする構成を有する。
【００１０】上記の構成によって、本発明の請求項１に
記載の電源装置は、交流電圧の零点を検出し、この零点
通過後の一定時間、誘導性リアクタンス素子を介して交
流電源を短絡した後、さらに間欠短絡を行うので、電源
電流の波形歪みを低減して高調波電流成分を抑制でき、
電力変換効率の低下が少ない。
記載の電源装置は、交流電圧の零点を検出し、この零点
通過後の一定時間、誘導性リアクタンス素子を介して交
流電源を短絡した後、さらに間欠短絡を行うので、電源
電流の波形歪みを低減して高調波電流成分を抑制でき、
電力変換効率の低下が少ない。
【００１１】本発明の請求項２に記載の電源装置は、請
求項１に記載の電源装置を構成する手段において、前記
間欠短絡制御手段が、間欠短絡中の短絡時間を前記設定
された時間内において徐々に短くすることを特徴とす
る。
求項１に記載の電源装置を構成する手段において、前記
間欠短絡制御手段が、間欠短絡中の短絡時間を前記設定
された時間内において徐々に短くすることを特徴とす
る。
【００１２】上記の構成によって、本発明の請求項２に
記載の電源装置は、間欠短絡中の短絡時間を徐々に短く
するので、電源電流の波形がより滑らかになる。
記載の電源装置は、間欠短絡中の短絡時間を徐々に短く
するので、電源電流の波形がより滑らかになる。
【００１３】本発明の請求項３に記載の電源装置は、請
求項１に記載の電源装置を構成する手段において、前記
間欠短絡制御手段が、間欠短絡の周期を、前記誘導性リ
アクタンス素子の固有振動数の逆数をＴとして、前記短
絡手段を零点通過後の一定時間短絡した後、一旦開放状
態にしてからｍＴ＋Ｔ／６後（ｍは自然数）に短絡し、
更にｎＴ＋Ｔ／３後（ｎはｍ≧ｎの条件を満たす自然
数）に開放するという条件または一旦開放状態にしてか
らｋＴ後（ｋは自然数）に短絡するという条件を満足す
るように設定することを特徴とする。
求項１に記載の電源装置を構成する手段において、前記
間欠短絡制御手段が、間欠短絡の周期を、前記誘導性リ
アクタンス素子の固有振動数の逆数をＴとして、前記短
絡手段を零点通過後の一定時間短絡した後、一旦開放状
態にしてからｍＴ＋Ｔ／６後（ｍは自然数）に短絡し、
更にｎＴ＋Ｔ／３後（ｎはｍ≧ｎの条件を満たす自然
数）に開放するという条件または一旦開放状態にしてか
らｋＴ後（ｋは自然数）に短絡するという条件を満足す
るように設定することを特徴とする。
【００１４】上記の構成によって、本発明の請求項３に
記載の電源装置は、間欠短絡の周期を誘導性リアクタン
ス素子の固有振動周波数に基づき設定するので、短絡を
オンする時とオフする時とで互いに打ち消し合う位相で
振動を発生させることができる。
記載の電源装置は、間欠短絡の周期を誘導性リアクタン
ス素子の固有振動周波数に基づき設定するので、短絡を
オンする時とオフする時とで互いに打ち消し合う位相で
振動を発生させることができる。
【００１５】本発明の請求項４に記載の電源装置は、請
求項１に記載の電源装置を構成する手段において、前記
間欠短絡制御手段が、接続されている前記誘導性リアク
タンス素子のインダクタンスの小ささに応じて、間欠短
絡の回数を多くするように設定することを特徴とする。
求項１に記載の電源装置を構成する手段において、前記
間欠短絡制御手段が、接続されている前記誘導性リアク
タンス素子のインダクタンスの小ささに応じて、間欠短
絡の回数を多くするように設定することを特徴とする。
【００１６】上記の構成によって、本発明の請求項４に
記載の電源装置は、間欠短絡の周期および回数を誘導性
リアクタンス素子のインダクタンスに応じて設定するの
で、低インダクタンスの誘導性リアクタンス素子を用い
ても、間欠短絡の周期および回数を最適に設定すること
ができる。
記載の電源装置は、間欠短絡の周期および回数を誘導性
リアクタンス素子のインダクタンスに応じて設定するの
で、低インダクタンスの誘導性リアクタンス素子を用い
ても、間欠短絡の周期および回数を最適に設定すること
ができる。
【００１７】本発明の請求項５に記載の電源装置は、請
求項１に記載の電源装置を構成する手段に加え、負荷の
消費電力を検出する負荷電力検出手段を備え、この負荷
電力検出手段からの負荷電力値が少なくなるのに伴い、
前記間欠短絡制御手段が、間欠短絡の開始時刻を早く
し、間欠通電中の短絡時間を短くするように設定するこ
とを特徴とする。
求項１に記載の電源装置を構成する手段に加え、負荷の
消費電力を検出する負荷電力検出手段を備え、この負荷
電力検出手段からの負荷電力値が少なくなるのに伴い、
前記間欠短絡制御手段が、間欠短絡の開始時刻を早く
し、間欠通電中の短絡時間を短くするように設定するこ
とを特徴とする。
【００１８】上記の構成によって、本発明の請求項５に
記載の電源装置は、負荷電力値に応じて、間欠短絡の周
期および回数を設定するので、負荷電力に応じて高調波
電流成分を抑制した最適な電流波形に制御できる。
記載の電源装置は、負荷電力値に応じて、間欠短絡の周
期および回数を設定するので、負荷電力に応じて高調波
電流成分を抑制した最適な電流波形に制御できる。
【００１９】本発明の請求項６に記載の電源装置は、請
求項１に記載の電源装置を構成する手段に加え、前記交
流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段を備え、この
電源電圧検出手段からの電源電圧値が高くなるのに伴
い、前記間欠短絡制御手段が、間欠短絡の開始時刻を早
くし、間欠通電中のオン・オフ周期を短くするように設
定することを特徴とする。
求項１に記載の電源装置を構成する手段に加え、前記交
流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段を備え、この
電源電圧検出手段からの電源電圧値が高くなるのに伴
い、前記間欠短絡制御手段が、間欠短絡の開始時刻を早
くし、間欠通電中のオン・オフ周期を短くするように設
定することを特徴とする。
【００２０】上記の構成によって、本発明の請求項６に
記載の電源装置は、電源電圧値に応じて、間欠短絡の周
期および回数を設定するので、電源電圧に応じて高調波
電流成分を抑制した最適な電流波形に制御できる。
記載の電源装置は、電源電圧値に応じて、間欠短絡の周
期および回数を設定するので、電源電圧に応じて高調波
電流成分を抑制した最適な電流波形に制御できる。
【００２１】
【００２２】
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【００２４】図１は、本発明の第１の実施の形態の電源
装置の構成図である。交流電源１に誘導性リアクタンス
素子であるリアクトル２が直列接続され、短絡手段を構
成する短絡用ダイオードブリッジ３およびスイッチング
素子（トランジスタ、サイリスタなど）３ａを介して、
整流手段を構成する整流用ダイオードブリッジ４および
コンデンサ５に接続され、負荷６に直流電力を供給す
る。間欠短絡制御回路７は交流電圧が０Ｖとなる零点を
検出し、スイッチング素子３ａをオン・オフ制御するこ
とによって、ダイオードブリッジ３を短絡させる。
装置の構成図である。交流電源１に誘導性リアクタンス
素子であるリアクトル２が直列接続され、短絡手段を構
成する短絡用ダイオードブリッジ３およびスイッチング
素子（トランジスタ、サイリスタなど）３ａを介して、
整流手段を構成する整流用ダイオードブリッジ４および
コンデンサ５に接続され、負荷６に直流電力を供給す
る。間欠短絡制御回路７は交流電圧が０Ｖとなる零点を
検出し、スイッチング素子３ａをオン・オフ制御するこ
とによって、ダイオードブリッジ３を短絡させる。
【００２５】本実施の形態の電源装置は、全波整流回路
に、リアクトルと短絡回路と短絡パルスを制御する制御
回路とを付加した構成としたが、倍電圧整流回路を用い
て同様な構成としても良い。またリアクトルと短絡回路
の位置は、交流電源と整流用ダイオードブリッジとの間
に限らず、整流用ダイオードブリッジと負荷との間でも
良い。
に、リアクトルと短絡回路と短絡パルスを制御する制御
回路とを付加した構成としたが、倍電圧整流回路を用い
て同様な構成としても良い。またリアクトルと短絡回路
の位置は、交流電源と整流用ダイオードブリッジとの間
に限らず、整流用ダイオードブリッジと負荷との間でも
良い。
【００２６】次に本実施の形態の電源装置の動作を説明
する。間欠短絡制御回路７は交流電源１の交流電圧の零
点を検出し、スイッチング素子３ａをオンにし、一定時
間短絡状態にした後、間欠短絡に切り換える。そして、
設定された時間経過後、スイッチング素子３ａをオフと
して、次の零点まで開放状態とする。これを電源半周期
ごとに、繰り返す。
する。間欠短絡制御回路７は交流電源１の交流電圧の零
点を検出し、スイッチング素子３ａをオンにし、一定時
間短絡状態にした後、間欠短絡に切り換える。そして、
設定された時間経過後、スイッチング素子３ａをオフと
して、次の零点まで開放状態とする。これを電源半周期
ごとに、繰り返す。
【００２７】図２は、本実施の形態の電源装置の電圧、
電流、短絡パルス（駆動信号）の波形を示す。間欠短絡
制御回路７からの短絡パルス信号の波形は、Ｌレベルが
スイッチング素子３ａをオンとして短絡用ダイオードブ
リッジ３を短絡させ、Ｈレベルがスイッチング素子３ａ
をオフとして短絡用ダイオードブリッジ３を開放とす
る。電流波形は、図に示されるように、完全な正弦波状
ではないが、歪みの少ない滑らかな波形となる。すなわ
ち高調波電流成分の発生が少ない。本発明の電源装置に
よれば、スイッチング回数は増えるものの、アクティブ
フィルタに比べて遥かに少ない回数であり、スイッチン
グ損失による電力変換効率の低下が少ない。
電流、短絡パルス（駆動信号）の波形を示す。間欠短絡
制御回路７からの短絡パルス信号の波形は、Ｌレベルが
スイッチング素子３ａをオンとして短絡用ダイオードブ
リッジ３を短絡させ、Ｈレベルがスイッチング素子３ａ
をオフとして短絡用ダイオードブリッジ３を開放とす
る。電流波形は、図に示されるように、完全な正弦波状
ではないが、歪みの少ない滑らかな波形となる。すなわ
ち高調波電流成分の発生が少ない。本発明の電源装置に
よれば、スイッチング回数は増えるものの、アクティブ
フィルタに比べて遥かに少ない回数であり、スイッチン
グ損失による電力変換効率の低下が少ない。
【００２８】図３は、ａが短絡パルスの拡大波形、ｂが
その間欠短絡部分の拡大波形を示す。間欠短絡中の短絡
時間（オン時間）すなわちＬレベルの時間を徐々に短く
する。これによって、電流波形の傾きが徐々に小さくな
り、滑らかな波形となって、高調波電流成分が抑制され
る。
その間欠短絡部分の拡大波形を示す。間欠短絡中の短絡
時間（オン時間）すなわちＬレベルの時間を徐々に短く
する。これによって、電流波形の傾きが徐々に小さくな
り、滑らかな波形となって、高調波電流成分が抑制され
る。
【００２９】図４は、スイッチング素子３ａをオン・オ
フ制御する時のリアクトル２のコアの振動波形を表す。
縦軸は振動変位、横軸は時間を表し、（ａ）はオンの時
の波形、（ｂ）はオフの時の波形を示す。ここで周期Ｔ
は、コアの固有振動周波数ｆの逆数となる（Ｔ＝１／
ｆ）。オン時の波形とオフ時の波形とでは、互いに位相
が１８０°ずれている。
フ制御する時のリアクトル２のコアの振動波形を表す。
縦軸は振動変位、横軸は時間を表し、（ａ）はオンの時
の波形、（ｂ）はオフの時の波形を示す。ここで周期Ｔ
は、コアの固有振動周波数ｆの逆数となる（Ｔ＝１／
ｆ）。オン時の波形とオフ時の波形とでは、互いに位相
が１８０°ずれている。
【００３０】図５は、図４に示されたオン時の波形とオ
フ時の波形とを組み合わせて、互いに打ち消し合う位相
で振動を発生させる第１の振動打消方法の波形説明図で
ある。（ａ）はスイッチング素子３ａの駆動波形を示
し、Ｌレベルがオン、Ｈレベルがオフを示す。交流電圧
の零点通過後、スイッチング素子３ａをオンとし、一定
時間経過後（時刻ｔ１）、スイッチング素子３ａをオフ
とし、間欠短絡に切り換える。そのスイッチング素子３
ａをオフした時の振動波形を（ｂ）に示す。次に間欠短
絡の最初のオン信号を、コアの固有振動周波数ｆに基づ
き、周期Ｔを用いて、ｔ１からＴ／６後（時刻ｔ２）に
て発生させる。その時の振動波形を（ｃ）に示す。次の
オフ信号をｔ１からＴ／３後（時刻ｔ３）にて発生させ
る。その時の振動波形を（ｄ）に示す。以上の（ｂ）〜
（ｄ）の波形を合成すると、（ｅ）に示す波形となり、
振動がほとんど無くなる。なお、時刻ｔ２とｔ３とは、
それぞれ時刻ｔ１からｍＴ＋Ｔ／６後（ｍは自然数）、
ｎＴ＋Ｔ／３後（ｎはｍ≧ｎの条件を満たす自然数）の
条件を満たす時刻であれば良い。
フ時の波形とを組み合わせて、互いに打ち消し合う位相
で振動を発生させる第１の振動打消方法の波形説明図で
ある。（ａ）はスイッチング素子３ａの駆動波形を示
し、Ｌレベルがオン、Ｈレベルがオフを示す。交流電圧
の零点通過後、スイッチング素子３ａをオンとし、一定
時間経過後（時刻ｔ１）、スイッチング素子３ａをオフ
とし、間欠短絡に切り換える。そのスイッチング素子３
ａをオフした時の振動波形を（ｂ）に示す。次に間欠短
絡の最初のオン信号を、コアの固有振動周波数ｆに基づ
き、周期Ｔを用いて、ｔ１からＴ／６後（時刻ｔ２）に
て発生させる。その時の振動波形を（ｃ）に示す。次の
オフ信号をｔ１からＴ／３後（時刻ｔ３）にて発生させ
る。その時の振動波形を（ｄ）に示す。以上の（ｂ）〜
（ｄ）の波形を合成すると、（ｅ）に示す波形となり、
振動がほとんど無くなる。なお、時刻ｔ２とｔ３とは、
それぞれ時刻ｔ１からｍＴ＋Ｔ／６後（ｍは自然数）、
ｎＴ＋Ｔ／３後（ｎはｍ≧ｎの条件を満たす自然数）の
条件を満たす時刻であれば良い。
【００３１】以上述べた方法では、オン信号およびオフ
信号を計３回で振動を打ち消し合うので、その後の間欠
短絡のパルスは、オン信号・オフ信号を計３回で一組と
して、上記の条件を満たすようにパルスを印加すれば良
い。
信号を計３回で振動を打ち消し合うので、その後の間欠
短絡のパルスは、オン信号・オフ信号を計３回で一組と
して、上記の条件を満たすようにパルスを印加すれば良
い。
【００３２】図６は、図４に示されたオン時の波形とオ
フ時の波形とを組み合わせて、互いに打ち消し合う位相
で振動を発生させる第２の振動打消方法の波形説明図で
ある。（ａ）はスイッチング素子３ａの駆動波形を示
し、Ｌレベルがオン、Ｈレベルがオフを示す。交流電圧
の零点通過後、スイッチング素子３ａをオンとし、一定
時間経過後（時刻ｔ１１）、スイッチング素子３ａをオ
フとし、間欠短絡に切り換える。そのスイッチング素子
３ａをオフした時の振動波形を（ｂ）に示す。間欠短絡
の最初のオン信号を、コアの固有振動周波数ｆに基づ
き、周期Ｔを用いて、ｔ１１からＴ後（時刻ｔ１２）に
て発生させる。その時の振動波形を（ｃ）に示す。
（ｂ），（ｃ）の波形を合成すると、（ｄ）に示す波形
となり、振動がほとんど無くなる。なお、時刻ｔ１２
は、時刻ｔ１１からｋＴ後（ｋは自然数）の条件を満た
す時刻であれば良い。次のオフ信号は、任意の時刻で良
く、オフ信号の後のオン信号が上記のｋＴ後の条件を満
たせば良く、これを繰り返す。ただしこの第２の振動打
消方法では、オン信号を印加した際に消音されるので、
間欠短絡の終了時には前述の第１の振動打消方法と組み
合わせる必要がある。
フ時の波形とを組み合わせて、互いに打ち消し合う位相
で振動を発生させる第２の振動打消方法の波形説明図で
ある。（ａ）はスイッチング素子３ａの駆動波形を示
し、Ｌレベルがオン、Ｈレベルがオフを示す。交流電圧
の零点通過後、スイッチング素子３ａをオンとし、一定
時間経過後（時刻ｔ１１）、スイッチング素子３ａをオ
フとし、間欠短絡に切り換える。そのスイッチング素子
３ａをオフした時の振動波形を（ｂ）に示す。間欠短絡
の最初のオン信号を、コアの固有振動周波数ｆに基づ
き、周期Ｔを用いて、ｔ１１からＴ後（時刻ｔ１２）に
て発生させる。その時の振動波形を（ｃ）に示す。
（ｂ），（ｃ）の波形を合成すると、（ｄ）に示す波形
となり、振動がほとんど無くなる。なお、時刻ｔ１２
は、時刻ｔ１１からｋＴ後（ｋは自然数）の条件を満た
す時刻であれば良い。次のオフ信号は、任意の時刻で良
く、オフ信号の後のオン信号が上記のｋＴ後の条件を満
たせば良く、これを繰り返す。ただしこの第２の振動打
消方法では、オン信号を印加した際に消音されるので、
間欠短絡の終了時には前述の第１の振動打消方法と組み
合わせる必要がある。
【００３３】上記の間欠短絡のオン・オフ周期およびデ
ューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を、リアクト
ル２のインダクタンスに応じて最適な値に設定する。例
えば、リアクトル２のインダクタンスが小さいと蓄えら
れるエネルギーが小さいので、電流の変化を抑制する働
きが小さくなり、電流波形の傾きが大きくなる。このた
め、小さいインダクタンスのリアクトルを用いる場合
は、間欠短絡の開始時刻を早くし、間欠通電のオン・オ
フ周期を短くする。すなわち間欠短絡の回数を多くす
る。これによって、小さいインダクタンスのリアクトル
の使用が可能となり、リアクトルを小形化することがで
きる。
ューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を、リアクト
ル２のインダクタンスに応じて最適な値に設定する。例
えば、リアクトル２のインダクタンスが小さいと蓄えら
れるエネルギーが小さいので、電流の変化を抑制する働
きが小さくなり、電流波形の傾きが大きくなる。このた
め、小さいインダクタンスのリアクトルを用いる場合
は、間欠短絡の開始時刻を早くし、間欠通電のオン・オ
フ周期を短くする。すなわち間欠短絡の回数を多くす
る。これによって、小さいインダクタンスのリアクトル
の使用が可能となり、リアクトルを小形化することがで
きる。
【００３４】図７は、本発明の第２の実施の形態の電源
装置の構成図である。負荷電力検出回路８は負荷６で消
費される電力を検出し、間欠短絡制御回路７はその検出
された負荷電力値に応じて間欠短絡のオン・オフ周期お
よびデューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を最適
な値に設定する。例えば、負荷電力が少ないときは多い
ときに比べ、間欠短絡の開始時刻を早くし、間欠通電中
のオン・デューティを減少させる。これによって、負荷
の大小に応じた最適な電流波形とすることができる。
装置の構成図である。負荷電力検出回路８は負荷６で消
費される電力を検出し、間欠短絡制御回路７はその検出
された負荷電力値に応じて間欠短絡のオン・オフ周期お
よびデューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を最適
な値に設定する。例えば、負荷電力が少ないときは多い
ときに比べ、間欠短絡の開始時刻を早くし、間欠通電中
のオン・デューティを減少させる。これによって、負荷
の大小に応じた最適な電流波形とすることができる。
【００３５】図８は、本発明の第３の実施の形態の電源
装置の構成図である。電源電圧検出回路９は交流電源１
の電圧を検出し、間欠短絡制御回路７はその検出された
電源電圧値に応じて間欠短絡のオン・オフ周期およびデ
ューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を最適な値に
設定する。例えば、電源電圧が高いときは、電源電圧が
低いときに比べ、間欠短絡の開始時刻を早くし、間欠通
電中のオン・オフ周期を短くする。これによって、電源
電圧に応じた最適な電流波形とすることができる。
装置の構成図である。電源電圧検出回路９は交流電源１
の電圧を検出し、間欠短絡制御回路７はその検出された
電源電圧値に応じて間欠短絡のオン・オフ周期およびデ
ューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を最適な値に
設定する。例えば、電源電圧が高いときは、電源電圧が
低いときに比べ、間欠短絡の開始時刻を早くし、間欠通
電中のオン・オフ周期を短くする。これによって、電源
電圧に応じた最適な電流波形とすることができる。
【００３６】図９は、本発明の第４の実施の形態の電源
装置の構成図である。高調波電流検出回路１０は電源高
調波電流を検出し、間欠短絡制御回路７はその検出され
た高調波電流値に応じて間欠短絡のオン・オフ周期およ
びデューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を最適な
値に設定する。例えば、高調波電流の規制が緩く、高調
波電流の限度値が大きい場合は間欠短絡期間を短く、オ
ン・オフ周期を長くしても規制を満足する。反対に高調
波電流の規制が厳しく、高調波電流の限度値が小さい場
合は間欠短絡期間を長く、オン・オフ周期を短くしなけ
れば規制を満足できない。規制の程度に応じて、スイッ
チング回数を最低限度にすれば、電力変換効率の低下を
最小限度に抑えることができる。
装置の構成図である。高調波電流検出回路１０は電源高
調波電流を検出し、間欠短絡制御回路７はその検出され
た高調波電流値に応じて間欠短絡のオン・オフ周期およ
びデューティ、間欠短絡の開始および停止時刻を最適な
値に設定する。例えば、高調波電流の規制が緩く、高調
波電流の限度値が大きい場合は間欠短絡期間を短く、オ
ン・オフ周期を長くしても規制を満足する。反対に高調
波電流の規制が厳しく、高調波電流の限度値が小さい場
合は間欠短絡期間を長く、オン・オフ周期を短くしなけ
れば規制を満足できない。規制の程度に応じて、スイッ
チング回数を最低限度にすれば、電力変換効率の低下を
最小限度に抑えることができる。
【００３７】以上述べた各実施の形態の電源装置におけ
る間欠短絡制御を任意に組み合わせることによって、さ
らに効果的に高調波電流成分を抑制することができる。
る間欠短絡制御を任意に組み合わせることによって、さ
らに効果的に高調波電流成分を抑制することができる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明した通り、本発明の請求項１に
記載の電源装置は、交流電圧の零点を検出し、この零点
通過後の一定時間、誘導性リアクタンス素子を介して交
流電源を短絡した後、さらに間欠短絡を行うので、簡易
な回路構成にて電源電流の波形歪みを低減でき、高調波
電流成分を抑制できると共に、電力変換効率の低下が少
ない。
記載の電源装置は、交流電圧の零点を検出し、この零点
通過後の一定時間、誘導性リアクタンス素子を介して交
流電源を短絡した後、さらに間欠短絡を行うので、簡易
な回路構成にて電源電流の波形歪みを低減でき、高調波
電流成分を抑制できると共に、電力変換効率の低下が少
ない。
【００３９】本発明の請求項２に記載の電源装置は、間
欠短絡中の短絡時間を徐々に短くするので、電源電流の
波形がより滑らかになる。
欠短絡中の短絡時間を徐々に短くするので、電源電流の
波形がより滑らかになる。
【００４０】本発明の請求項３に記載の電源装置は、間
欠短絡の周期を誘導性リアクタンス素子の固有振動周波
数に基づき設定するので、短絡をオンする時とオフする
時とで互いに打ち消し合う位相で振動を発生させること
で、高調波電流を抑制すると共に、誘導性リアクタンス
素子からの音の発生を抑えることができる。
欠短絡の周期を誘導性リアクタンス素子の固有振動周波
数に基づき設定するので、短絡をオンする時とオフする
時とで互いに打ち消し合う位相で振動を発生させること
で、高調波電流を抑制すると共に、誘導性リアクタンス
素子からの音の発生を抑えることができる。
【００４１】本発明の請求項４に記載の電源装置は、間
欠短絡の周期および回数を誘導性リアクタンス素子のイ
ンダクタンスに応じて設定するので、低インダクタンス
の誘導性リアクタンス素子を用いても、間欠短絡の周期
および回数を最適に設定することによって対応でき、小
型の誘導性リアクタンス素子を用いることで装置を小型
化できる。
欠短絡の周期および回数を誘導性リアクタンス素子のイ
ンダクタンスに応じて設定するので、低インダクタンス
の誘導性リアクタンス素子を用いても、間欠短絡の周期
および回数を最適に設定することによって対応でき、小
型の誘導性リアクタンス素子を用いることで装置を小型
化できる。
【００４２】本発明の請求項５に記載の電源装置は、負
荷電力値に応じて、間欠短絡の周期および回数を設定す
るので、負荷電力に応じて高調波電流成分を抑制した最
適な電流波形に制御できる。
荷電力値に応じて、間欠短絡の周期および回数を設定す
るので、負荷電力に応じて高調波電流成分を抑制した最
適な電流波形に制御できる。
【００４３】本発明の請求項６に記載の電源装置は、電
源電圧値に応じて、間欠短絡の周期および回数を設定す
るので、電源電圧に応じて高調波電流成分を抑制した最
適な電流波形に制御できる。
源電圧値に応じて、間欠短絡の周期および回数を設定す
るので、電源電圧に応じて高調波電流成分を抑制した最
適な電流波形に制御できる。
【００４４】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源装置の構成図
である。
である。
【図２】本発明の電源装置の電圧、電流、短絡パルスの
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図３】ａは短絡パルスの拡大波形、ｂは間欠短絡部分
の拡大波形を示す図である。
の拡大波形を示す図である。
【図４】スイッチング素子をオン・オフ制御する時のリ
アクトルのコアの振動波形を表す図である。
アクトルのコアの振動波形を表す図である。
【図５】オン時の波形とオフ時の波形とを組み合わせて
振動を打ち消す第１の振動打消方法の波形説明図であ
る。
振動を打ち消す第１の振動打消方法の波形説明図であ
る。
【図６】オン時の波形とオフ時の波形とを組み合わせて
振動を打ち消す第２の振動打消方法の波形説明図であ
る。
振動を打ち消す第２の振動打消方法の波形説明図であ
る。
【図７】本発明の第２の実施の形態の電源装置の構成図
である。
である。
【図８】本発明の第３の実施の形態の電源装置の構成図
である。
である。
【図９】本発明の第４の実施の形態の電源装置の構成図
である。
である。
【図１０】従来の電源装置による電圧、電流、短絡パル
スの波形を示す図である。
スの波形を示す図である。
１ 交流電源
２ リアクトル（誘導性リアクタンス素子）
３ 短絡用ダイオードブリッジ
３ａ スイッチング素子
４ 整流用ダイオードブリッジ
５ コンデンサ
６ 負荷
７ 間欠短絡制御回路
８ 負荷電力検出回路
９ 電源電圧検出回路
１０ 高調波電流検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平４−46565（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−7946（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/21
H02M 1/12
H02M 7/06
Claims (6)
- 【請求項１】 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整
流する整流手段と、 この整流手段に直列に接続された誘導性リアクタンス素
子と、 この誘導性リアクタンス素子を介して前記交流電源を短
絡する短絡手段と、 交流電圧の零点を検出し、前記短絡手段を零点通過後の
一定時間短絡した後、間欠的に短絡する間欠短絡に切り
換え、設定された時間経過後、前記交流電圧の次の零点
まで開放状態に制御する間欠短絡制御手段とを具備する
ことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記間欠短絡制御手段が、間欠短絡中の
短絡時間を前記設定された時間内において徐々に短くす
ることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項３】 前記間欠短絡制御手段が、間欠短絡の周
期を、前記誘導性リアクタンス素子の固有振動数の逆数
をＴとして、前記短絡手段を零点通過後の一定時間短絡
した後、一旦開放状態にしてからｍＴ＋Ｔ／６後（ｍは
自然数）に短絡し、更にｎＴ＋Ｔ／３後（ｎはｍ≧ｎの
条件を満たす自然数）に開放するという条件または一旦
開放状態にしてからｋＴ後（ｋは自然数）に短絡すると
いう条件を満足するように設定することを特徴とする請
求項１に記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記間欠短絡制御手段が、接続されてい
る前記誘導性リアクタンス素子のインダクタンスの小さ
さに応じて、間欠短絡の回数を多くするように設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項５】 負荷の消費電力を検出する負荷電力検出
手段を備え、この負荷電力検出手段からの負荷電力値が
少なくなるのに伴い、前記間欠短絡制御手段が、間欠短
絡の開始時刻を早くし、間欠通電中の短絡時間を短くす
るように設定することを特徴とする請求項１に記載の電
源装置。 - 【請求項６】 前記交流電源の電圧を検出する電源電圧
検出手段を備え、この電源電圧検出手段からの電源電圧
値が高くなるのに伴い、前記間欠短絡制御手段が、間欠
短絡の開始時刻を早くし、間欠通電中のオン・オフ周期
を短くするように設定することを特徴とする請求項１に
記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17440197A JP3425331B2 (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17440197A JP3425331B2 (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127934A JPH1127934A (ja) | 1999-01-29 |
| JP3425331B2 true JP3425331B2 (ja) | 2003-07-14 |
Family
ID=15977935
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17440197A Expired - Fee Related JP3425331B2 (ja) | 1997-06-30 | 1997-06-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3425331B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3550485B2 (ja) * | 1997-06-27 | 2004-08-04 | 東芝キヤリア株式会社 | 直流電源装置および空気調和機 |
| EP4530597A3 (en) | 2008-12-22 | 2025-04-09 | S.P.M. Instrument AB | An analysis system |
| AU2009330744B2 (en) | 2008-12-22 | 2015-04-09 | S.P.M. Instrument Ab | Method and apparatus for analysing the condition of a machine having a rotating part |
| EA020791B1 (ru) | 2008-12-22 | 2015-01-30 | С.П.М. Инструмент Аб | Устройство, способ и компьютерный носитель информации для анализа состояния машины |
| JP2010273506A (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Mitsubishi Electric Corp | 直流電源装置 |
| SE535559C2 (sv) * | 2010-01-18 | 2012-09-25 | Spm Instr Ab | Förfarande och anordning för analys av tillståndet hos maskin med roterande del |
| US10203242B2 (en) | 2011-07-14 | 2019-02-12 | S.P.M. Instrument Ab | Method and a system for analysing the condition of a rotating machine part |
-
1997
- 1997-06-30 JP JP17440197A patent/JP3425331B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1127934A (ja) | 1999-01-29 |
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