JP2738354B2 - 広入力圧電トランスコンバータ - Google Patents
広入力圧電トランスコンバータInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、時比率制御により
入力電圧変動を吸収し、広範囲の入力電圧変動に対応で
きるようにした広入力圧電トランスを用いたコンバータ
に関する。
入力電圧変動を吸収し、広範囲の入力電圧変動に対応で
きるようにした広入力圧電トランスを用いたコンバータ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源は、高周波スイ
ッチングによって電磁トランス等の部品を小さくするこ
とで小型化を図っていた。しかし、スイッチング周波数
がＭＨｚ帯になると、電磁トランスのヒステリシス損，
渦電流損あるいは導線の表皮近接効果によって、ロスが
急激に増加してしまうという問題があった。
ッチングによって電磁トランス等の部品を小さくするこ
とで小型化を図っていた。しかし、スイッチング周波数
がＭＨｚ帯になると、電磁トランスのヒステリシス損，
渦電流損あるいは導線の表皮近接効果によって、ロスが
急激に増加してしまうという問題があった。
【０００３】これに対し、厚み縦振動を用いた積層型の
圧電トランスは、前記電磁トランスに比べて、ＭＨｚ帯
における同一周波数でのエネルギー密度が高いので、上
記のような問題を生ずることなく小型化を図ることがで
きた。このような厚み縦振動を用いた積層型の圧電トラ
ンスとしては、例えば、特願平１−１３９５２５号で提
案されているものがあった。
圧電トランスは、前記電磁トランスに比べて、ＭＨｚ帯
における同一周波数でのエネルギー密度が高いので、上
記のような問題を生ずることなく小型化を図ることがで
きた。このような厚み縦振動を用いた積層型の圧電トラ
ンスとしては、例えば、特願平１−１３９５２５号で提
案されているものがあった。
【０００４】また、特願平７−３８２３２号では、負荷
変動に対する圧電トランスの出力電圧を、周波数制御方
式によって一定に制御する構成の圧電トランスを用いた
ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されていた。
変動に対する圧電トランスの出力電圧を、周波数制御方
式によって一定に制御する構成の圧電トランスを用いた
ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されていた。
【０００５】さらに、特開平４−２１００７３号では、
時比率制御方式と周波数制御方式を組み合わせて、圧電
トランスを用いたコンバータの出力制御を行なう方法が
提案されていた。
時比率制御方式と周波数制御方式を組み合わせて、圧電
トランスを用いたコンバータの出力制御を行なう方法が
提案されていた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】圧電トランスを用いた
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷変動に対応して圧電ト
ランスの出力電圧を制御するのみならず、入力電圧変動
に対応して圧電トランスに入力される電力量を一定に制
御する必要がある。
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷変動に対応して圧電ト
ランスの出力電圧を制御するのみならず、入力電圧変動
に対応して圧電トランスに入力される電力量を一定に制
御する必要がある。
【０００７】ところが、上述した特願平７−３８２３２
号の圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータは、負
荷変動に対する圧電トランスの出力電圧を、周波数制御
方式のみによって制御することを目的としており、周波
数制御方式のみでは、制御可能範囲が狭いため負荷変動
に対応するのが精一杯であり、入力電圧変動に対応して
圧電トランスに入力される電力量を一定に制御すること
ができないという問題があった。
号の圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータは、負
荷変動に対する圧電トランスの出力電圧を、周波数制御
方式のみによって制御することを目的としており、周波
数制御方式のみでは、制御可能範囲が狭いため負荷変動
に対応するのが精一杯であり、入力電圧変動に対応して
圧電トランスに入力される電力量を一定に制御すること
ができないという問題があった。
【０００８】一方、特開平４−２１００７３号の出力制
御方法では、時比率制御方式と周波数制御方式のいずれ
もがフィードバック制御となっているので、実用化する
場合は、どちらの制御を優先させるか、あるいは、制御
間の干渉をどのようになくすか等の解決すべき問題が多
数存在し、現実的でない。
御方法では、時比率制御方式と周波数制御方式のいずれ
もがフィードバック制御となっているので、実用化する
場合は、どちらの制御を優先させるか、あるいは、制御
間の干渉をどのようになくすか等の解決すべき問題が多
数存在し、現実的でない。
【０００９】本発明は、上記問題点にかんがみてなされ
たものであり、広範囲の入力電圧変動に対応して、圧電
トランスに入力される電力量を一定に制御することがで
きる広入力圧電トランスを用いたコンバータの提供を目
的とする。
たものであり、広範囲の入力電圧変動に対応して、圧電
トランスに入力される電力量を一定に制御することがで
きる広入力圧電トランスを用いたコンバータの提供を目
的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】まず、本発明の広入力圧
電トランスコンバータの原理的な説明を行なう。入力電
圧を二個のスイッチで交互にスイッチングして矩形波に
変換し、この矩形波の時比率Ｄ（Duty ratio）を入力電
圧によって調整すると、基本波形成分のエネルギーが変
わるので、圧電トランスに送られる電力を調整すること
ができる。ここで、時比率変調［Pulse Width Modulati
on］（以下、ＰＷＭという）は、入力電圧の値によって
あらかじめ時比率を設定しておくフィードフォワード制
御によって行ない、微調整を従来の周波数制御で行な
う。
電トランスコンバータの原理的な説明を行なう。入力電
圧を二個のスイッチで交互にスイッチングして矩形波に
変換し、この矩形波の時比率Ｄ（Duty ratio）を入力電
圧によって調整すると、基本波形成分のエネルギーが変
わるので、圧電トランスに送られる電力を調整すること
ができる。ここで、時比率変調［Pulse Width Modulati
on］（以下、ＰＷＭという）は、入力電圧の値によって
あらかじめ時比率を設定しておくフィードフォワード制
御によって行ない、微調整を従来の周波数制御で行な
う。
【００１１】すなわち、この発明は、入力電圧変動に対
し、まずＰＷＭである程度大きな入力電圧変動を吸収
し、吸収しきれない分を周波数制御する構成としてあ
る。これにより、周波数制御の負担が軽くなり、結果と
して広範囲の入力電圧変動に対応することができる。例
えば、高入力電圧時は、時比率を小さくとって矩形波の
基本周波数成分を小さくし、圧電トランスへ入力される
電力を小さくする。また、低入力電圧時は、逆に時比率
を大きくとって（最大値０．５）、圧電トランスへ入力
される電力を大きくする。
し、まずＰＷＭである程度大きな入力電圧変動を吸収
し、吸収しきれない分を周波数制御する構成としてあ
る。これにより、周波数制御の負担が軽くなり、結果と
して広範囲の入力電圧変動に対応することができる。例
えば、高入力電圧時は、時比率を小さくとって矩形波の
基本周波数成分を小さくし、圧電トランスへ入力される
電力を小さくする。また、低入力電圧時は、逆に時比率
を大きくとって（最大値０．５）、圧電トランスへ入力
される電力を大きくする。
【００１２】矩形波の時比率Ｄに対するフーリエ展開
は、下式のように表される。 ｆ(x)= Vin{D+(2/π) (-sinDπcosx +(1/2)sin2Dπcos2x-(1/3)sin3Dπcos3x+… )}…（１） フィルター回路によって交流成分の第一項のみが圧電ト
ランスに入力されるので、式（１）の交流成分の第一項
の振幅fac1は、 fac1=-Vin(1/2)sinDπ…（２） と表され、時比率Ｄによって振幅を変化できることが分
かる。
は、下式のように表される。 ｆ(x)= Vin{D+(2/π) (-sinDπcosx +(1/2)sin2Dπcos2x-(1/3)sin3Dπcos3x+… )}…（１） フィルター回路によって交流成分の第一項のみが圧電ト
ランスに入力されるので、式（１）の交流成分の第一項
の振幅fac1は、 fac1=-Vin(1/2)sinDπ…（２） と表され、時比率Ｄによって振幅を変化できることが分
かる。
【００１３】以上のような原理にもとづく本発明の広入
力圧電トランスコンバータを、具体的な手段とすると、
次のような回路構成となる。
力圧電トランスコンバータを、具体的な手段とすると、
次のような回路構成となる。
【００１４】請求項１記載の広入力圧電トランスコンバ
ータは、交互にＯＮする二個のスイッチにより直流入力
電圧をスイッチングして交流電圧を発生させるスイッチ
ング手段と、前記交流電圧を滑らかにするフィルタ手段
と、このフィルタ手段の交流出力電圧に応じて電圧を変
換する圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力電
圧を整流平滑する整流平滑手段と、この整流平滑手段の
直流出力電圧を検出する検出手段と、この検出手段の出
力電圧によりスイッチング周波数を変調する周波数変調
手段と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して
前記スイッチング手段を駆動させる駆動手段と、前記直
流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率
を変調する時比率変調手段とを備えた構成としてある。
ータは、交互にＯＮする二個のスイッチにより直流入力
電圧をスイッチングして交流電圧を発生させるスイッチ
ング手段と、前記交流電圧を滑らかにするフィルタ手段
と、このフィルタ手段の交流出力電圧に応じて電圧を変
換する圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力電
圧を整流平滑する整流平滑手段と、この整流平滑手段の
直流出力電圧を検出する検出手段と、この検出手段の出
力電圧によりスイッチング周波数を変調する周波数変調
手段と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して
前記スイッチング手段を駆動させる駆動手段と、前記直
流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率
を変調する時比率変調手段とを備えた構成としてある。
【００１５】このような構成により、入力電圧変動をＰ
ＷＭ手段である程度吸収し、吸収できない分のみを周波
数変調手段で吸収する。その結果、周波数制御手段の負
担が軽くなり、広範囲の入力電圧変動に対応することが
できる。
ＷＭ手段である程度吸収し、吸収できない分のみを周波
数変調手段で吸収する。その結果、周波数制御手段の負
担が軽くなり、広範囲の入力電圧変動に対応することが
できる。
【００１６】請求項２記載の広入力圧電トランスコンバ
ータは、直流入力電圧をインダクターに周期的に接続す
る第一のスイッチと、互いに直列接続されたキャパシタ
及び第二のスイッチからなり、前記第一のスイッチがＯ
ＦＦしている期間に前記インダクターの両端の電圧を制
限するクランプ手段と、前記第一のスイッチの両端に発
生した電圧を滑らかにするフィルタ手段と、このフィル
タ手段の出力交流電圧に応じて電圧を変換する圧電トラ
ンスと、この圧電トランスの交流出力電圧を整流平滑す
る整流平滑手段と、この整流平滑手段の直流出力電圧を
検出する検出手段と、この検出手段の出力電圧によりス
イッチング周波数を変調する周波数変調手段と、この周
波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイッチン
グ手段を駆動させる駆動手段と、前記直流入力電圧によ
って前記駆動手段の出力矩形波の時比率を変調する時比
率変調手段とを備えた構成としてある。
ータは、直流入力電圧をインダクターに周期的に接続す
る第一のスイッチと、互いに直列接続されたキャパシタ
及び第二のスイッチからなり、前記第一のスイッチがＯ
ＦＦしている期間に前記インダクターの両端の電圧を制
限するクランプ手段と、前記第一のスイッチの両端に発
生した電圧を滑らかにするフィルタ手段と、このフィル
タ手段の出力交流電圧に応じて電圧を変換する圧電トラ
ンスと、この圧電トランスの交流出力電圧を整流平滑す
る整流平滑手段と、この整流平滑手段の直流出力電圧を
検出する検出手段と、この検出手段の出力電圧によりス
イッチング周波数を変調する周波数変調手段と、この周
波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイッチン
グ手段を駆動させる駆動手段と、前記直流入力電圧によ
って前記駆動手段の出力矩形波の時比率を変調する時比
率変調手段とを備えた構成としてある。
【００１７】このような構成により、第一及び第二のス
イッチ，キャパシタ及びインダクターがアクティブクラ
ンプ回路を形成する。このアクティブクランプ回路は、
第一及び第二のスイッチのデットタイム期間中にインダ
クターを流れる励磁電流でスイッチの寄生容量を充放電
することによってゼロボルトスイッチングをさせ、スイ
ッチングロスの低下を防ぐ。これによりコンバータの高
効率化を図ることができる。
イッチ，キャパシタ及びインダクターがアクティブクラ
ンプ回路を形成する。このアクティブクランプ回路は、
第一及び第二のスイッチのデットタイム期間中にインダ
クターを流れる励磁電流でスイッチの寄生容量を充放電
することによってゼロボルトスイッチングをさせ、スイ
ッチングロスの低下を防ぐ。これによりコンバータの高
効率化を図ることができる。
【００１８】請求項３記載の広入力圧電トランスコンバ
ータは、前記整流平滑手段を、前記圧電トランスの出力
端子間に並列に接続した共振用のインダクターと整流ダ
イオード及び平滑フィルタによって形成した構成として
ある。
ータは、前記整流平滑手段を、前記圧電トランスの出力
端子間に並列に接続した共振用のインダクターと整流ダ
イオード及び平滑フィルタによって形成した構成として
ある。
【００１９】このような構成により、圧電トランスの出
力端子間に並列に接続したインダクターの両端にかかる
電圧が正であるときインダクターが電流の充電を行な
い、また、インダクターの両端の電圧が負であるときイ
ンダクターが充電した電流を放出する。これによって、
圧電トランス内の循環電流を減少させることができ、圧
電トランスの負担を小さくすることができる。
力端子間に並列に接続したインダクターの両端にかかる
電圧が正であるときインダクターが電流の充電を行な
い、また、インダクターの両端の電圧が負であるときイ
ンダクターが充電した電流を放出する。これによって、
圧電トランス内の循環電流を減少させることができ、圧
電トランスの負担を小さくすることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の広入力圧電トラン
スコンバータの実施形態について、図面を参照しつつ説
明する。図１は本発明の第一の実施形態を示す回路ブロ
ック図である。また、図２は図１に示す回路の各部にお
ける信号波形を示す図であり、実線はＤ＝０．５、破線
はＤ＝０．２５のときの波形である。
スコンバータの実施形態について、図面を参照しつつ説
明する。図１は本発明の第一の実施形態を示す回路ブロ
ック図である。また、図２は図１に示す回路の各部にお
ける信号波形を示す図であり、実線はＤ＝０．５、破線
はＤ＝０．２５のときの波形である。
【００２１】この実施形態に係る広入力圧電トランスコ
ンバータは、電源１０からの直流入力電圧を、二個のＭ
ＯＳＦＥＴ等のスイッチ２１，２２からなるスイッチン
グ回路２０で矩形波ＶDSに変換し、フィルタ回路３０で
矩形波ＶDSを正弦波Ｖ1 （若干歪んでも問題ない）に変
換する。ここで、フィルタ回路３０のキャパシタ３１は
ＤＣバイアスカット用で、インダクター３３はソフトス
イッチング用であり、圧電トランス４０の等価キャパシ
タ４１と、インダクター３２でフィルタ作用を行なう。
ンバータは、電源１０からの直流入力電圧を、二個のＭ
ＯＳＦＥＴ等のスイッチ２１，２２からなるスイッチン
グ回路２０で矩形波ＶDSに変換し、フィルタ回路３０で
矩形波ＶDSを正弦波Ｖ1 （若干歪んでも問題ない）に変
換する。ここで、フィルタ回路３０のキャパシタ３１は
ＤＣバイアスカット用で、インダクター３３はソフトス
イッチング用であり、圧電トランス４０の等価キャパシ
タ４１と、インダクター３２でフィルタ作用を行なう。
【００２２】このフィルタ回路３０で変換された正弦波
Ｖ1 は、入力電圧に応じて機械的に振動を発生すること
により電圧を変換する圧電トランス４０に入力され、こ
こで、変圧されて正弦波Ｖ2 となり、整流平滑回路５０
に出力される。
Ｖ1 は、入力電圧に応じて機械的に振動を発生すること
により電圧を変換する圧電トランス４０に入力され、こ
こで、変圧されて正弦波Ｖ2 となり、整流平滑回路５０
に出力される。
【００２３】この整流平滑回路５０は、主として、圧電
トランス４０の出力端子間に並列に接続した共振用のイ
ンダクター５１と整流ダイオード５３及び平滑フィルタ
の役割を果たすキャパシター５５によって形成してあ
る。このような構成としたことにより、インダクター５
１の両端にかかる電圧が正であるときインダクター５１
が電流の充電を行ない、また、インダクター５１の両端
の電圧が負であるときインダクター５１が充電した電流
を放出する。これによって、圧電トランス４０内の循環
電流を減少させることができ、圧電トランス４０の負担
を小さくすることができる。
トランス４０の出力端子間に並列に接続した共振用のイ
ンダクター５１と整流ダイオード５３及び平滑フィルタ
の役割を果たすキャパシター５５によって形成してあ
る。このような構成としたことにより、インダクター５
１の両端にかかる電圧が正であるときインダクター５１
が電流の充電を行ない、また、インダクター５１の両端
の電圧が負であるときインダクター５１が充電した電流
を放出する。これによって、圧電トランス４０内の循環
電流を減少させることができ、圧電トランス４０の負担
を小さくすることができる。
【００２４】整流平滑回路５０によって整流平滑された
正弦波Ｖ2 は、負荷６０に出力されるとともに、検出手
段７０によって検出され、周波数変調回路８０で周波数
変調される。そして、駆動回路９０が、周波数変調回路
８０からの出力に同期してスイッチング回路２０を駆動
させる。また、ＰＷＭ回路１００を付加し、入力電圧に
応じて駆動回路９０からの出力矩形波の時比率を変調す
る構成としてある。
正弦波Ｖ2 は、負荷６０に出力されるとともに、検出手
段７０によって検出され、周波数変調回路８０で周波数
変調される。そして、駆動回路９０が、周波数変調回路
８０からの出力に同期してスイッチング回路２０を駆動
させる。また、ＰＷＭ回路１００を付加し、入力電圧に
応じて駆動回路９０からの出力矩形波の時比率を変調す
る構成としてある。
【００２５】このような第一の実施形態に係る広入力圧
電トランスコンバータによって、制御を行なう場合は、
次のようにして行なう。すなわち、入力電圧変動を周波
数変調だけで制御しようとすると、周波数を大きく変化
させなければならないため、効率が大きく低下してしま
う。そこで、ＰＷＭによって周波数制御の負担を減少さ
せる。
電トランスコンバータによって、制御を行なう場合は、
次のようにして行なう。すなわち、入力電圧変動を周波
数変調だけで制御しようとすると、周波数を大きく変化
させなければならないため、効率が大きく低下してしま
う。そこで、ＰＷＭによって周波数制御の負担を減少さ
せる。
【００２６】図５に上記式（２）をプロットする。仮
に、４倍の入力電圧変動を全てＰＷＭでカバーしようと
すると、時比率Ｄは０．５〜０．０８まで変化させなけ
ればならないが、現実には、スイッチングロス等の問題
で極端に時比率Ｄを小さくすることができないので、せ
いぜい０．２５ぐらいが限界である。したがって、ＰＷ
Ｍで時比率Ｄを０．２５程度までカバーし、あとのカバ
ーできなかった分を周波数制御でカバーする。このよう
にすると、周波数変動幅を狭くすることができるので、
圧電トランス４０の効率もあまり低下しない。
に、４倍の入力電圧変動を全てＰＷＭでカバーしようと
すると、時比率Ｄは０．５〜０．０８まで変化させなけ
ればならないが、現実には、スイッチングロス等の問題
で極端に時比率Ｄを小さくすることができないので、せ
いぜい０．２５ぐらいが限界である。したがって、ＰＷ
Ｍで時比率Ｄを０．２５程度までカバーし、あとのカバ
ーできなかった分を周波数制御でカバーする。このよう
にすると、周波数変動幅を狭くすることができるので、
圧電トランス４０の効率もあまり低下しない。
【００２７】図３は本発明の広入力圧電トランスコンバ
ータにおける第二実施形態を示す回路ブロック図であ
り、アクティブクランプ（Active-Clamp）を用いて時比
率制御を行なう構成としてある。また、図４は図３に示
す回路の各部における信号波形を示す図である。
ータにおける第二実施形態を示す回路ブロック図であ
り、アクティブクランプ（Active-Clamp）を用いて時比
率制御を行なう構成としてある。また、図４は図３に示
す回路の各部における信号波形を示す図である。
【００２８】図３において、アクティブクランプ回路１
１０は、インダクター１１１と、このインダクター１１
１に直流入力電圧を周期的に接続する第一のスイッチ１
１２と、第一のスイッチ１１２がＯＦＦしている間にイ
ンダクター１１１の両端の電圧を制限するキャパシタ１
１３と、このキャパシタ１１３と直列接続する第二のス
イッチ１１４とからなっている。また、１０は電源、３
０はフィルタ回路、４０は圧電トランス、５０は整流平
滑回路、６０は負荷、７０は検出回路、８０は周波数変
調回路、９０は駆動回路、１００はＰＷＭ回路であり、
これらは第一の実施形態のものと同じである。
１０は、インダクター１１１と、このインダクター１１
１に直流入力電圧を周期的に接続する第一のスイッチ１
１２と、第一のスイッチ１１２がＯＦＦしている間にイ
ンダクター１１１の両端の電圧を制限するキャパシタ１
１３と、このキャパシタ１１３と直列接続する第二のス
イッチ１１４とからなっている。また、１０は電源、３
０はフィルタ回路、４０は圧電トランス、５０は整流平
滑回路、６０は負荷、７０は検出回路、８０は周波数変
調回路、９０は駆動回路、１００はＰＷＭ回路であり、
これらは第一の実施形態のものと同じである。
【００２９】ここで、アクティブクランプ回路１１０に
おける第一及び第二のスイッチ１１２，１１４は、デッ
トタイムを有し交互にＯＮする。そして、そのデットタ
イム期間中にインダクター１１１を流れる励磁電流で、
スイッチの寄生容量を充放電することによってゼロボル
トスイッチングをさせ、スイッチングロスの低下を防い
でいる。
おける第一及び第二のスイッチ１１２，１１４は、デッ
トタイムを有し交互にＯＮする。そして、そのデットタ
イム期間中にインダクター１１１を流れる励磁電流で、
スイッチの寄生容量を充放電することによってゼロボル
トスイッチングをさせ、スイッチングロスの低下を防い
でいる。
【００３０】このとき、第一スイッチ１１２の両端電圧
ＶDSは、図４に示すように、ピーク値がＶin／（１−
Ｄ）の台形波となる。このため、圧電トランス４０に印
加される基本波形の振幅は、 facl=-{Vin/(1-D)} × (2/π) sinDπ…（３) となる。式（３）を図５にプロットすると、式（３）の
方が式（２）よりリニアなので、入力変化に対する時比
率Ｄの負担が少ないことが理解できる。
ＶDSは、図４に示すように、ピーク値がＶin／（１−
Ｄ）の台形波となる。このため、圧電トランス４０に印
加される基本波形の振幅は、 facl=-{Vin/(1-D)} × (2/π) sinDπ…（３) となる。式（３）を図５にプロットすると、式（３）の
方が式（２）よりリニアなので、入力変化に対する時比
率Ｄの負担が少ないことが理解できる。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明の広入力圧電トラ
ンスコンバータによれば、時比率制御により入力電圧変
動を吸収することができるので、周波数制御の負担が軽
くなり、結果としてより広入力電圧範囲に対応すること
ができる。
ンスコンバータによれば、時比率制御により入力電圧変
動を吸収することができるので、周波数制御の負担が軽
くなり、結果としてより広入力電圧範囲に対応すること
ができる。
【図１】本発明の第一の実施形態に係る広入力圧電トラ
ンスコンバータを示す回路ブロック図である。
ンスコンバータを示す回路ブロック図である。
【図２】図１に示す回路の各部における信号波形を示す
図である。
図である。
【図３】本発明の第二の実施形態に係る広入力圧電トラ
ンスコンバータを示す回路ブロック図である。
ンスコンバータを示す回路ブロック図である。
【図４】図３に示す回路の各部における信号波形を示す
図である。
図である。
【図５】時比率Ｄの特性図である。
１０ 電源 ２０ スイッチング回路 ２１，２２ スイッチ ３０ フィルタ回路 ３１ キャパシター ３２，３３ インダクター ４０ 圧電トランス ４１，４４，４６ 等価キャパシター ４２ 等価抵抗 ４３ 等価インダクター ４５ 等価トランス ５０ 整流平滑回路 ５１，５４ インダクター ５２，５３ ダイオード ５５ キャパシター ６０ 負荷 ７０ 検出回路 ８０ 周波数変調回路 ９０ 駆動回路 １００ 時比率変調（ＰＷＭ）回路 １１０ アクティブクランプ回路 １１１ インダクター １１２ 第一のスイッチ １１３ キャパシター １１４ 第二のスイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】 交互にＯＮする二個のスイッチにより直
流入力電圧をスイッチングして交流電圧を発生させるス
イッチング手段と、 前記交流電圧を滑らかにするフィルタ手段と、 このフィルタ手段の交流出力電圧に応じて電圧を変換す
る圧電トランスと、 この圧電トランスの交流出力電圧を整流平滑する整流平
滑手段と、 この整流平滑手段の直流出力電圧を検出する検出手段
と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチング手段を駆動させる駆動手段と、 前記直流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを備えたことを特徴
とする広入力圧電トランスコンバータ。 - 【請求項２】 直流入力電圧をインダクターに周期的に
接続する第一のスイッチと、 互いに直列接続されたキャパシタ及び第二のスイッチか
らなり、前記第一のスイッチがＯＦＦしている期間に前
記インダクターの両端の電圧を制限するクランプ手段
と、 前記第一のスイッチの両端に発生した電圧を滑らかにす
るフィルタ手段と、 このフィルタ手段の出力交流電圧に応じて電圧を変換す
る圧電トランスと、 この圧電トランスの交流出力電圧を整流平滑する整流平
滑手段と、 この整流平滑手段の直流出力電圧を検出する検出手段
と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチング手段を駆動させる駆動手段と、 前記直流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを備えたことを特徴
とする広入力圧電トランスコンバータ。 - 【請求項３】 前記整流平滑手段を、前記圧電トランス
の出力端子間に並列に接続した共振用のインダクターと
整流ダイオード及び平滑フィルタによって形成した請求
項１又は２記載の広入力圧電トランスコンバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20245195A JP2738354B2 (ja) | 1995-08-08 | 1995-08-08 | 広入力圧電トランスコンバータ |
| EP96112452A EP0758159B1 (en) | 1995-08-07 | 1996-08-01 | Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal |
| DE69620517T DE69620517T2 (de) | 1995-08-07 | 1996-08-01 | Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird |
| US08/692,279 US5739622A (en) | 1995-08-07 | 1996-08-05 | Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20245195A JP2738354B2 (ja) | 1995-08-08 | 1995-08-08 | 広入力圧電トランスコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0951675A JPH0951675A (ja) | 1997-02-18 |
| JP2738354B2 true JP2738354B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=16457749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20245195A Expired - Lifetime JP2738354B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-08 | 広入力圧電トランスコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2738354B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5143095B2 (ja) * | 2009-08-17 | 2013-02-13 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
1995
- 1995-08-08 JP JP20245195A patent/JP2738354B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0951675A (ja) | 1997-02-18 |
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