JP2817670B2 - 広入力圧電トランスインバータ - Google Patents
広入力圧電トランスインバータInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、時比率制御により
入力電圧変動を吸収し、広入力電圧範囲に対応できるよ
うにした広入力電圧トランスを用いたインバータに関す
る。
入力電圧変動を吸収し、広入力電圧範囲に対応できるよ
うにした広入力電圧トランスを用いたインバータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ノート型パソコンに代表される液晶バッ
クライト用インバータは、負荷が冷陰極管という数百ｋ
オームの一定負荷である。しかし、入力電圧は約５ＶＤ
Ｃから約２０ＶＤＣの範囲、あるいはそれ以上の広入力
範囲で高効率で動作することが望まれている。
クライト用インバータは、負荷が冷陰極管という数百ｋ
オームの一定負荷である。しかし、入力電圧は約５ＶＤ
Ｃから約２０ＶＤＣの範囲、あるいはそれ以上の広入力
範囲で高効率で動作することが望まれている。
【０００３】一般に、圧電トランスを用いたインバータ
の場合、図９に示すように、圧電トランス自体が持って
いるバンドパスフィルター特性を利用して、インバータ
周波数を圧電トランスの共振点近傍でスイープさせるこ
とによって、出力電圧もしくは電流を所定の値に制御で
きる。この方式は、特開平６−１６７６９４号等で開示
されており、既に実用化されている。
の場合、図９に示すように、圧電トランス自体が持って
いるバンドパスフィルター特性を利用して、インバータ
周波数を圧電トランスの共振点近傍でスイープさせるこ
とによって、出力電圧もしくは電流を所定の値に制御で
きる。この方式は、特開平６−１６７６９４号等で開示
されており、既に実用化されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この従
来の周波数制御では、入力電圧が大きく変動する場合、
例えば５ＶＤＣから２０ＶＤＣへ４倍変動するような場
合、出力電圧（または電流）を一定に保つためにはスイ
ッチング周波数を共振点近傍から大きくずらさなくては
ならない。図９に示すように、入力電圧５ＶＤＣのとき
スイッチング周波数が１１４ＫＨｚだとすると、２０Ｖ
ＤＣでは１１７ＫＨｚぐらいになる。すなわち、図９の
Ａ点からＢ点へ周波数がスイープする。わずか３ＫＨｚ
（３％）の変化であるが圧電トランスはＱが高いため、
効率が１０％以上と大きく低下してしまう。このため、
従来の周波数制御では入力電圧変動はせいぜい２倍以下
が現実的である。
来の周波数制御では、入力電圧が大きく変動する場合、
例えば５ＶＤＣから２０ＶＤＣへ４倍変動するような場
合、出力電圧（または電流）を一定に保つためにはスイ
ッチング周波数を共振点近傍から大きくずらさなくては
ならない。図９に示すように、入力電圧５ＶＤＣのとき
スイッチング周波数が１１４ＫＨｚだとすると、２０Ｖ
ＤＣでは１１７ＫＨｚぐらいになる。すなわち、図９の
Ａ点からＢ点へ周波数がスイープする。わずか３ＫＨｚ
（３％）の変化であるが圧電トランスはＱが高いため、
効率が１０％以上と大きく低下してしまう。このため、
従来の周波数制御では入力電圧変動はせいぜい２倍以下
が現実的である。
【０００５】一方、時比率制御（Pulse Width Modulati
onという）と周波数制御を組み合わせた制御方法が、特
開平４−２１０７７３号で提案されている。しかし、こ
の制御方法は、周波数制御とＰＷＭのいずれもがフィー
ドバック制御となっているので、実用化する場合にはど
ちらの制御を優先させるか、あるいは制御間の干渉をど
のようになくすか等の解決すべき問題が多くあり現実的
でない。
onという）と周波数制御を組み合わせた制御方法が、特
開平４−２１０７７３号で提案されている。しかし、こ
の制御方法は、周波数制御とＰＷＭのいずれもがフィー
ドバック制御となっているので、実用化する場合にはど
ちらの制御を優先させるか、あるいは制御間の干渉をど
のようになくすか等の解決すべき問題が多くあり現実的
でない。
【０００６】本発明は、上記問題点にかんがみなされた
ものであって、入力電圧が大きく変動しても、効率を低
下させずに圧電トランスの出力電圧（もしくは電流）を
一定に制御することのできる広入力圧電トランスインバ
ータの提供を目的とする。
ものであって、入力電圧が大きく変動しても、効率を低
下させずに圧電トランスの出力電圧（もしくは電流）を
一定に制御することのできる広入力圧電トランスインバ
ータの提供を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】まず、本発明の原理的な
説明を行なう。入力電圧を二個のスイッチで交互にスイ
ッチングして矩形波に変換し、この矩形波の時比率Ｄ
（Duty ratio）を入力電圧によって調整する、基本波成
分のエネルギーが変わるので、圧電トランスに送られる
電力を調整することができる。ここで、ＰＷＭは入力電
圧の値によって予め時比率を設定しておくフィードフォ
ワード制御によって行ない、微調整を従来の周波数制御
で行う。すなわち、本発明は、入力変動に対し、まずＰ
ＷＭである程度大きな入力変動を吸収し、吸収しきれな
い分を周波数制御する構成としてある。
説明を行なう。入力電圧を二個のスイッチで交互にスイ
ッチングして矩形波に変換し、この矩形波の時比率Ｄ
（Duty ratio）を入力電圧によって調整する、基本波成
分のエネルギーが変わるので、圧電トランスに送られる
電力を調整することができる。ここで、ＰＷＭは入力電
圧の値によって予め時比率を設定しておくフィードフォ
ワード制御によって行ない、微調整を従来の周波数制御
で行う。すなわち、本発明は、入力変動に対し、まずＰ
ＷＭである程度大きな入力変動を吸収し、吸収しきれな
い分を周波数制御する構成としてある。
【０００８】これにより、周波数制御の負担が軽くな
り、結果として広範囲入力電圧に対応できる。例えば、
高入力電圧時は時比率を小さくすることで矩形波の基本
波成分が小さくなり圧電トランスへ入力される電力を小
さくなる。また、低入力電圧時は、逆に時比率を大きく
とって（最大値０．５）、圧電トランスへ入力される電
力を大きくする。矩形波の時比率Ｄに対するフーリエ展
開は下式のように表される。 f(x)＝Vin{Ｄ＋(2/π)(−sinＤπcosx＋(1/2)sin2Ｄπcos2x−(1/3)sin3Ｄπcos 3x＋...)} ・・・（１）
り、結果として広範囲入力電圧に対応できる。例えば、
高入力電圧時は時比率を小さくすることで矩形波の基本
波成分が小さくなり圧電トランスへ入力される電力を小
さくなる。また、低入力電圧時は、逆に時比率を大きく
とって（最大値０．５）、圧電トランスへ入力される電
力を大きくする。矩形波の時比率Ｄに対するフーリエ展
開は下式のように表される。 f(x)＝Vin{Ｄ＋(2/π)(−sinＤπcosx＋(1/2)sin2Ｄπcos2x−(1/3)sin3Ｄπcos 3x＋...)} ・・・（１）
【０００９】フィルター回路によって交流成分の第１項
のみが圧電トランスに入力されるので、式（１）の交流
成分の第１項の振幅fac1は fac1＝−Vin(2/π)sinＤπ ・・・（２） と表され、時比率Ｄによって振幅を変えることができ
る。
のみが圧電トランスに入力されるので、式（１）の交流
成分の第１項の振幅fac1は fac1＝−Vin(2/π)sinＤπ ・・・（２） と表され、時比率Ｄによって振幅を変えることができ
る。
【００１０】現実的には、時比率Ｄの値には限界があ
り、小さくなるとスイッチングロスの増加が問題となる
ので、実際はＤ＝０．２ぐらいが限界で、これ以上小さ
くすると効率が低下する。これにより、入力電圧変動を
全てＰＷＭでカバーするのではなく、ある程度吸収し、
吸収しきれない分を周波数制御でカバーする。
り、小さくなるとスイッチングロスの増加が問題となる
ので、実際はＤ＝０．２ぐらいが限界で、これ以上小さ
くすると効率が低下する。これにより、入力電圧変動を
全てＰＷＭでカバーするのではなく、ある程度吸収し、
吸収しきれない分を周波数制御でカバーする。
【００１１】以上のような原理にもとづく本発明を、具
体的な手段とすると、次のような回路構成となる。
体的な手段とすると、次のような回路構成となる。
【００１２】請求項１記載の発明は、直流入力電圧をス
イッチングして交流電圧を発生するスイッチンング手段
と、前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、こ
のフィルター手段の交流出力電圧に応じて電圧を変換す
る圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力電圧又
は交流を検出する検出手段と、この検出手段の出力電圧
によりスイッチング周波数を変調する周波数変調手段
と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記
スイッチンング手段を駆動する駆動手段と、前記直流入
力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率を変
調する時比率変調手段とを具備した構成としてある。
イッチングして交流電圧を発生するスイッチンング手段
と、前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、こ
のフィルター手段の交流出力電圧に応じて電圧を変換す
る圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力電圧又
は交流を検出する検出手段と、この検出手段の出力電圧
によりスイッチング周波数を変調する周波数変調手段
と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記
スイッチンング手段を駆動する駆動手段と、前記直流入
力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率を変
調する時比率変調手段とを具備した構成としてある。
【００１３】これにより、入力電圧変動をＰＷＭ手段で
ある程度吸収し、吸収できない分のみを周波数制御で吸
収する。その結果、周波数制御の負担が軽くなり広入力
電圧範囲に対応することができる。
ある程度吸収し、吸収できない分のみを周波数制御で吸
収する。その結果、周波数制御の負担が軽くなり広入力
電圧範囲に対応することができる。
【００１４】請求項２記載の発明は、直流入力電圧をス
イッチングして交流電圧を発生するスイッチンング手段
と、前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、こ
のフィルター手段の交流出力電圧を変換する電磁トラン
スと、この電磁トランスの交流出力電圧に応じて電圧を
変換する圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力
電圧又は電流を検出する検出手段と、この検出手段の出
力電圧によりスイッチング周波数を変調する周波数変調
手段と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して
前記スイッチンング手段を駆動する駆動手段と、前記直
流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率
を変調する時比率変調手段とを具備したとしてある。こ
れにより、圧電トランスの昇圧比が充分でない場合で
も、必要とされる昇圧比を得ることができる。
イッチングして交流電圧を発生するスイッチンング手段
と、前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、こ
のフィルター手段の交流出力電圧を変換する電磁トラン
スと、この電磁トランスの交流出力電圧に応じて電圧を
変換する圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力
電圧又は電流を検出する検出手段と、この検出手段の出
力電圧によりスイッチング周波数を変調する周波数変調
手段と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して
前記スイッチンング手段を駆動する駆動手段と、前記直
流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率
を変調する時比率変調手段とを具備したとしてある。こ
れにより、圧電トランスの昇圧比が充分でない場合で
も、必要とされる昇圧比を得ることができる。
【００１５】請求項３記載の発明は、前記スイッチング
手段において交互にオンする二個のスイッチを直列に接
続し、前記二個のスイッチの接続点を前記フィルター手
段に接続する構成としてある。これにより、簡単な回路
構成で確実な作動を行なわせることができる。
手段において交互にオンする二個のスイッチを直列に接
続し、前記二個のスイッチの接続点を前記フィルター手
段に接続する構成としてある。これにより、簡単な回路
構成で確実な作動を行なわせることができる。
【００１６】請求項４記載の発明は、直流入力電圧をス
イッチングして交流電圧を発生するスイッチング手段
と、この前記スイッチング手段の交流出力電圧に応じて
電圧を変換する圧電トランスと、この前記圧電トランス
の交流出力電圧又は電流を検出する検出する検出手段
と、この前記検出手段の出力電圧によりスイッチング周
波数を変調する周波数変調手段と、この周波数変調手段
の出力交流信号に同期して前記スイッチング手段を駆動
する駆動手段と、この直流入力電圧によってこの駆動手
段の出力矩形波の時比率を変調する時比率変調手段とを
具備した構成としてある。これにより、圧電トランスの
入力端子間容量が小さい場合には、フィルター手段を省
略してインバータの小型化を図ることができる。
イッチングして交流電圧を発生するスイッチング手段
と、この前記スイッチング手段の交流出力電圧に応じて
電圧を変換する圧電トランスと、この前記圧電トランス
の交流出力電圧又は電流を検出する検出する検出手段
と、この前記検出手段の出力電圧によりスイッチング周
波数を変調する周波数変調手段と、この周波数変調手段
の出力交流信号に同期して前記スイッチング手段を駆動
する駆動手段と、この直流入力電圧によってこの駆動手
段の出力矩形波の時比率を変調する時比率変調手段とを
具備した構成としてある。これにより、圧電トランスの
入力端子間容量が小さい場合には、フィルター手段を省
略してインバータの小型化を図ることができる。
【００１７】請求項５記載の発明は、１次巻線および２
次巻線を有する電磁トランスと、前記直流入力電圧を前
記１次巻線に周期的に接続する第１のスイッチと、前記
第１のスイッチがオフしている期間に前記１次巻線の両
端の電圧を制限するキャパシタと第２のスイッチの直列
接続からなるクランプ手段と、前記２次巻線の電圧を滑
らかにするフィルター手段と、このフィルター手段の出
力交流電圧に応じて電圧を変換する圧電トランスと、こ
の圧電トランスの出力で電圧もしくは電流を検出する検
出手段と、この検出手段の出力電圧によりスイッチング
周波数を変調する周波数変調手段と、前記直流入力電圧
によってこの周波数変調手段の出力矩形波の時比率を変
調する時比率変調手段とを具備した構成としてある。こ
れにより、時比率−Vin 2/πで企画した値の特性が、リ
ニアになるので、入力変化に対する時比率の負担が少な
くなる。
次巻線を有する電磁トランスと、前記直流入力電圧を前
記１次巻線に周期的に接続する第１のスイッチと、前記
第１のスイッチがオフしている期間に前記１次巻線の両
端の電圧を制限するキャパシタと第２のスイッチの直列
接続からなるクランプ手段と、前記２次巻線の電圧を滑
らかにするフィルター手段と、このフィルター手段の出
力交流電圧に応じて電圧を変換する圧電トランスと、こ
の圧電トランスの出力で電圧もしくは電流を検出する検
出手段と、この検出手段の出力電圧によりスイッチング
周波数を変調する周波数変調手段と、前記直流入力電圧
によってこの周波数変調手段の出力矩形波の時比率を変
調する時比率変調手段とを具備した構成としてある。こ
れにより、時比率−Vin 2/πで企画した値の特性が、リ
ニアになるので、入力変化に対する時比率の負担が少な
くなる。
【００１８】また、請求項５における発明にあっては、
前記フィルター手段の一部であるインダクターを、前記
電磁トランスのリーケージインダクターと兼用した構成
としてもよく、また、前記電磁トランスをインダクター
に置換した構成とすることもできる。
前記フィルター手段の一部であるインダクターを、前記
電磁トランスのリーケージインダクターと兼用した構成
としてもよく、また、前記電磁トランスをインダクター
に置換した構成とすることもできる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照しつつ説明する。図１は、第一実施形態を示
す回路ブロック図であり、図２は、図１に示す回路の各
部における信号波形を示す図である。この実施形態にか
かる広入力圧電トランスインバータは、電源１からの直
流入力電圧を、二個のＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ１０，
１１からなるスイッチング回路２で矩形波ｖｄｓに変換
し、フィルター回路３で矩形波ｖｄｓを正弦波ｖ1 （若
干歪んでいても問題ない）に変換する。ここで、フィル
ター回路３のキャパシター１２はＤｃバイアスカット用
で、キャパシター１４は波形調整用であり圧電トランス
４の入力端子間容量との合成容量とインダクタンス１３
でフィルター作用を行なう。
図面を参照しつつ説明する。図１は、第一実施形態を示
す回路ブロック図であり、図２は、図１に示す回路の各
部における信号波形を示す図である。この実施形態にか
かる広入力圧電トランスインバータは、電源１からの直
流入力電圧を、二個のＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ１０，
１１からなるスイッチング回路２で矩形波ｖｄｓに変換
し、フィルター回路３で矩形波ｖｄｓを正弦波ｖ1 （若
干歪んでいても問題ない）に変換する。ここで、フィル
ター回路３のキャパシター１２はＤｃバイアスカット用
で、キャパシター１４は波形調整用であり圧電トランス
４の入力端子間容量との合成容量とインダクタンス１３
でフィルター作用を行なう。
【００２０】このフィルター回路３で変換された正弦波
ｖ1 は、機械的振動を発生することにより電圧を変換す
る圧電トランスに４に入力され、ここで、入力電圧に応
じて昇圧されて正弦波ｖ2 となり、負荷である冷陰極管
５に出力される。一般的に冷陰極管は管電流で制御する
ため、管電流を検出回路６で検出し、所定の管電流にな
るようＶ−ｆ変換回路７で周波数を変調する。駆動回路
８はＶ−ｆ変換回路７からの出力に同期してスイッチン
グ回路２を駆動する。また、ＰＷＭ回路９を付加し、入
力電圧に応じて駆動回路８からの出力矩形波の時比率を
変調する構成としてある。
ｖ1 は、機械的振動を発生することにより電圧を変換す
る圧電トランスに４に入力され、ここで、入力電圧に応
じて昇圧されて正弦波ｖ2 となり、負荷である冷陰極管
５に出力される。一般的に冷陰極管は管電流で制御する
ため、管電流を検出回路６で検出し、所定の管電流にな
るようＶ−ｆ変換回路７で周波数を変調する。駆動回路
８はＶ−ｆ変換回路７からの出力に同期してスイッチン
グ回路２を駆動する。また、ＰＷＭ回路９を付加し、入
力電圧に応じて駆動回路８からの出力矩形波の時比率を
変調する構成としてある。
【００２１】このような第一実施形態にかかる広入力圧
電トランスインバータによって制御を行なう場合は、次
のようにして行なう。すなわち、図９に示すように、入
力変動を周波数変調だけで制御しようとするとＡ点から
Ｂ点まで周波数を大きく変化させなければならないた
め、効率は大きく低下してしまう。そこで、ＰＷＭによ
って周波数制御の負担を減らしてやる。
電トランスインバータによって制御を行なう場合は、次
のようにして行なう。すなわち、図９に示すように、入
力変動を周波数変調だけで制御しようとするとＡ点から
Ｂ点まで周波数を大きく変化させなければならないた
め、効率は大きく低下してしまう。そこで、ＰＷＭによ
って周波数制御の負担を減らしてやる。
【００２２】図１０に上記式（２）をプロットする。仮
に、４倍の入力変動を全てＰＷＭでカバーしようとする
と、時比率は０．５から０．０８まで変化させなければ
ならないが、現実にはスイッチングロス等の問題で極端
には時比率を小さくできないので、せいぜい０．２５ぐ
らいが限界である。したがって、ＰＷＭで時比率０．２
５程度までカバーし、あとのカバーできなかった分を周
波数制御でカバーする。具体的には、図９におけるＡ点
からＣ点まで周波数を変調させる。このようにすると、
周波数変動幅が狭くなったので圧電トランスの効率もあ
まり低下しない。
に、４倍の入力変動を全てＰＷＭでカバーしようとする
と、時比率は０．５から０．０８まで変化させなければ
ならないが、現実にはスイッチングロス等の問題で極端
には時比率を小さくできないので、せいぜい０．２５ぐ
らいが限界である。したがって、ＰＷＭで時比率０．２
５程度までカバーし、あとのカバーできなかった分を周
波数制御でカバーする。具体的には、図９におけるＡ点
からＣ点まで周波数を変調させる。このようにすると、
周波数変動幅が狭くなったので圧電トランスの効率もあ
まり低下しない。
【００２３】図３，４は図１に示す広入力圧電トランス
インバータの応用例である。すなわち、図３は圧電トラ
ンスの昇圧比が十分でない場合に適用するもので、圧電
トランスの前に電磁トランス１５を介在させ、必要とさ
れる昇圧比を得る構成としてある。
インバータの応用例である。すなわち、図３は圧電トラ
ンスの昇圧比が十分でない場合に適用するもので、圧電
トランスの前に電磁トランス１５を介在させ、必要とさ
れる昇圧比を得る構成としてある。
【００２４】また、図４は圧電トランスの入力端子間容
量が小さい場合（例えば数百ｐＦ以下）に、フィルター
回路３を削除したものである。これは圧電トランス自体
がフィルター特性を持っているので圧電トランスの入力
端子間容量による充放電ロスが十分小さい場合はフィル
ター回路は必要としないからである。
量が小さい場合（例えば数百ｐＦ以下）に、フィルター
回路３を削除したものである。これは圧電トランス自体
がフィルター特性を持っているので圧電トランスの入力
端子間容量による充放電ロスが十分小さい場合はフィル
ター回路は必要としないからである。
【００２５】図５は、本発明の広入力圧電トランスイン
バータにおける第二実施形態を示す回路ブロック図であ
り、アクティブクランプ（Active Clamp）を用いて時比
率制御を行なう構成としてある。図６は図５に示す回路
の各部における信号波形を示す図である。
バータにおける第二実施形態を示す回路ブロック図であ
り、アクティブクランプ（Active Clamp）を用いて時比
率制御を行なう構成としてある。図６は図５に示す回路
の各部における信号波形を示す図である。
【００２６】図５において、アクティブクランプ回路１
０２は、１次巻線および２次巻線を有する電磁トランス
１０３と、前記直流入力電圧を電磁トランス１０３の１
次巻線に周期的に接続する第１のスイッチ１１３と、前
記第１のスイッチ１１３がオフしている期間に前記１次
巻線の両端の電圧を制限するキャパシタ１１１と、この
キャパシタ１１１と直列接続する第２のスイッチ１１２
とからなっている。また、１０１は電源、１０４はイン
ダクタンス１１４とキャパシタ１１５からなるフィルタ
ー回路である。さらに、１０５は圧電トランス、１０６
は励陰極管、１０７は検出回路９、１０８はＶ−ｆ変換
回路、１０９は駆動回路及び１１０はＰＷＭ回路であ
り、これらは第一実施形態のものと同じである。
０２は、１次巻線および２次巻線を有する電磁トランス
１０３と、前記直流入力電圧を電磁トランス１０３の１
次巻線に周期的に接続する第１のスイッチ１１３と、前
記第１のスイッチ１１３がオフしている期間に前記１次
巻線の両端の電圧を制限するキャパシタ１１１と、この
キャパシタ１１１と直列接続する第２のスイッチ１１２
とからなっている。また、１０１は電源、１０４はイン
ダクタンス１１４とキャパシタ１１５からなるフィルタ
ー回路である。さらに、１０５は圧電トランス、１０６
は励陰極管、１０７は検出回路９、１０８はＶ−ｆ変換
回路、１０９は駆動回路及び１１０はＰＷＭ回路であ
り、これらは第一実施形態のものと同じである。
【００２７】ここで、アクティブクランプ回路１０２に
おけるスイッチ１１２，１１３は、デッドタイムを有し
交互にオンする。そして、そのデッドタイム期間中に電
磁トランス１０３を流れる励磁電流でスイッチの寄生容
量を充放電することによって、ゼロボルトスイッチング
をさせスイッチングロスの低下を防いでいる。
おけるスイッチ１１２，１１３は、デッドタイムを有し
交互にオンする。そして、そのデッドタイム期間中に電
磁トランス１０３を流れる励磁電流でスイッチの寄生容
量を充放電することによって、ゼロボルトスイッチング
をさせスイッチングロスの低下を防いでいる。
【００２８】アクティブクランプを用いた方法では、圧
電トランスに入力される基本波形成分をＮ＝１とする
と、 fac1 ＝−｛Vin/(1−Ｄπ)｝× (2/π)sinＤπ ・・・（３） となる。式（３）を図１０にプロットすると、式（３）
の方が式（２）よりリニアなので入力変化に対する時比
率Ｄの負担は少ないことが理解できる。
電トランスに入力される基本波形成分をＮ＝１とする
と、 fac1 ＝−｛Vin/(1−Ｄπ)｝× (2/π)sinＤπ ・・・（３） となる。式（３）を図１０にプロットすると、式（３）
の方が式（２）よりリニアなので入力変化に対する時比
率Ｄの負担は少ないことが理解できる。
【００２９】図７，８は図５に示す広入力圧電トランス
インバータの応用例である。すなわち、図７は、フィル
ター回路１０４におけるインダクター１１４を電磁トラ
ンス１１６のリーケージインダクター１１７と兼用した
回路構成としてある。また、図８は圧電トランス１０５
の昇圧比が十分大きくて電磁トランスで昇圧する必要が
ない場合に、電磁トランスの巻き数比をＮ＝１として、
電磁トランスをインダクター１１９に置換した回路構成
としてある。これによって、より小型、低価格が実現で
きる。
インバータの応用例である。すなわち、図７は、フィル
ター回路１０４におけるインダクター１１４を電磁トラ
ンス１１６のリーケージインダクター１１７と兼用した
回路構成としてある。また、図８は圧電トランス１０５
の昇圧比が十分大きくて電磁トランスで昇圧する必要が
ない場合に、電磁トランスの巻き数比をＮ＝１として、
電磁トランスをインダクター１１９に置換した回路構成
としてある。これによって、より小型、低価格が実現で
きる。
【００３０】なお、第二実施形態におけるスイッチング
回路１０２のスチッチ１１２は、ＮｃｈのＭＯＳＦＥＴ
を想定しているためフローティングして使用する必要が
あるが、ＰｃｈのＭＯＳＦＥＴを使えばソース端子をス
イッチ１１３（Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴ）のソース端子と
同電位にできるのでフローティングする必要はない。
回路１０２のスチッチ１１２は、ＮｃｈのＭＯＳＦＥＴ
を想定しているためフローティングして使用する必要が
あるが、ＰｃｈのＭＯＳＦＥＴを使えばソース端子をス
イッチ１１３（Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴ）のソース端子と
同電位にできるのでフローティングする必要はない。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、時比率
制御により入電圧変動を吸収することができるので、周
波数制御の負担が軽くなり、結果としてより広入力電圧
範囲に対応することができる。
制御により入電圧変動を吸収することができるので、周
波数制御の負担が軽くなり、結果としてより広入力電圧
範囲に対応することができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の各部波形図である。
【図３】図１の応用回路ブロック図である。
【図４】図１の応用回路ブロック図である。
【図５】本発明の第二実施形態を示す回路ブロック図で
ある。
ある。
【図６】図５の各部波形である。
【図７】図５の応用回路ブロック図である。
【図８】図５の応用回路ブロック図である。
【図９】周波数と圧電トランス効率，電圧増幅度の特性
図である。
図である。
【図１０】時比率とVin(2/π) で規格した値の特性図で
ある。
ある。
１ 直流入力電源 ２ スイッチング回路 ３ フィルター回路 ４ 圧電トランス ５ 冷陰極管 ６ 電流検出回路 ７ 周波数変調回路 ８ 駆動回路 ９ 時比率変調回路 １０，１１ スイッチ １２，１４ キャパシター １３ インダクター １５ 電磁トランス １０１ 直流入力電源 １０２ スイッチング回路 １０３ 電磁トランス １０４ フィルター回路 １０５ 圧電トランス １０６ 冷陰極管 １０７ 電流検出回路 １０８ 周波数変調回路 １０９ 時比率変調回路 １１１ キャパシター １１２，１１３ スイッチ １１４ インダクター １１５ キャパシター １１６ 電磁トランス １１７ インダクター
Claims (5)
- 【請求項１】 直流入力電圧をスイッチングして交流電
圧を発生するスイッチンング手段と、 前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、 このフィルター手段の交流出力電圧に応じて電圧を変換
する圧電トランスと、 この圧電トランスの交流出力電圧又は交流を検出する検
出手段と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチンング手段を駆動する駆動手段と、 前記直流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを具備したことを特
徴とした広入力圧電トランスインバータ。 - 【請求項２】 直流入力電圧をスイッチングして交流電
圧を発生するスイッチング手段と、 前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、 このフィルター手段の交流出力電圧を変換する電磁トラ
ンスと、 この電磁トランスの交流出力電圧に応じて電圧を変換す
る圧電トランスと、 この圧電トランスの交流出力電圧又は電流を検出する検
出手段と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチング手段を駆動する駆動手段と、 前記直流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを具備したことを特
徴とした広入力圧電トランスインバータ。 - 【請求項３】 前記スイッチング手段において交互にオ
ンする二個のスイッチを直列に接続し、前記二個のスイ
ッチの接続点を前記フィルター手段に接続する構成とし
た請求項１又は２記載の広入力圧電トランスインバー
タ。 - 【請求項４】 直流入力電圧をスイッチングして交流電
圧を発生するスイッチング手段と、 この前記スイッチング手段の交流出力電圧に応じて電圧
を変換する圧電トランスと、 この前記圧電トランスの交流出力電圧又は電流を検出す
る検出する検出手段と、 この前記検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数
を変調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチング手段を駆動する駆動手段と、 この直流入力電圧によってこの駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを具備した広入力圧
電トランスインバータ。 - 【請求項５】 １次巻線および２次巻線を有する電磁ト
ランスと、前記直流入力電圧を前記１次巻線に周期的に
接続する第１のスイッチと、前記第１のスイッチがオフ
している期間に前記１次巻線の両端の電圧を制限するキ
ャパシタと第２のスイッチの直列接続からなるクランプ
手段と、 前記２次巻線の電圧を滑らかにするフィルター手段と、 このフィルター手段の出力交流電圧に応じて電圧を変換
する圧電トランスと、この圧電トランスの出力で電圧も
しくは電流を検出する検出手段と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、前記直流入力電圧によって この周波数変調手段の出力矩
形波の時比率を変調する時比率変調手段とを具備した広
入力圧電トランスインバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7201213A JP2817670B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | 広入力圧電トランスインバータ |
| EP96112452A EP0758159B1 (en) | 1995-08-07 | 1996-08-01 | Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal |
| DE69620517T DE69620517T2 (de) | 1995-08-07 | 1996-08-01 | Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird |
| US08/692,279 US5739622A (en) | 1995-08-07 | 1996-08-05 | Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7201213A JP2817670B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | 広入力圧電トランスインバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0951681A JPH0951681A (ja) | 1997-02-18 |
| JP2817670B2 true JP2817670B2 (ja) | 1998-10-30 |
Family
ID=16437226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7201213A Expired - Lifetime JP2817670B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | 広入力圧電トランスインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2817670B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3257505B2 (ja) * | 1998-03-31 | 2002-02-18 | 株式会社村田製作所 | 圧電トランスインバータ |
| JP3282594B2 (ja) * | 1998-10-05 | 2002-05-13 | 株式会社村田製作所 | 圧電トランスインバータ |
| EP1575155A1 (en) * | 1998-10-21 | 2005-09-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Piezoelectric transformer-driving circuit |
| US7279822B2 (en) * | 2003-12-29 | 2007-10-09 | Zippy Technology Corp. | Transformer level driving circuit |
| CN100403391C (zh) * | 2004-09-10 | 2008-07-16 | 新巨企业股份有限公司 | 反流器驱动电路 |
| JP4754280B2 (ja) * | 2005-06-24 | 2011-08-24 | 富士重工業株式会社 | 発光装置の輝度制御システム |
| JP2007043866A (ja) * | 2005-08-05 | 2007-02-15 | Tamura Seisakusho Co Ltd | インバータ回路 |
| KR101190213B1 (ko) * | 2005-11-17 | 2012-10-16 | 삼성디스플레이 주식회사 | 인버터 회로 |
| CN115133804B (zh) * | 2022-08-26 | 2022-12-30 | 广州市迪士普信息科技有限公司 | 一种交流输出的开关电源 |
-
1995
- 1995-08-07 JP JP7201213A patent/JP2817670B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0951681A (ja) | 1997-02-18 |
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