JP2730506B2 - 圧電トランスを用いたｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
圧電トランスを用いたｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、圧電トランスを用いた
ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、電力変換効率の高
い圧電トランス型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、電力変換効率の高
い圧電トランス型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】圧電トランスを用いた電源には大きく分
けて２つの応用がある。一つは、ＬＣＤ（液晶ディスプ
レイ）のバックライト用の高圧発生（約１ＫＶ／数ｍ
Ａ）のインバータであり、もう一つは厚み縦振動の積層
型圧電トランスを用いた低出力電圧用（例、５Ｖ／数
Ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータである（なお積層型圧電ト
ランスの詳細については、米国特許第５，１１８，９８
２を参照できる）。
けて２つの応用がある。一つは、ＬＣＤ（液晶ディスプ
レイ）のバックライト用の高圧発生（約１ＫＶ／数ｍ
Ａ）のインバータであり、もう一つは厚み縦振動の積層
型圧電トランスを用いた低出力電圧用（例、５Ｖ／数
Ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータである（なお積層型圧電ト
ランスの詳細については、米国特許第５，１１８，９８
２を参照できる）。
【０００３】前者の圧電トランスを用いたインバータ
は、出力電圧（実際は電流を検出している）を制御する
のに、圧電トランスのバンドパスフィルター特性を利用
して、スイッチング周波数を圧電トランスの共振点近傍
でスイープさせるという、周波数変調を用いている。圧
電トランスは、一般に、スイッチング周波数が共振点を
ずれると効率が低下するという問題がある。しかし、イ
ンバータ応用の場合、出力電流が小さい（例：冷陰極間
が付加の場合 ５〜６ｍＡ）ので、インバータ全体とし
ては圧電トランス事態の効率の低下は、ほとんど問題に
ならず、周波数変調による制御は有効である。
は、出力電圧（実際は電流を検出している）を制御する
のに、圧電トランスのバンドパスフィルター特性を利用
して、スイッチング周波数を圧電トランスの共振点近傍
でスイープさせるという、周波数変調を用いている。圧
電トランスは、一般に、スイッチング周波数が共振点を
ずれると効率が低下するという問題がある。しかし、イ
ンバータ応用の場合、出力電流が小さい（例：冷陰極間
が付加の場合 ５〜６ｍＡ）ので、インバータ全体とし
ては圧電トランス事態の効率の低下は、ほとんど問題に
ならず、周波数変調による制御は有効である。
【０００４】一方、積層型圧電トランスを用いたＤＣ／
ＤＣコンバータは、高周波・小型・高効率化に適してお
り、例えば、ＭＨｚ帯（１〜２ＭＨｚ）のスイッチング
周波数で４８Ｖ入力、５Ｖ／１０Ａ（５０Ｗ）の要求に
対し、効率８０％以上の実現を目指して開発が進められ
ている。
ＤＣコンバータは、高周波・小型・高効率化に適してお
り、例えば、ＭＨｚ帯（１〜２ＭＨｚ）のスイッチング
周波数で４８Ｖ入力、５Ｖ／１０Ａ（５０Ｗ）の要求に
対し、効率８０％以上の実現を目指して開発が進められ
ている。
【０００５】しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率化に
は、圧電トランス自体の高効率化だけでは不十分で、ス
イッチング回路や整流平滑回路等の周辺回路も圧電トラ
ンスと巧くマッチングさせロスを低減させる必要があ
る。このためソフトスイッチング技術を利用し高効率な
圧電トランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータが下記の２
つの文献において提案されている。
は、圧電トランス自体の高効率化だけでは不十分で、ス
イッチング回路や整流平滑回路等の周辺回路も圧電トラ
ンスと巧くマッチングさせロスを低減させる必要があ
る。このためソフトスイッチング技術を利用し高効率な
圧電トランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータが下記の２
つの文献において提案されている。
【０００６】Ｔ．Ｚａｉｔｓｕ ｅｔｃ ”Ｐｉｅｚｏ
ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｔｒａｎｓｆ−ｏｍｅｒ Ｏｐｅｒ
ａｔｉｎｇ ｉｎ Ｔｈｉｃｋｎｅｓｓ Ｅｘｔｅｎｓ
ｉ−ｏｎａｌ Ｖｉｂｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｉｔｓ
Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｔｏ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｃ
ｏｎｖｅｒｔｅｒ”，ＩＥＥＥ ＰＥＳＣ９４Ｐｒｏｃ
ｅｅｄｉｎｇｓ，ｐｐ．５８５−５８９，Ｊｕｎ．１９
９４（文献１） Ｔ．Ｚａｉｔｓｕ ｅｔｃ ”２ＭＨｚ Ｐｏｗｅｒ
Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈ Ｐｉｅｚｏｅｌｅｋｔｒ
ｉｃ Ｃｅｒａｍｉｃ Ｔｒａｎｓｆｏｒ−ｍｅｒ”，
ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｅｌｅ
ｃｔｒｏｎ−ｉｃｓ，ｖｏｌ．Ｅ７７−Ｃ，Ｎｏ．２，
Ｆｅｂ．１９９４（文献２） 文献１はゼロボルトスイッチングを利用し、文献２はＥ
級スイッチングを利用したものである。以下の説明で
は、ゼロボルトスイッチングを利用した圧電トランスＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを主に説明する。
ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｔｒａｎｓｆ−ｏｍｅｒ Ｏｐｅｒ
ａｔｉｎｇ ｉｎ Ｔｈｉｃｋｎｅｓｓ Ｅｘｔｅｎｓ
ｉ−ｏｎａｌ Ｖｉｂｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｉｔｓ
Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｔｏ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｃ
ｏｎｖｅｒｔｅｒ”，ＩＥＥＥ ＰＥＳＣ９４Ｐｒｏｃ
ｅｅｄｉｎｇｓ，ｐｐ．５８５−５８９，Ｊｕｎ．１９
９４（文献１） Ｔ．Ｚａｉｔｓｕ ｅｔｃ ”２ＭＨｚ Ｐｏｗｅｒ
Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈ Ｐｉｅｚｏｅｌｅｋｔｒ
ｉｃ Ｃｅｒａｍｉｃ Ｔｒａｎｓｆｏｒ−ｍｅｒ”，
ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｅｌｅ
ｃｔｒｏｎ−ｉｃｓ，ｖｏｌ．Ｅ７７−Ｃ，Ｎｏ．２，
Ｆｅｂ．１９９４（文献２） 文献１はゼロボルトスイッチングを利用し、文献２はＥ
級スイッチングを利用したものである。以下の説明で
は、ゼロボルトスイッチングを利用した圧電トランスＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを主に説明する。
【０００７】図３は、従来のゼロボルトスイッチングを
利用した圧電トランス型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
である。
利用した圧電トランス型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
である。
【０００８】圧電トランスを電源回路として動作させる
のに最も重要なことは、入出力端子間容量Ｃｄ1 ，Ｃｄ
2 に流れ込む循環電流を、共振動作によって極力，低減
することである。さもないと、この循環電流が最終的に
は導通ロスとなり、効率の低下を招く。
のに最も重要なことは、入出力端子間容量Ｃｄ1 ，Ｃｄ
2 に流れ込む循環電流を、共振動作によって極力，低減
することである。さもないと、この循環電流が最終的に
は導通ロスとなり、効率の低下を招く。
【０００９】図３において、Ｓ1 ，Ｓ2 ，ＣB ，Ｌr は
台形波ＶLrを作るための回路，ＬSは圧電トランスの入
力端子間容量Ｃｄ1 と共振させ台形波ＶLrを正弦波Ｖ1
に変換する。Ｔは圧電トランスの等価回路，ＬP は圧電
トランス出力端子間容量Ｃｄ2 と共振させ圧電トランス
内の循環電流を低減する回路，Ｒｃ1 ，Ｒｃ2 ，Ｌ1，
Ｃ1 は一般的な整流平滑回路，ＲＬは負荷である。図４
に各部の動作波形を示す。この回路では、インダクタと
キャパシタの値の最適値を解析で求めるのが非常に困難
であるため、便宜的にＬS ，及びＬP の値は、それぞれ
Ｃｄ1 ，Ｃｄ2との共振周波数が圧電トランスの直列共
振周波数に等しくなるよう設定している。
台形波ＶLrを作るための回路，ＬSは圧電トランスの入
力端子間容量Ｃｄ1 と共振させ台形波ＶLrを正弦波Ｖ1
に変換する。Ｔは圧電トランスの等価回路，ＬP は圧電
トランス出力端子間容量Ｃｄ2 と共振させ圧電トランス
内の循環電流を低減する回路，Ｒｃ1 ，Ｒｃ2 ，Ｌ1，
Ｃ1 は一般的な整流平滑回路，ＲＬは負荷である。図４
に各部の動作波形を示す。この回路では、インダクタと
キャパシタの値の最適値を解析で求めるのが非常に困難
であるため、便宜的にＬS ，及びＬP の値は、それぞれ
Ｃｄ1 ，Ｃｄ2との共振周波数が圧電トランスの直列共
振周波数に等しくなるよう設定している。
【００１０】
【００１１】具体的には、使用している圧電トランスは
共振周波数約２ＭＨｚで２０Ｗクラスのものである。そ
の等価回路は、
共振周波数約２ＭＨｚで２０Ｗクラスのものである。そ
の等価回路は、
【００１２】
【００１３】となる。この時のコンバータの出力電圧、
効率の周波数特性をシミュレーションする。シミュレー
ションに際して、Ｓ1 ，Ｓ2 ，ＣB ，Ｌr によって作ら
れる台形波ＶLrは，周波数，負荷変動に対してあまり変
化しないので交流源ＡＣとみなす。またコンバータの整
流平滑回路の部分も入力電流・電圧波形は同相なので等
価抵抗ＲEQ＝π2 ／２・ＲL として、図２の等価回路に
置換する。また、ｒs はマッチング抵抗ＲEQM で企画化
した抵抗でＲEQM およびｒs は各々次のように表され
る。
効率の周波数特性をシミュレーションする。シミュレー
ションに際して、Ｓ1 ，Ｓ2 ，ＣB ，Ｌr によって作ら
れる台形波ＶLrは，周波数，負荷変動に対してあまり変
化しないので交流源ＡＣとみなす。またコンバータの整
流平滑回路の部分も入力電流・電圧波形は同相なので等
価抵抗ＲEQ＝π2 ／２・ＲL として、図２の等価回路に
置換する。また、ｒs はマッチング抵抗ＲEQM で企画化
した抵抗でＲEQM およびｒs は各々次のように表され
る。
【００１４】
【００１５】ＰＳｐｉｃｅによるコンピュータシミュレ
ーション結果を図５に示す。パラメータはｒs ＝１，
２，３，４で，ＡＣ電圧は１Ｖとしてある。
ーション結果を図５に示す。パラメータはｒs ＝１，
２，３，４で，ＡＣ電圧は１Ｖとしてある。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】この従来の圧電トラン
ス型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、負荷変動すなわちｒs
の変化に対し出力電圧を一定に保つために周波数をスイ
ープすると、ｒs の値によっては効率が低下するという
問題がある。例えば図５に示す、ＬS ＝２．８μＨの場
合、ｒs ＝１，２，３では効率が８０％以上であるが、
ｒs ＝４では８０％以下となる。
ス型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、負荷変動すなわちｒs
の変化に対し出力電圧を一定に保つために周波数をスイ
ープすると、ｒs の値によっては効率が低下するという
問題がある。例えば図５に示す、ＬS ＝２．８μＨの場
合、ｒs ＝１，２，３では効率が８０％以上であるが、
ｒs ＝４では８０％以下となる。
【００１７】本発明の目的は上述の欠点を除去し、負荷
が変動しても電力変換効率が低下しない圧電トランス型
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
が変動しても電力変換効率が低下しない圧電トランス型
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、圧電トランス
の入力端子間容量Ｃｄ1 と共振させるため、圧電トラン
スの入力端子間容量Ｃｄ1 と共振させるため、圧電トラ
ンスの一方の入力端子に直列に接続されたインダクタン
スの値をＬS とし、圧電トランスの共振周波数をｆO と
したとき、ＬSとＣｄ1 の共振周波数がｆO よりずれる
ような値に設定している。
めに、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、圧電トランス
の入力端子間容量Ｃｄ1 と共振させるため、圧電トラン
スの入力端子間容量Ｃｄ1 と共振させるため、圧電トラ
ンスの一方の入力端子に直列に接続されたインダクタン
スの値をＬS とし、圧電トランスの共振周波数をｆO と
したとき、ＬSとＣｄ1 の共振周波数がｆO よりずれる
ような値に設定している。
【００１９】
【００２０】
【実施例】次に本発明について図面を参照して詳細に説
明する。図１は本発明の一実施例の回路図である。ＦＥ
Ｔスイッチ２および３はゼロボルトスイッグ（ＺＶＳ）
回路を構成する。スイッチ２，３は交互にオンし、デッ
ドタイム期間中（Ｓ1 ，Ｓ2 共にオフ）にコイルＬr を
流れている励磁電流でＦＥＴ２，３の寄生容量を充放電
する。ＺＶＳ回路によりコイルＬr の両端は台形波ＶLr
となる。
明する。図１は本発明の一実施例の回路図である。ＦＥ
Ｔスイッチ２および３はゼロボルトスイッグ（ＺＶＳ）
回路を構成する。スイッチ２，３は交互にオンし、デッ
ドタイム期間中（Ｓ1 ，Ｓ2 共にオフ）にコイルＬr を
流れている励磁電流でＦＥＴ２，３の寄生容量を充放電
する。ＺＶＳ回路によりコイルＬr の両端は台形波ＶLr
となる。
【００２１】共振用コイルＬS と圧電トランスの入力容
量Ｃｄ1 は台形波ＶLrを正弦波Ｖ1に変換する。この正
弦波は圧電トランス７でさらにフィルタリングおよび昇
降圧される。コイルＬP は容量Ｃｄ2 と共振すること
で、圧電トランス７内の循環電流を低減する。このよう
にして得られた，圧電トランス７の出力は通常の整流平
滑回路（１３〜１６）を通り、負荷１８へ直流として供
給される。
量Ｃｄ1 は台形波ＶLrを正弦波Ｖ1に変換する。この正
弦波は圧電トランス７でさらにフィルタリングおよび昇
降圧される。コイルＬP は容量Ｃｄ2 と共振すること
で、圧電トランス７内の循環電流を低減する。このよう
にして得られた，圧電トランス７の出力は通常の整流平
滑回路（１３〜１６）を通り、負荷１８へ直流として供
給される。
【００２２】ここで、重要なのが、共振用コイルＬS の
値である。先に説明したように、式（１）を満足するコ
イルＬS の値（ここではＬS ＝２．８μＨ）では、図５
に示すように、周波数が２．３３２ＭＨｚでｒs が最大
となる電圧に設定しようとすると、ｒs ＝４では効率が
８０％以下になってしまう。
値である。先に説明したように、式（１）を満足するコ
イルＬS の値（ここではＬS ＝２．８μＨ）では、図５
に示すように、周波数が２．３３２ＭＨｚでｒs が最大
となる電圧に設定しようとすると、ｒs ＝４では効率が
８０％以下になってしまう。
【００２３】そこで、図２の等価回路において、コイル
ＬS の値を適切な値に設定してｒsをパラメータとし、
出力電圧，効率の周波数特性をシミュレーションする。
具体的には、ＬS ＝１μＨから０．４μＨ間隔で３．８
μＨの値とし、パラメータｒs をｒs ＝１，２，３，４
とした。
ＬS の値を適切な値に設定してｒsをパラメータとし、
出力電圧，効率の周波数特性をシミュレーションする。
具体的には、ＬS ＝１μＨから０．４μＨ間隔で３．８
μＨの値とし、パラメータｒs をｒs ＝１，２，３，４
とした。
【００２４】この時のシミュレーション結果を図６〜１
３に示す。これより、ＬS ＝１．４μＨ（図７），１．
８μＨ（図８），３μＨ（図１１）の時がｒs ＝１〜４
全ての負荷に対して出力電圧を一定に保ったとき効率が
８０％を越えていることが分かる。特にＬS ＝１．４μ
Ｈ（図７）の場合，最大効率が実現できることが分か
る。ＬS ＝３．０μＨ（図１１）もかなりよい効率が示
しているが、現実的にはＬS の値は小さい方が巻線抵抗
が小さいので、実際的な問題としても、ＬS ＝１．４μ
Ｈが好ましい。
３に示す。これより、ＬS ＝１．４μＨ（図７），１．
８μＨ（図８），３μＨ（図１１）の時がｒs ＝１〜４
全ての負荷に対して出力電圧を一定に保ったとき効率が
８０％を越えていることが分かる。特にＬS ＝１．４μ
Ｈ（図７）の場合，最大効率が実現できることが分か
る。ＬS ＝３．０μＨ（図１１）もかなりよい効率が示
しているが、現実的にはＬS の値は小さい方が巻線抵抗
が小さいので、実際的な問題としても、ＬS ＝１．４μ
Ｈが好ましい。
【００２５】なお、ＬP に関しては、特性にあまり影響
を与えないことがシミュレーションにより分かっている
ので、ここでは触れない。
を与えないことがシミュレーションにより分かっている
ので、ここでは触れない。
【００２６】次に、出力電圧の制御を行う場合、負荷が
重くなると（例ｒs ＝４→ｒs ＝１）周波数を下げるよ
う帰還をかければ良い。制御回路は、図１に示すよう
に、出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する増幅器１９
と、誤差電圧で周波数を変化させる電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２１と、ＶＯＣ２１の出力によりスイッチ２，３
のオン，オフ周波数を制御するドライバー２５，２６か
ら構成される。
重くなると（例ｒs ＝４→ｒs ＝１）周波数を下げるよ
う帰還をかければ良い。制御回路は、図１に示すよう
に、出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する増幅器１９
と、誤差電圧で周波数を変化させる電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２１と、ＶＯＣ２１の出力によりスイッチ２，３
のオン，オフ周波数を制御するドライバー２５，２６か
ら構成される。
【００２７】尚、以上に延べた実施例では、主回路がＥ
級共振を用いたようなものでも、図２に示すフィルター
の等価回路に置換することで適用可能である。
級共振を用いたようなものでも、図２に示すフィルター
の等価回路に置換することで適用可能である。
【００２８】
【発明の効果】以上のべたように、本発明は、圧電トラ
ンスの周辺回路、特に入力の共振用コイルの値を適切な
値に設定することで、負荷抵抗が変動しても効率が高い
状態で出力電圧を一定に制御することができるという効
果が得られる。
ンスの周辺回路、特に入力の共振用コイルの値を適切な
値に設定することで、負荷抵抗が変動しても効率が高い
状態で出力電圧を一定に制御することができるという効
果が得られる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】図１の主要部の等価回路図。
【図３】従来のコンバータを示す回路図。
【図４】図３に示す従来回路の各部動作の波形図。
【図５】図３に示す従来回路のシミュレーションによる
特性図。
特性図。
【図６】本発明のシミュレーションによる特性図。
【図７】本発明のシミュレーションによる特性図。
【図８】本発明のシミュレーションによる特性図。
【図９】本発明のシミュレーションによる特性図。
【図１０】本発明のシミュレーションによる特性図。
【図１１】本発明のシミュレーションによる特性図。
【図１２】本発明のシミュレーションによる特性図。
【図１３】本発明のシミュレーションによる特性図。
１ 入力電源 ２，３ スイッチ ４ コンデンサ ５ コイル ６ コイル ７ 圧電トランス等価回路 ８ 等価入力コンデンサ ９ 等価抵抗 １０ 等価コイル １１ 等価コンデンサ １２ 等価出力コンデンサ １３ コイル １４，１５ ダイオード １６ コイル １７ コンデンサ １８ 負荷抵抗 １９ 誤差増幅器 ２０ 基準電圧 ２１ ＶＯＣ ２２ パルス発生器 ２３ 時定数用抵抗 ２４ 時定数用コンデンサ ２５，２６ ドライバー
Claims (3)
- 【請求項１】 ゼロボルトスイッチングを利用した圧電
トランス型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記圧電ト
ランスの入力端子間容量Ｃｄ1 と共振させるため、前記
圧電トランスの一方の入力端子に直列に接続されたイン
ダクタンスの値をＬS とし、前記圧電トランスの共振周
波数をｆO としたとき、ＬSとＣｄ1の共振周波数ｆR が
ｆO よりずれるような値に設定したことを特徴とするゼ
ロボルトスイッチングを利用した圧電トランス型ＤＣ／
ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記ゼロボルトスイッチングを利用した
圧電トランス型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と基準
電圧の誤差電圧によって、発振周波数を変化させ、出力
電圧を一定に保つようにしたことを特徴とする請求項１
記載のゼロボルトスイッチングを利用した圧電トランス
型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記共振周波数ｆR が前記圧電トランス
の共振周波数ｆOより低くなるよう異ならせた請求項１
のゼロボルトスイッチングを利用した圧電トランス型Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7038232A JP2730506B2 (ja) | 1995-02-27 | 1995-02-27 | 圧電トランスを用いたｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US08/605,491 US5768111A (en) | 1995-02-27 | 1996-02-26 | Converter comprising a piezoelectric transformer and a switching stage of a resonant frequency different from that of the transformer |
| EP96102826A EP0729219B1 (en) | 1995-02-27 | 1996-02-26 | Converter comprising a piezoelectric transformer and a switching stage of a resonant frequency different from that of the transformer |
| DE69602857T DE69602857T2 (de) | 1995-02-27 | 1996-02-26 | Umrichter mit einem piezoelektrischen Transformator und einer Schaltstufe deren Resonanzfrequenz verschieden von der des Transformators ist |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7038232A JP2730506B2 (ja) | 1995-02-27 | 1995-02-27 | 圧電トランスを用いたｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237943A JPH08237943A (ja) | 1996-09-13 |
| JP2730506B2 true JP2730506B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=12519562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7038232A Expired - Fee Related JP2730506B2 (ja) | 1995-02-27 | 1995-02-27 | 圧電トランスを用いたｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5768111A (ja) |
| EP (1) | EP0729219B1 (ja) |
| JP (1) | JP2730506B2 (ja) |
| DE (1) | DE69602857T2 (ja) |
Families Citing this family (59)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69620517T2 (de) * | 1995-08-07 | 2002-11-07 | Nec Corp., Tokio/Tokyo | Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird |
| TW356618B (en) * | 1997-01-16 | 1999-04-21 | Nippon Electric Co | AC/DC converter with a piezoelectric transformer |
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