JP2591423B2 - 電力用圧電トランスコンバータ - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、圧電トランスコンバー
タに関し、特に電力用（低出力電圧、大電流出力）のス
イッチング電源に関する。
タに関し、特に電力用（低出力電圧、大電流出力）のス
イッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から種々の圧電トランスコンバータ
が提案されている。例えば、米国特許第３，７９０，８
２６号には、長さ方向振動を用いた高圧発生用の圧電ト
ランスコンバータが開示されている。しかしながら、こ
の提案された圧電トランスコンバータは高圧発生用であ
る。
が提案されている。例えば、米国特許第３，７９０，８
２６号には、長さ方向振動を用いた高圧発生用の圧電ト
ランスコンバータが開示されている。しかしながら、こ
の提案された圧電トランスコンバータは高圧発生用であ
る。
【０００３】また、特開昭６１−５４６８６号公報に
は、自励発振の電圧トランスコンバータが開示されてい
る。この開示された電圧トランスコンバータも高圧発生
用で、本発明のものとは用途が全く相違する。さらに、
この電圧トランスコンバータは、自励発振用に別電極を
設けている。
は、自励発振の電圧トランスコンバータが開示されてい
る。この開示された電圧トランスコンバータも高圧発生
用で、本発明のものとは用途が全く相違する。さらに、
この電圧トランスコンバータは、自励発振用に別電極を
設けている。
【０００４】さらに、米国特許第５，１１８，９８２号
は電力用として使える厚み縦振動を用いた圧電トランス
を開示している。しかしながら、この米国特許は、圧電
トランスのみを開示しており、スイッチング回路、整流
平滑回路、発振回路、出力制御回路等の周辺回路につい
ては何等言及していない。
は電力用として使える厚み縦振動を用いた圧電トランス
を開示している。しかしながら、この米国特許は、圧電
トランスのみを開示しており、スイッチング回路、整流
平滑回路、発振回路、出力制御回路等の周辺回路につい
ては何等言及していない。
【０００５】本発明者は、実開平４−５４４９２号公報
において、厚み縦振動を用いた圧電トランスにスイッチ
ング回路と整流平滑回路とを付加したものを提案した
が、自励発振及び出力制御については言及していない。
において、厚み縦振動を用いた圧電トランスにスイッチ
ング回路と整流平滑回路とを付加したものを提案した
が、自励発振及び出力制御については言及していない。
【０００６】また、本発明者は、特開平４−４９８４６
号公報及び特開平４−１３３６５７号公報において、他
励発振で圧電トランスのゲインを周波数特性を利用して
出力電圧制御する圧電トランスコンバータを提案した
が、それは自励発振方式ではない。
号公報及び特開平４−１３３６５７号公報において、他
励発振で圧電トランスのゲインを周波数特性を利用して
出力電圧制御する圧電トランスコンバータを提案した
が、それは自励発振方式ではない。
【０００７】さらに、本発明者は、特願平４−５５０２
０号において、自励発振を利用した圧電トランスコンバ
ータを提案した。しかしながら、この提案した圧電トラ
ンスコンバータは、厚み縦振動の圧電トランスの表面に
別電極を用いたものである。また、この提案した発明
は、出力制御に関して言及していない。
０号において、自励発振を利用した圧電トランスコンバ
ータを提案した。しかしながら、この提案した圧電トラ
ンスコンバータは、厚み縦振動の圧電トランスの表面に
別電極を用いたものである。また、この提案した発明
は、出力制御に関して言及していない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】他励発振によりスイッ
チング周波数を制御する方法（特開平４−４９８４６号
公報及び特開平４−１３３６５７号公報）では、圧電ト
ランスのゲイン周波数特性が非常に高いＱをもち、さら
にこの周波数特性が製造工程や温度等に依存して大きく
変化するため、実際には周波数の設定が困難である。そ
こで、自励発振が望ましいが、従来のように別電極を用
いると構造が複雑になる。
チング周波数を制御する方法（特開平４−４９８４６号
公報及び特開平４−１３３６５７号公報）では、圧電ト
ランスのゲイン周波数特性が非常に高いＱをもち、さら
にこの周波数特性が製造工程や温度等に依存して大きく
変化するため、実際には周波数の設定が困難である。そ
こで、自励発振が望ましいが、従来のように別電極を用
いると構造が複雑になる。
【０００９】本発明の目的は、別電極を用いずに自励発
振させることができる電力用圧電トランスコンバータを
提供することにある。
振させることができる電力用圧電トランスコンバータを
提供することにある。
【００１０】本発明の他の目的は、出力電圧を制御でき
る電力用圧電トランスコンバータを提供することにあ
る。
る電力用圧電トランスコンバータを提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明による電力用圧電
トランスコンバータは、入力直流電圧をスイッチングし
て交流信号を発生するスイッチング手段と、交流信号に
応じて圧電振動を発生し伝達して交流信号の電圧を変換
する電力用圧電トランスと、この電力用圧電トランスか
らの交流出力を整流平滑する整流平滑手段と、電力用圧
電トランスの交流出力を位相反転して増幅する位相反転
増幅手段と、この位相反転増幅手段の出力信号でスイッ
チング手段を駆動する駆動手段とを具備する。
トランスコンバータは、入力直流電圧をスイッチングし
て交流信号を発生するスイッチング手段と、交流信号に
応じて圧電振動を発生し伝達して交流信号の電圧を変換
する電力用圧電トランスと、この電力用圧電トランスか
らの交流出力を整流平滑する整流平滑手段と、電力用圧
電トランスの交流出力を位相反転して増幅する位相反転
増幅手段と、この位相反転増幅手段の出力信号でスイッ
チング手段を駆動する駆動手段とを具備する。
【００１２】上記電力用圧電トランスコンバータにおい
て、整流平滑手段の出力電圧を検出し基準電圧との差電
圧を増幅する誤差増幅手段と、この誤差増幅手段の出力
電圧に応じて駆動手段のパルス幅を変化させるパルス幅
変調手段とを有し、スイッチング手段のパルス幅を制御
することが望ましい。
て、整流平滑手段の出力電圧を検出し基準電圧との差電
圧を増幅する誤差増幅手段と、この誤差増幅手段の出力
電圧に応じて駆動手段のパルス幅を変化させるパルス幅
変調手段とを有し、スイッチング手段のパルス幅を制御
することが望ましい。
【００１３】また、上記電力用圧電トランスコンバータ
において、整流平滑手段の出力電圧を検出し基準電圧と
の差電圧を増幅する誤差増幅手段と、この誤差増幅手段
の出力電圧によって自励発振の周波数を変化させる周波
数変調手段とを有し、スイッチング手段の周波数を制御
することが好ましい。
において、整流平滑手段の出力電圧を検出し基準電圧と
の差電圧を増幅する誤差増幅手段と、この誤差増幅手段
の出力電圧によって自励発振の周波数を変化させる周波
数変調手段とを有し、スイッチング手段の周波数を制御
することが好ましい。
【００１４】
【作用】位相反転増幅手段は電力用圧電トランスからの
交流出力を直接位相反転して増幅しているので、電力用
圧電トランスに別電極を設ける必要がない。
交流出力を直接位相反転して増幅しているので、電力用
圧電トランスに別電極を設ける必要がない。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００１６】図１を参照すると、本発明の第１の実施例
による電力用圧電トランスコンバータは、入力電源１
と、スイッチング回路２と、電力用圧電トランス３と、
整流平滑回路４と、位相反転増幅回路６と、駆動回路７
とを有する。スイッチング回路２はコイル８とトランジ
スタ９とから構成されている。整流平滑回路４はダイオ
ード１０、１１とコンデンサ１２とから構成されてい
る。位相反転増幅回路６はコンデンサ１３と、抵抗器１
４、１５、１６、１７と、コンデンサ１８、１９と、ト
ランジスタ２０とから構成されている。
による電力用圧電トランスコンバータは、入力電源１
と、スイッチング回路２と、電力用圧電トランス３と、
整流平滑回路４と、位相反転増幅回路６と、駆動回路７
とを有する。スイッチング回路２はコイル８とトランジ
スタ９とから構成されている。整流平滑回路４はダイオ
ード１０、１１とコンデンサ１２とから構成されてい
る。位相反転増幅回路６はコンデンサ１３と、抵抗器１
４、１５、１６、１７と、コンデンサ１８、１９と、ト
ランジスタ２０とから構成されている。
【００１７】次に図１に示した電力用圧電トランスコン
バータの動作について説明する。入力電源１の直流電圧
をスイッチング回路２でスイッチングして交流電圧を発
生させる。電力用圧電トランス３の入力容量が大きい場
合、交流電圧の波形としては正弦波か共振波の方が矩形
波よりもスイッチングロスが小さい。
バータの動作について説明する。入力電源１の直流電圧
をスイッチング回路２でスイッチングして交流電圧を発
生させる。電力用圧電トランス３の入力容量が大きい場
合、交流電圧の波形としては正弦波か共振波の方が矩形
波よりもスイッチングロスが小さい。
【００１８】図２にスイッチング回路２のトランジスタ
９のゲートに矩形波のゲート電圧ｖG を供給した場合
の、圧電トランス３の入力電圧ｖ1 と出力電圧ｖ2 の波
形を示す。スイッチング回路２は、コイル８のインダク
タンス値を適切に設定することで、図２に示すような共
振波形を実現できる。なお、矩形波スイッチングに関し
ては後述する。
９のゲートに矩形波のゲート電圧ｖG を供給した場合
の、圧電トランス３の入力電圧ｖ1 と出力電圧ｖ2 の波
形を示す。スイッチング回路２は、コイル８のインダク
タンス値を適切に設定することで、図２に示すような共
振波形を実現できる。なお、矩形波スイッチングに関し
ては後述する。
【００１９】この交流電圧を電力用圧電トランス３に入
力し、電力用圧電トランス３によって電圧変換し、整流
平滑回路４で直流電圧にして、負荷５に電力を供給す
る。
力し、電力用圧電トランス３によって電圧変換し、整流
平滑回路４で直流電圧にして、負荷５に電力を供給す
る。
【００２０】次に、図３を参照して、電力用圧電トラン
ス３について説明する。本発明では、電力用圧電トラン
ス３として厚み縦振動の電力用圧電トランスを用いる。
このような厚み縦振動の電力用圧電トランス３は、例え
ば、前述した米国特許第５，１１８，９８２号に開示さ
れている。厚み縦振動の電力用圧電トランス３は、厚さ
をｔ、厚さ方向の音波速度をＣt とすると、２次モード
の共振周波数ｆt2は約（Ｃt ／ｔ）に等しい。すなわ
ち、２次モードの共振周波数ｆt2と電力用圧電トランス
３の厚さｔは反比例する。このため、電力用圧電トラン
ス３を薄くすれば、つまり厚さｔを小さくすれば、２次
モードの共振周波数ｆt2が大きくなるので、単位体積当
たりの出力電力が大きくなる。例えば、厚さ方向の音波
速度Ｃt が約４０００ｍ／ｓで、厚さｔが２ｍｍのと
き、２次モードの共振周波数ｆt2＝２ＭＨｚとなり、面
積が１５ｍｍ×１５ｍｍでは約８Ｗの出力が可能であ
る。このことは、薄型、高周波化を同時に満たす。
ス３について説明する。本発明では、電力用圧電トラン
ス３として厚み縦振動の電力用圧電トランスを用いる。
このような厚み縦振動の電力用圧電トランス３は、例え
ば、前述した米国特許第５，１１８，９８２号に開示さ
れている。厚み縦振動の電力用圧電トランス３は、厚さ
をｔ、厚さ方向の音波速度をＣt とすると、２次モード
の共振周波数ｆt2は約（Ｃt ／ｔ）に等しい。すなわ
ち、２次モードの共振周波数ｆt2と電力用圧電トランス
３の厚さｔは反比例する。このため、電力用圧電トラン
ス３を薄くすれば、つまり厚さｔを小さくすれば、２次
モードの共振周波数ｆt2が大きくなるので、単位体積当
たりの出力電力が大きくなる。例えば、厚さ方向の音波
速度Ｃt が約４０００ｍ／ｓで、厚さｔが２ｍｍのと
き、２次モードの共振周波数ｆt2＝２ＭＨｚとなり、面
積が１５ｍｍ×１５ｍｍでは約８Ｗの出力が可能であ
る。このことは、薄型、高周波化を同時に満たす。
【００２１】次に、自励発振回路について説明する。電
力用圧電トランス３の交流出力電圧を、直接、位相反転
増幅回路６に入力し、その交流出力を駆動回路７に入力
する。これによって、電力用圧電トランス３の位相が０
°になる周波数ｆSWで電圧ゲインが１以上であれば、そ
の周波数で自励発振する。このときの電圧ゲインはピー
クの近傍である。厚み縦振動の電力用圧電トランス３
は、数ＭＨｚの高周波（ここでは２ＭＨｚ）で動作する
ので、位相反転増幅回路６や駆動回路７は数ＭＨｚに対
応するものでなくてはならない。尚、従来の高圧発生用
の圧電トランスは、数１０ｋＨｚのスイッチング周波数
なので、電力用圧電トランス３とは周波数帯域が異な
る。
力用圧電トランス３の交流出力電圧を、直接、位相反転
増幅回路６に入力し、その交流出力を駆動回路７に入力
する。これによって、電力用圧電トランス３の位相が０
°になる周波数ｆSWで電圧ゲインが１以上であれば、そ
の周波数で自励発振する。このときの電圧ゲインはピー
クの近傍である。厚み縦振動の電力用圧電トランス３
は、数ＭＨｚの高周波（ここでは２ＭＨｚ）で動作する
ので、位相反転増幅回路６や駆動回路７は数ＭＨｚに対
応するものでなくてはならない。尚、従来の高圧発生用
の圧電トランスは、数１０ｋＨｚのスイッチング周波数
なので、電力用圧電トランス３とは周波数帯域が異な
る。
【００２２】図４に本発明の第２の実施例による電力用
圧電トランスコンバータを示す。図示の電力用圧電トラ
ンスコンバータは、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を
利用した回路で、誤差増幅器２１と基準電圧２２とＰＷ
Ｍ回路２３とを有している点を除いて、図１に示したも
のと同様の構成を有する。整流平滑回路４の出力電圧と
基準電圧２２との誤差を誤差増幅器２１で増幅し、この
誤差増幅電圧でＰＷＭ回路２３が駆動回路７のパルス幅
を変化させる。これにより、スイッチング回路２のパル
ス幅（図２のオン時間ＴON）を変化させることで出力電
圧を制御する。
圧電トランスコンバータを示す。図示の電力用圧電トラ
ンスコンバータは、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を
利用した回路で、誤差増幅器２１と基準電圧２２とＰＷ
Ｍ回路２３とを有している点を除いて、図１に示したも
のと同様の構成を有する。整流平滑回路４の出力電圧と
基準電圧２２との誤差を誤差増幅器２１で増幅し、この
誤差増幅電圧でＰＷＭ回路２３が駆動回路７のパルス幅
を変化させる。これにより、スイッチング回路２のパル
ス幅（図２のオン時間ＴON）を変化させることで出力電
圧を制御する。
【００２３】図５に本発明の第３の実施例による電力用
圧電トランスコンバータを示す。図示の電力用圧電トラ
ンスコンバータは、周波数変調制御方式を利用した回路
で、誤差増幅器２１と基準電圧２２と周波数変調回路２
４とを有している点を除いて、図１に示したものと同様
の構成を有する。整流平滑回路４の出力電圧と基準電圧
２２との誤差を誤差増幅器２１で増幅し、この誤差増幅
電圧で周波数変調回路２４が次に述べるように自励発振
の周波数を変化させる。
圧電トランスコンバータを示す。図示の電力用圧電トラ
ンスコンバータは、周波数変調制御方式を利用した回路
で、誤差増幅器２１と基準電圧２２と周波数変調回路２
４とを有している点を除いて、図１に示したものと同様
の構成を有する。整流平滑回路４の出力電圧と基準電圧
２２との誤差を誤差増幅器２１で増幅し、この誤差増幅
電圧で周波数変調回路２４が次に述べるように自励発振
の周波数を変化させる。
【００２４】図６に図５に示した圧電トランスコンバー
タのオープンループの電圧ゲインと位相の周波数特性を
示す。周波数変調回路２４は、オープンループ特性の位
相が０°になるように、周波数をＡ点からＢ点へ変化さ
せる。このように、電力用圧電トランス３の周波数特性
を利用して出力電圧を制御する。ここで、周波数変調回
路２４は、抵抗器とコンデンサから成る周知の位相シフ
ト回路で簡単に実現できる。
タのオープンループの電圧ゲインと位相の周波数特性を
示す。周波数変調回路２４は、オープンループ特性の位
相が０°になるように、周波数をＡ点からＢ点へ変化さ
せる。このように、電力用圧電トランス３の周波数特性
を利用して出力電圧を制御する。ここで、周波数変調回
路２４は、抵抗器とコンデンサから成る周知の位相シフ
ト回路で簡単に実現できる。
【００２５】図７に本発明の第４の実施例による電力用
圧電トランスコンバータを示す。図示の電力用圧電トラ
ンスコンバータは、矩形波スイッチング方式の回路で、
スイッチング回路２の代わりに、２石のトランジスタ９
及び２６から成るスイッチング回路２５を使用し、駆動
回路７の代わりに、３つのインバータ２７、２８及び２
９から成る波形整形／位相シフト回路３０と、高耐圧駆
動回路３１と、低耐圧駆動回路３２とを有する回路を使
用している。この実施例では、矩形波を実現するために
２石のトランジスタ９及び２６を交互にスイッチングす
る。このために、波形整形／位相シフト回路３０は、位
相反転増幅回路６の出力交流信号をクロックに波形整形
し、更に位相をそれぞれ１８０°と３６０°とにずら
す。１８０°位相のずれた信号で高耐圧駆動回路３１が
スイッチング回路２５のトランジスタ２６をスイッチン
グし、３６０°位相のずれた信号で低耐圧駆動回路３２
がスイッチング回路２５のトランジスタ９をスイッチン
グする。
圧電トランスコンバータを示す。図示の電力用圧電トラ
ンスコンバータは、矩形波スイッチング方式の回路で、
スイッチング回路２の代わりに、２石のトランジスタ９
及び２６から成るスイッチング回路２５を使用し、駆動
回路７の代わりに、３つのインバータ２７、２８及び２
９から成る波形整形／位相シフト回路３０と、高耐圧駆
動回路３１と、低耐圧駆動回路３２とを有する回路を使
用している。この実施例では、矩形波を実現するために
２石のトランジスタ９及び２６を交互にスイッチングす
る。このために、波形整形／位相シフト回路３０は、位
相反転増幅回路６の出力交流信号をクロックに波形整形
し、更に位相をそれぞれ１８０°と３６０°とにずら
す。１８０°位相のずれた信号で高耐圧駆動回路３１が
スイッチング回路２５のトランジスタ２６をスイッチン
グし、３６０°位相のずれた信号で低耐圧駆動回路３２
がスイッチング回路２５のトランジスタ９をスイッチン
グする。
【００２６】図８に図７に示した電力用圧電トランスコ
ンバータの、スイッチング回路２５のトランジスタ２６
及び９のゲートに供給されるゲート電圧ｖG1及びｖG2の
波形と、圧電トランス３の入力電圧ｖ1 及び出力電圧ｖ
2 の波形を示す。
ンバータの、スイッチング回路２５のトランジスタ２６
及び９のゲートに供給されるゲート電圧ｖG1及びｖG2の
波形と、圧電トランス３の入力電圧ｖ1 及び出力電圧ｖ
2 の波形を示す。
【００２７】尚、７に示した電力用圧電トランスコンバ
ータの制御に関しては、図４及び図５に示したＰＷＭ制
御方式及び周波数変調制御方式を同様に利用できる。
ータの制御に関しては、図４及び図５に示したＰＷＭ制
御方式及び周波数変調制御方式を同様に利用できる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電力用圧電
トランスコンバータは、電力用圧電トランスを別電極な
しで自励発振させてスイッチング電源として動作させる
ことができる。また、ＰＷＭ及び周波数変調で出力電圧
を制御することができるので、電力用圧電トランスの特
性がばらついても、畝に共振周波数近傍でスイッチング
動作し、安定して出力電圧を制御することができる。
トランスコンバータは、電力用圧電トランスを別電極な
しで自励発振させてスイッチング電源として動作させる
ことができる。また、ＰＷＭ及び周波数変調で出力電圧
を制御することができるので、電力用圧電トランスの特
性がばらついても、畝に共振周波数近傍でスイッチング
動作し、安定して出力電圧を制御することができる。
【図１】本発明の第１の実施例による電力用圧電トラン
スコンバータを示す回路図である。
スコンバータを示す回路図である。
【図２】図１に示した電力用圧電トランスコンバータ中
の、スイッチング回路のトランジスタのゲートに供給さ
れるゲート電圧ｖG の波形と、圧電トランスの入力電圧
ｖ1 と出力電圧ｖ2 の波形を示す波形図である。
の、スイッチング回路のトランジスタのゲートに供給さ
れるゲート電圧ｖG の波形と、圧電トランスの入力電圧
ｖ1 と出力電圧ｖ2 の波形を示す波形図である。
【図３】厚み縦振動を用いた電力用圧電トランスを示す
図で、（ａ）は断面図、（ｂ）は斜視図である。
図で、（ａ）は断面図、（ｂ）は斜視図である。
【図４】本発明の第２の実施例による電力用圧電トラン
スコンバータを示す回路図である。
スコンバータを示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例による電力用圧電トラン
スコンバータを示す回路図である。
スコンバータを示す回路図である。
【図６】本発明による圧電トランスコンバータのオープ
ンループの電圧ゲインと位相の周波数特性を示す図であ
る。
ンループの電圧ゲインと位相の周波数特性を示す図であ
る。
【図７】本発明の第４の実施例による電力用圧電トラン
スコンバータを示す回路図である。
スコンバータを示す回路図である。
【図８】図７に示した電力用圧電トランスコンバータ中
の、スイッチング回路のトランジスタのゲートに供給さ
れるゲート電圧ｖG1及びｖG2の波形と、圧電トランスの
入力電圧ｖ1 と出力電圧ｖ2 の波形を示す波形図であ
る。
の、スイッチング回路のトランジスタのゲートに供給さ
れるゲート電圧ｖG1及びｖG2の波形と、圧電トランスの
入力電圧ｖ1 と出力電圧ｖ2 の波形を示す波形図であ
る。
１ 入力電源 ２ スイッチング回路 ３ 電力用圧電トランス ４ 整流平滑回路 ５ 負荷 ６ 位相反転増幅回路 ７ 駆動回路 ８ コイル ９ トランジスタ １０，１１ ダイオード １２，１３ コンデンサ １４〜１７ 抵抗器 １８，１９ コンデンサ ２０ トランジスタ ２１ 誤差増幅器 ２２ 基準電圧 ２３ ＰＷＭ回路 ２４ 周波数変調回路 ２５ スイッチング回路 ２６ トランジスタ ２７〜２９ インバータ ３０ 波形整形／位相シフト回路 ３１ 高耐圧駆動回路 ３２ 低耐圧駆動回路
Claims (3)
- 【請求項１】 入力直流電圧をスイッチングして交流信
号を発生するスイッチング手段と、 前記交流信号に応じて圧電振動を発生し伝達して前記交
流信号の電圧を変換する電力用圧電トランスと、 該電力用圧電トランスからの交流出力を整流平滑する整
流平滑手段と、 前記電力用圧電トランスの前記交流出力を位相反転して
増幅する位相反転増幅手段と、 該位相反転増幅手段の出力信号で前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段とを具備する電力用圧電トランスコ
ンバータ。 - 【請求項２】 前記整流平滑手段の出力電圧を検出し基
準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅手段と、 該誤差増幅手段の出力電圧に応じて前記駆動手段のパル
ス幅を変化させるパルス幅変調手段とを有し、 前記スイッチング手段のパルス幅を制御する、請求項１
記載の電力用圧電トランスコンバータ。 - 【請求項３】 前記整流平滑手段の出力電圧を検出し、
前記基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅手段と、 該誤差増幅手段の出力電圧によって自励発振の周波数を
変化させる周波数変調手段とを有し、 前記スイッチング手段の周波数を制御する、請求項１記
載の電力用圧電トランスコンバータ。
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- 1993-07-19 US US08/093,009 patent/US5329200A/en not_active Expired - Lifetime
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