JP3486691B2 - ブリッジ式リニア増幅器のスイッチモード電力供給装置 - Google Patents
ブリッジ式リニア増幅器のスイッチモード電力供給装置Info
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
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- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
従来の技術
ブリッジ式電力増幅器は、２つの供給端子のみを必要
とするような、とりわけ簡単な電力供給形式をとってい
る。
とするような、とりわけ簡単な電力供給形式をとってい
る。
このような増幅器は、歪みとノイズが非常に少ないにも
関わらず、広い帯域幅で数十キロワットという高電力を
提供する。前記の歪みとノイズは、磁気共振イメージン
グ（imaging）と同程度の精度を持つ理想的な増幅器を
つくるには不可欠である。また前記増幅器は電力効率が
悪いという固有の欠陥を持っている。このように効率が
悪い、すなわち効率が減少するということは、多くの半
導体材料をパスデバイスに使用したり、増幅器作動によ
る発熱と消費熱の吸収するために大きな熱シンクを使用
せざるを得ない。
関わらず、広い帯域幅で数十キロワットという高電力を
提供する。前記の歪みとノイズは、磁気共振イメージン
グ（imaging）と同程度の精度を持つ理想的な増幅器を
つくるには不可欠である。また前記増幅器は電力効率が
悪いという固有の欠陥を持っている。このように効率が
悪い、すなわち効率が減少するということは、多くの半
導体材料をパスデバイスに使用したり、増幅器作動によ
る発熱と消費熱の吸収するために大きな熱シンクを使用
せざるを得ない。
別の型の増幅器として、スイッチモードパルス幅変調
（PWM）増幅器というものがあるが、これを用いるとブ
リッジ式電力増幅器より電力効率を上げることは可能で
あるが、帯域幅と性能を大きく低下させてしまう。一般
的なPWM帯域幅は、多くの応用例が必要としている幅よ
り幅が狭くなってしまう。そこで必要な幅の帯域幅を得
るためにスイッチ周波数をメガヘルツの範囲で作動させ
ると、低い効率になってしまい実用的ではない。周波数
をメガヘルツの範囲で使用することは特に難しいし、出
力を数十キロワットの範囲にするならば、コストがかか
ってしまう。
（PWM）増幅器というものがあるが、これを用いるとブ
リッジ式電力増幅器より電力効率を上げることは可能で
あるが、帯域幅と性能を大きく低下させてしまう。一般
的なPWM帯域幅は、多くの応用例が必要としている幅よ
り幅が狭くなってしまう。そこで必要な幅の帯域幅を得
るためにスイッチ周波数をメガヘルツの範囲で作動させ
ると、低い効率になってしまい実用的ではない。周波数
をメガヘルツの範囲で使用することは特に難しいし、出
力を数十キロワットの範囲にするならば、コストがかか
ってしまう。
そこで、離れた位置に置いた２つのPWMバックモード
を用いた電力供給装置を典型的なトーテンポール（位相
幾何学）（ノンブリッジ式）リニア増幅器に電力を供給
するために使用することは実際の技術によく知られてい
る。２つのPWM供給装置を必要とするのに加えてブリッ
ジ構成は１つのみの供給装置を必要とし、この構成は過
度または不十分な作動効率または増幅器入力信号の予知
またはこれらの両者を必要とし、これにより必要な供給
電圧トランジェントを発生するときヘッドスタートを得
る。多くのシステムに用いることができるという認識の
唯一の方法とは、遅いPWM供給装置によって必要とされ
る応答時間（ms）の倍でけ、主増幅器信号を遅らすこと
である。しかし多くの使用例では、前記の増幅器信号の
遅延は好ましくない。そこで、PWMバック供給をより早
く行うことにより、普通コンバーターからの出力電圧リ
ップルは、調整される。低作動電流では出力リップル電
圧はサイクル飛ばしの現象が増大されるとき、スイッチ
ング副次高調波を含む。小さい出力電流を発生させるた
めにバックコンバータがほぼ０のデュティサイクルで作
動するときサイクルの欠損は普通行われることである。
を用いた電力供給装置を典型的なトーテンポール（位相
幾何学）（ノンブリッジ式）リニア増幅器に電力を供給
するために使用することは実際の技術によく知られてい
る。２つのPWM供給装置を必要とするのに加えてブリッ
ジ構成は１つのみの供給装置を必要とし、この構成は過
度または不十分な作動効率または増幅器入力信号の予知
またはこれらの両者を必要とし、これにより必要な供給
電圧トランジェントを発生するときヘッドスタートを得
る。多くのシステムに用いることができるという認識の
唯一の方法とは、遅いPWM供給装置によって必要とされ
る応答時間（ms）の倍でけ、主増幅器信号を遅らすこと
である。しかし多くの使用例では、前記の増幅器信号の
遅延は好ましくない。そこで、PWMバック供給をより早
く行うことにより、普通コンバーターからの出力電圧リ
ップルは、調整される。低作動電流では出力リップル電
圧はサイクル飛ばしの現象が増大されるとき、スイッチ
ング副次高調波を含む。小さい出力電流を発生させるた
めにバックコンバータがほぼ０のデュティサイクルで作
動するときサイクルの欠損は普通行われることである。
そこで、ブリッジ式リニア増幅器を用いた方法で、増
幅器への電力供給をするために多レベル信号トラッキン
グ電力供給装置を適用すると増幅器システムは固定直流
電力供給装置でＢ級の動作にわたって大きく改善され
る。前記適応については米国特許第4778452号公報や第5
045990号公報に記されている。従って、本発明の概念に
おいて、離れた位置に並列に置かれた多重PWMバックモ
ード供給装置とともに使用され、従来使用されていたPW
Mとブリッジ力線型電力増幅器に関する欠点を回避す
る、生産性の高い、安定した精度の増幅システムを提供
する。
幅器への電力供給をするために多レベル信号トラッキン
グ電力供給装置を適用すると増幅器システムは固定直流
電力供給装置でＢ級の動作にわたって大きく改善され
る。前記適応については米国特許第4778452号公報や第5
045990号公報に記されている。従って、本発明の概念に
おいて、離れた位置に並列に置かれた多重PWMバックモ
ード供給装置とともに使用され、従来使用されていたPW
Mとブリッジ力線型電力増幅器に関する欠点を回避す
る、生産性の高い、安定した精度の増幅システムを提供
する。
発明の概要
本発明は、並列に接続された複数個のPWMバック（buc
k）コンバータによって電力供給されるブリッジ式リニ
ア電力増幅器に関するものである。
k）コンバータによって電力供給されるブリッジ式リニ
ア電力増幅器に関するものである。
各コンバータは共通の入力電源から電力供給を受ける
ため、共通の対の出力端子に接続されている。一対の出
力端子はブリッジ式リニア増幅器の電力供給端子に接続
されている。前記バックコンバータは、変調基準信号で
変調される。これらの信号は任意の変換サイクルにおい
て複数個の変調波形が存在するように時間的に変化し、
これらの変調波形は時間の遅れを除けば全く同一のもの
であり、また１変換サイクルにわたって時間的に均等に
位相をずらされたものである。帰還制御増幅器は、各コ
ンバータの出力電圧を増幅器が必要とする供給電圧の大
きさと比較し、変調器を駆動して個々のPWMコンバータ
のそれぞれのスイッチングデュティサイクルを制御す
る。したがって、本発明の目的は数10キロワットの電力
を発生することが可能であり、かつ高効率で、安定した
精度の増幅方法を提供することである。
ため、共通の対の出力端子に接続されている。一対の出
力端子はブリッジ式リニア増幅器の電力供給端子に接続
されている。前記バックコンバータは、変調基準信号で
変調される。これらの信号は任意の変換サイクルにおい
て複数個の変調波形が存在するように時間的に変化し、
これらの変調波形は時間の遅れを除けば全く同一のもの
であり、また１変換サイクルにわたって時間的に均等に
位相をずらされたものである。帰還制御増幅器は、各コ
ンバータの出力電圧を増幅器が必要とする供給電圧の大
きさと比較し、変調器を駆動して個々のPWMコンバータ
のそれぞれのスイッチングデュティサイクルを制御す
る。したがって、本発明の目的は数10キロワットの電力
を発生することが可能であり、かつ高効率で、安定した
精度の増幅方法を提供することである。
本発明の別の目的は適度な価格の、駆動効率の高い電
力増幅器を提供することにある。
力増幅器を提供することにある。
さらに別の目的は、出力に最小値の容量とインダクタ
ンスを有するPWMバックコンバータを用いて十分に高速
なトラッキング信号を得、制御システムに事前認知を必
要としない電力増幅器を提供することである。
ンスを有するPWMバックコンバータを用いて十分に高速
なトラッキング信号を得、制御システムに事前認知を必
要としない電力増幅器を提供することである。
さらに、別の目的は、外部システムクロックに同期す
るクロック周波数を用いて前記増幅器の駆動周波数を一
定し、システムノイズにビート周波数が生じるのを防ぐ
ブリッジ式電力供給装置を提供することである。
るクロック周波数を用いて前記増幅器の駆動周波数を一
定し、システムノイズにビート周波数が生じるのを防ぐ
ブリッジ式電力供給装置を提供することである。
さらに、本発明の別の目的は、低駆動電流でのサイク
ル飛ばしで誘起されるノイズのスペクトル強度は、任意
の残余の供給リップル電流が同様な反復性の制御信号と
位相が合わないようになることによって減少されるよう
な、PWMバック電力供給コンバータを有するブリッジ式
リニア電力増幅器を提供することである。
ル飛ばしで誘起されるノイズのスペクトル強度は、任意
の残余の供給リップル電流が同様な反復性の制御信号と
位相が合わないようになることによって減少されるよう
な、PWMバック電力供給コンバータを有するブリッジ式
リニア電力増幅器を提供することである。
さらに、本発明の目的は、次の記載内容を読むことで
明らかになるだろう。
明らかになるだろう。
図面の簡単な説明
図１は、増幅器出力信号を発生させるために必要な増
幅器供給電圧とともに、本発明のブリッジ式リニア増幅
器からの代表的な出力電圧信号を示す代表的な組の波形
である。
幅器供給電圧とともに、本発明のブリッジ式リニア増幅
器からの代表的な出力電圧信号を示す代表的な組の波形
である。
図２は、本発明のブリッジ式リニア電力増幅システム
のブロック線図である。共通の負荷を形成し増幅器の電
力供給端子に接続された一群のPWMバックコンバータを
示す。
のブロック線図である。共通の負荷を形成し増幅器の電
力供給端子に接続された一群のPWMバックコンバータを
示す。
図３は、並列に動作し個々のスイッチ駆動信号に従動
する４つのPWMバックコンバータに供給される１組の変
調波と、バックコンバータに発生されるインダクター電
流と、電力増幅器の電力入力に供給される合成インダク
ター電流を示す。
する４つのPWMバックコンバータに供給される１組の変
調波と、バックコンバータに発生されるインダクター電
流と、電力増幅器の電力入力に供給される合成インダク
ター電流を示す。
図４ つながれた回路と、図２に示したPWM制御部に
使われているデジタル同調入力信号により位相同調する
ピアスオシレーターのブロック図である。
使われているデジタル同調入力信号により位相同調する
ピアスオシレーターのブロック図である。
図５ ランダムノイズ発生器の回路図で、前記発生器
はバックコンバータに送り込まれる変調信号のために制
御電圧を発生させるもので、また図２に示したPWM制御
部の一部を構成するものである。
はバックコンバータに送り込まれる変調信号のために制
御電圧を発生させるもので、また図２に示したPWM制御
部の一部を構成するものである。
好ましい実施例の記載
理想的な好ましい具体例が図示されているが、開示さ
れたような形に本発明を限定するつもりではない。むし
ろ前記具体例は、当業技術分野の通常の技術者が本発明
を利用できるようにするために、また、本発明の原理を
最もよく説明するために、記載されたものである。
れたような形に本発明を限定するつもりではない。むし
ろ前記具体例は、当業技術分野の通常の技術者が本発明
を利用できるようにするために、また、本発明の原理を
最もよく説明するために、記載されたものである。
図１では、理想的な増幅器供給電圧101を示し、これ
により生じる増幅器出力電圧102をあらわしている。
により生じる増幅器出力電圧102をあらわしている。
供給電圧は、増幅器出力電圧よりわずかに大きい。供給
電圧が大きければ大きいほど、電力増幅器の出力装置で
放散される電圧が大きいに違いない。また、増幅器は制
御可能であるためには或る損失電圧を必要としているの
で、供給される電圧と増幅器の出力電圧の差を０にする
ことは、不可能である。
電圧が大きければ大きいほど、電力増幅器の出力装置で
放散される電圧が大きいに違いない。また、増幅器は制
御可能であるためには或る損失電圧を必要としているの
で、供給される電圧と増幅器の出力電圧の差を０にする
ことは、不可能である。
さらにまた、供給電圧の付加的損失の要因として、増
幅器内のインピーダンスがあげられる。このインピーダ
ンスは供給電圧と増幅システムの出力電圧との間に必然
的に差を生じさせる。したがって、この損失電圧すなわ
ち増幅器の消費を最小化するには、トラッキング供給を
より正確に行うことが必要である。明らかに、増幅器の
電圧の電力需要の変化が速ければ速いほど、トラッキン
グ電力供給は早くなる。スイッチング電力供給によって
は、スイッチング素子の抵抗が小さくスイッチング時で
の損失が少なければ、高効率にすることができる。スイ
ッチングでの損失は駆動周波数に比例するものであり、
作動周波数を高くしていくと、損失は受入れ不可能にな
るまで限界なく増え続けていくと考えられるからであ
る。バックトポロジー（Topology）は、電流を０に近づ
けた状態で出力電圧の値をほぼ０にするように制御する
にはよく適している。バックコンバータの最大出力電圧
は供給入力電圧に制限される。本発明の増幅システムで
は200Aで約200Vの電圧を発生させることが望ましい。電
力供給装置から要求される最小電圧は、100mAの電流で
約10Vのオーダーの、小さい作動電圧である。したがっ
て、コンバータの出力の動的電力比は約４万倍（40,000
x）と極めて大きい。磁気共振イメージング（imaging）
のようなある適用例では、出力電圧はマイクロ秒あたり
40vで交番することが要求される。これは、コンバータ
が約75KHz程度の電力帯域幅を有することを表わす。前
記75KHzの帯域幅にするためにはスイッチング周波数が
約1MHzであることが必要である。しかし、このような高
いスイッチング周波数に設定すると、スイッチンングの
際の損失はまったく受入不可能な大きさになってしま
う。反対に前記スイッチ周波数が低く設定すると、コン
バータ出力からスイッチング波を取りだすことは困難と
なる。
幅器内のインピーダンスがあげられる。このインピーダ
ンスは供給電圧と増幅システムの出力電圧との間に必然
的に差を生じさせる。したがって、この損失電圧すなわ
ち増幅器の消費を最小化するには、トラッキング供給を
より正確に行うことが必要である。明らかに、増幅器の
電圧の電力需要の変化が速ければ速いほど、トラッキン
グ電力供給は早くなる。スイッチング電力供給によって
は、スイッチング素子の抵抗が小さくスイッチング時で
の損失が少なければ、高効率にすることができる。スイ
ッチングでの損失は駆動周波数に比例するものであり、
作動周波数を高くしていくと、損失は受入れ不可能にな
るまで限界なく増え続けていくと考えられるからであ
る。バックトポロジー（Topology）は、電流を０に近づ
けた状態で出力電圧の値をほぼ０にするように制御する
にはよく適している。バックコンバータの最大出力電圧
は供給入力電圧に制限される。本発明の増幅システムで
は200Aで約200Vの電圧を発生させることが望ましい。電
力供給装置から要求される最小電圧は、100mAの電流で
約10Vのオーダーの、小さい作動電圧である。したがっ
て、コンバータの出力の動的電力比は約４万倍（40,000
x）と極めて大きい。磁気共振イメージング（imaging）
のようなある適用例では、出力電圧はマイクロ秒あたり
40vで交番することが要求される。これは、コンバータ
が約75KHz程度の電力帯域幅を有することを表わす。前
記75KHzの帯域幅にするためにはスイッチング周波数が
約1MHzであることが必要である。しかし、このような高
いスイッチング周波数に設定すると、スイッチンングの
際の損失はまったく受入不可能な大きさになってしま
う。反対に前記スイッチ周波数が低く設定すると、コン
バータ出力からスイッチング波を取りだすことは困難と
なる。
図３は、図２に示した４つのバックモードコンバータ
202を用いて実施した際の波形図である。このシステム
に使われているバックモードコンバータ202の数は、図
２にも示したブリッジ式電力増幅器203の所望最大出力
に依存する。また図３の線図の頂部には、変調器電圧と
制御電圧すなわち各パルスの幅変調器に与えられる信号
が示されている。前記各電圧（変調器電圧と制御電圧）
は、前記各バックコンバータの各々に、パルス幅変調ス
イッチ駆動信号S1、S2、S3、S4を発生させる。前記各バ
ックコンバータは、コンバータの各々に対して図示した
時間遅延順序で、インダクター電流I1、I2、I3、I4を順
番に発生させる。前記電流は、ブリッジ式増幅器に流れ
る総インダクター電流313として総計される。各コンバ
ータのスイッチドライブ信号は305、306、307、308によ
ってそれぞれ示されており、コンバータのそれぞれによ
って発生された誘導電流すなわちインダクター電流は４
つのコンバータそれぞれに線309、310、311、312で示さ
れている。このような時間介挿（多位相コンバータ）を
用いると、有効作動周波数を個々の作動周波数の和であ
り、実質的出力電流リップルは激減される。これによ
り、要求される減衰に対応して出力フィルタの出力キャ
パシタンスを減らすことが可能となる。結果として、経
済的に安く構成された複数のバックコンバータを用い
て、必要とされる広い帯域幅を得ることができる。
202を用いて実施した際の波形図である。このシステム
に使われているバックモードコンバータ202の数は、図
２にも示したブリッジ式電力増幅器203の所望最大出力
に依存する。また図３の線図の頂部には、変調器電圧と
制御電圧すなわち各パルスの幅変調器に与えられる信号
が示されている。前記各電圧（変調器電圧と制御電圧）
は、前記各バックコンバータの各々に、パルス幅変調ス
イッチ駆動信号S1、S2、S3、S4を発生させる。前記各バ
ックコンバータは、コンバータの各々に対して図示した
時間遅延順序で、インダクター電流I1、I2、I3、I4を順
番に発生させる。前記電流は、ブリッジ式増幅器に流れ
る総インダクター電流313として総計される。各コンバ
ータのスイッチドライブ信号は305、306、307、308によ
ってそれぞれ示されており、コンバータのそれぞれによ
って発生された誘導電流すなわちインダクター電流は４
つのコンバータそれぞれに線309、310、311、312で示さ
れている。このような時間介挿（多位相コンバータ）を
用いると、有効作動周波数を個々の作動周波数の和であ
り、実質的出力電流リップルは激減される。これによ
り、要求される減衰に対応して出力フィルタの出力キャ
パシタンスを減らすことが可能となる。結果として、経
済的に安く構成された複数のバックコンバータを用い
て、必要とされる広い帯域幅を得ることができる。
図２に示されている全体にわたる増幅器システムを参
照すると、バックコンバータ202は並列に接続され、そ
れぞれ１、２、３…Ｎと番号が付けられている。この番
号は、このように並列接続されるコンバータの特定の番
号をあらわしている。前記各コンバータ番号は、ブリッ
ジ式増幅器203に接続された所要電力入力に関してコン
バータの利用出力に依存する。図３は、本発明の実施例
として、４つの前記バックコンバータを用いた簡単な電
流線図である。これは、ブリッジ式増幅器の駆動周波数
を最大2MHz発生させることを理解させるための１つの例
である。実際には８つの250kHzのバックコンバータ202
が用いられ、並列に接続される。各コンバータ102はMOS
FETスイッチ207と、フリーフィーリングダイオード20
8、出力コイルすなわちインダクター209、入力バイパス
コンデンサ211と、出力コンデンンサ210で構成されてい
る。図２で個々の出力コンデンサ210が記載されている
が、前記コンデンサは並列で使用されているので、各回
路で一つのコンデンサとなり得る。また、各バックコン
バータ202は、ブリッジ式増幅器の全ての所要出力電流
の一部を発生させれば良い。例えば、総出力が200Aのと
き８つのバックコンバータは、総出力電流という条件に
応じて個々に電流25Aを発生することが必要とされる。2
5Aの電流が流れるインダクタ209を構成することは非常
に簡単であり、200Aという総出力電流を統御する１つの
大きなインダクタンスを持つインダクタを用いるよりも
コンパクトである。
照すると、バックコンバータ202は並列に接続され、そ
れぞれ１、２、３…Ｎと番号が付けられている。この番
号は、このように並列接続されるコンバータの特定の番
号をあらわしている。前記各コンバータ番号は、ブリッ
ジ式増幅器203に接続された所要電力入力に関してコン
バータの利用出力に依存する。図３は、本発明の実施例
として、４つの前記バックコンバータを用いた簡単な電
流線図である。これは、ブリッジ式増幅器の駆動周波数
を最大2MHz発生させることを理解させるための１つの例
である。実際には８つの250kHzのバックコンバータ202
が用いられ、並列に接続される。各コンバータ102はMOS
FETスイッチ207と、フリーフィーリングダイオード20
8、出力コイルすなわちインダクター209、入力バイパス
コンデンサ211と、出力コンデンンサ210で構成されてい
る。図２で個々の出力コンデンサ210が記載されている
が、前記コンデンサは並列で使用されているので、各回
路で一つのコンデンサとなり得る。また、各バックコン
バータ202は、ブリッジ式増幅器の全ての所要出力電流
の一部を発生させれば良い。例えば、総出力が200Aのと
き８つのバックコンバータは、総出力電流という条件に
応じて個々に電流25Aを発生することが必要とされる。2
5Aの電流が流れるインダクタ209を構成することは非常
に簡単であり、200Aという総出力電流を統御する１つの
大きなインダクタンスを持つインダクタを用いるよりも
コンパクトである。
図示されているＮチャンネルMOSFETスイッチ207を用
いて２つの基本的なバックコンバータの論理回路（ropo
logy）を作ることができる。図２に示されている論理回
路うち一方は幾つかのMOSFETのゲートドライバーの実行
を容易にするために用いられている。もう一方の基本的
なバックコンバータ論理回路で、プラス側の供給節点に
ＮチャンネルMOSFETドレン端子を配置し、インダクター
ダイード節点（209、208）につながれているMOSFETソー
ス端子を配置している。インダクタ209は図２に示され
ているようなマイナス端子ではなく、図２には示されて
いないが正端子に接続されて、記載したが図示していな
いバックコンバータ論理回路には、各位相のゲートドラ
イバーに対して別々の供給装置と、普通の位相の全ての
制御を行う制御部206から非常に高いdV/dtを有するイン
ターフェース（回路）を経てくる信号、すなわち非常に
コストが高くて複雑なゲート駆動信号の結合が必要であ
る。並列接続のバックコンバータ202用の単一の電力供
給装置は、主な直流電力供給装置201から180Vから200V
の範囲の電力を供給される。図２に示すように、PWM制
御部206によりコンバータ202の位相制御がなされる。増
幅器駆動制御205は米国特許第３、808545号公報に記載
されているタイプのものが一般的である。前記制御部20
5はブリッジ式増幅器203と制御部206の間に接続されて
いる。増幅器駆動制御部205は、PWM制御部206を作動さ
せる要求信号101を発生させる。この制御部206はバック
コンバータ202を介して、入力電流をブリッジ式増幅器
に送る。
いて２つの基本的なバックコンバータの論理回路（ropo
logy）を作ることができる。図２に示されている論理回
路うち一方は幾つかのMOSFETのゲートドライバーの実行
を容易にするために用いられている。もう一方の基本的
なバックコンバータ論理回路で、プラス側の供給節点に
ＮチャンネルMOSFETドレン端子を配置し、インダクター
ダイード節点（209、208）につながれているMOSFETソー
ス端子を配置している。インダクタ209は図２に示され
ているようなマイナス端子ではなく、図２には示されて
いないが正端子に接続されて、記載したが図示していな
いバックコンバータ論理回路には、各位相のゲートドラ
イバーに対して別々の供給装置と、普通の位相の全ての
制御を行う制御部206から非常に高いdV/dtを有するイン
ターフェース（回路）を経てくる信号、すなわち非常に
コストが高くて複雑なゲート駆動信号の結合が必要であ
る。並列接続のバックコンバータ202用の単一の電力供
給装置は、主な直流電力供給装置201から180Vから200V
の範囲の電力を供給される。図２に示すように、PWM制
御部206によりコンバータ202の位相制御がなされる。増
幅器駆動制御205は米国特許第３、808545号公報に記載
されているタイプのものが一般的である。前記制御部20
5はブリッジ式増幅器203と制御部206の間に接続されて
いる。増幅器駆動制御部205は、PWM制御部206を作動さ
せる要求信号101を発生させる。この制御部206はバック
コンバータ202を介して、入力電流をブリッジ式増幅器
に送る。
PWM制御部206は第４図に示す同調器を含んで構成され
る。図４のピアス発振器405はデータクロックからのい
かなる入力もなしに所期の周波数で発振する。データク
ロック信号が送られると、発振器出力はデータクロック
の高調波に関連する特異な位相であるととらえる。な
お、前記高調波とは発振器のフリーランニング周波数で
ある。ここで、データクロックの高調波が発振器のフリ
ーランニング周波数に近い値である限り、周波数の整数
倍の大きな数に位相を固定することができる。LC直列共
振器404は発振器の周波数に共振し、任意の適当な副次
高調波によって励振される。図４にある回路402は、制
御された幅のパルスを発生し、これにより共振器404を
励振する。すなわち回路402は、前記データクロックか
ら送られてきたパルスをトリガーして片エッジのパルス
にする。このことはデュティサイクル感度を排除する。
共振器404の共振の鋭さＱは、共振器がCMOSバッファ403
のような低い抵抗源からのパルスで駆動され得るように
できるだけ高い値に維持されている。ここで、発振器40
5に正弦波状の電流を送る方法を用いて、波形が滑らか
で非常に早い状態で位相をロックさせれば、ロックアッ
プ中発振器から多数のエッジ出力を除くことができ、位
相ロックは円滑であり、また非常に高い。周期信号は図
に示されているワードクロックによって発生される。図
３で示されているコンバータの変調波形（301−304）は
図４のように多位相変調電圧発生器406の駆動により発
生されたものである。同期された発振器のクロック入力
は移相した50％デュティサイクルの一群のパルスを発生
する。これらのパルスはついで図３に示すような三角波
に変換される。また、前記比較器の１つの入力端子には
前記三角波が加えられ、比較器の他の入力端子には図３
に示す制御電圧が加えられる。適当な制御信号電圧と結
合されるとき比較器の出力には一組の幅変調パルス（30
5〜308）がある。これらのパルスは高速発振器を介して
ゲートドライバーを駆動するように個々に結合され、ゲ
ートドライバーはついで図２に示すMOEET207を駆動す
る。
る。図４のピアス発振器405はデータクロックからのい
かなる入力もなしに所期の周波数で発振する。データク
ロック信号が送られると、発振器出力はデータクロック
の高調波に関連する特異な位相であるととらえる。な
お、前記高調波とは発振器のフリーランニング周波数で
ある。ここで、データクロックの高調波が発振器のフリ
ーランニング周波数に近い値である限り、周波数の整数
倍の大きな数に位相を固定することができる。LC直列共
振器404は発振器の周波数に共振し、任意の適当な副次
高調波によって励振される。図４にある回路402は、制
御された幅のパルスを発生し、これにより共振器404を
励振する。すなわち回路402は、前記データクロックか
ら送られてきたパルスをトリガーして片エッジのパルス
にする。このことはデュティサイクル感度を排除する。
共振器404の共振の鋭さＱは、共振器がCMOSバッファ403
のような低い抵抗源からのパルスで駆動され得るように
できるだけ高い値に維持されている。ここで、発振器40
5に正弦波状の電流を送る方法を用いて、波形が滑らか
で非常に早い状態で位相をロックさせれば、ロックアッ
プ中発振器から多数のエッジ出力を除くことができ、位
相ロックは円滑であり、また非常に高い。周期信号は図
に示されているワードクロックによって発生される。図
３で示されているコンバータの変調波形（301−304）は
図４のように多位相変調電圧発生器406の駆動により発
生されたものである。同期された発振器のクロック入力
は移相した50％デュティサイクルの一群のパルスを発生
する。これらのパルスはついで図３に示すような三角波
に変換される。また、前記比較器の１つの入力端子には
前記三角波が加えられ、比較器の他の入力端子には図３
に示す制御電圧が加えられる。適当な制御信号電圧と結
合されるとき比較器の出力には一組の幅変調パルス（30
5〜308）がある。これらのパルスは高速発振器を介して
ゲートドライバーを駆動するように個々に結合され、ゲ
ートドライバーはついで図２に示すMOEET207を駆動す
る。
電力増幅器の或る適用例では、供給入力波形をデジタ
ル的に形成するサンプルデータシステムを使用し、入力
に同期してシステム出力を処理するものがある。前記シ
ステムの出力に生じる少量の高周波数ノイズはデータ周
波数の多数倍の大きさの周波数が高周波数ノイズと結合
されるとき、小さいが、ビート周波数と呼ばれる重要な
影響をもたらす信号を発生させる。ここで、図４に示す
ようにトラッキングコンバータをデータクロックに位相
ロックさせることによってこの「ビート」乱れを０（ゼ
ロ）周波数にを減少することができる。
ル的に形成するサンプルデータシステムを使用し、入力
に同期してシステム出力を処理するものがある。前記シ
ステムの出力に生じる少量の高周波数ノイズはデータ周
波数の多数倍の大きさの周波数が高周波数ノイズと結合
されるとき、小さいが、ビート周波数と呼ばれる重要な
影響をもたらす信号を発生させる。ここで、図４に示す
ようにトラッキングコンバータをデータクロックに位相
ロックさせることによってこの「ビート」乱れを０（ゼ
ロ）周波数にを減少することができる。
PWM制御部206は、図５に示すようなノイズ発生器を含
めて構成されている。図５の電圧エラー増幅回路501
は、制御電圧を発生する。この制御電圧は図３に示した
パルス幅が変調されたパルス305−308を発生させるため
に用いられる。図５に示したデジタルスードー（pseud
o）ランダム（PRN）発生器506は電圧エラー増幅器回路5
01に信号源を送る。バイパスフィルタ505は、ソースの
直流出力部分を取り除くために、すなわち振幅分布をガ
ウスの分布形により近付けるために用いられている。RC
回路504によって発生され増幅器の仮想グランドに流れ
込む信号の時定数が、増幅回路501の帰還回路を構成す
るRC回路の時定数と同じであれば、電圧エラー増幅器回
路501の出力にノイズ源と全く同一のノイズのスペクト
ルを作ることが可能である。またRC回路504は、遅延フ
ィードバックレジスタ（Rlfb）と遅延フィードバックコ
ンデンサ（Clfb）を有する。前記抵抗の値はある定数の
乗数であり、前記コンデンサの値はレベル測定に用いら
れているある定数から除算されたものである。高周波数
供給装置で極低出力電流で制御することが必要なとき、
前記制御部がサイクル飛ばしを引き起こすことを必要と
する場合がある。さらに問題であるのは、必要とされる
出力電流が、スイッチ１サイクルあたりに運ばれるスイ
ッチの最少電荷の作動周波数倍よりも少ないことであ
る。バックコンバータスイッチが動作する毎に、ある最
小量の電荷が出力回路に運ばれる。制御部はこの電荷を
減らすことができないので、唯一できることは、スイッ
チ動作のいくらかを遅らせることによって移動される電
荷の割合を減らすことである。すなわち、サイクルが周
期的に飛ばされ、これによって出力波形上に副次高調リ
ップルが生じることが起こりやすい。コンバータの出力
フィルタはリップル周波数が減ると効果的に働かない。
この供給ノイズは増幅器によっても完全には除かれず、
出力信号に低いレベルとなってあらわれる。そのため、
いくつかの適用例では出力信号に周期的なノイズを含ん
でいるためしばしば甚大な影響を受ける。
めて構成されている。図５の電圧エラー増幅回路501
は、制御電圧を発生する。この制御電圧は図３に示した
パルス幅が変調されたパルス305−308を発生させるため
に用いられる。図５に示したデジタルスードー（pseud
o）ランダム（PRN）発生器506は電圧エラー増幅器回路5
01に信号源を送る。バイパスフィルタ505は、ソースの
直流出力部分を取り除くために、すなわち振幅分布をガ
ウスの分布形により近付けるために用いられている。RC
回路504によって発生され増幅器の仮想グランドに流れ
込む信号の時定数が、増幅回路501の帰還回路を構成す
るRC回路の時定数と同じであれば、電圧エラー増幅器回
路501の出力にノイズ源と全く同一のノイズのスペクト
ルを作ることが可能である。またRC回路504は、遅延フ
ィードバックレジスタ（Rlfb）と遅延フィードバックコ
ンデンサ（Clfb）を有する。前記抵抗の値はある定数の
乗数であり、前記コンデンサの値はレベル測定に用いら
れているある定数から除算されたものである。高周波数
供給装置で極低出力電流で制御することが必要なとき、
前記制御部がサイクル飛ばしを引き起こすことを必要と
する場合がある。さらに問題であるのは、必要とされる
出力電流が、スイッチ１サイクルあたりに運ばれるスイ
ッチの最少電荷の作動周波数倍よりも少ないことであ
る。バックコンバータスイッチが動作する毎に、ある最
小量の電荷が出力回路に運ばれる。制御部はこの電荷を
減らすことができないので、唯一できることは、スイッ
チ動作のいくらかを遅らせることによって移動される電
荷の割合を減らすことである。すなわち、サイクルが周
期的に飛ばされ、これによって出力波形上に副次高調リ
ップルが生じることが起こりやすい。コンバータの出力
フィルタはリップル周波数が減ると効果的に働かない。
この供給ノイズは増幅器によっても完全には除かれず、
出力信号に低いレベルとなってあらわれる。そのため、
いくつかの適用例では出力信号に周期的なノイズを含ん
でいるためしばしば甚大な影響を受ける。
そこで、ノイズのような信号を帰還すなわちエラー増
幅器回路501と供給装置の帰還回路502とで構成されてい
る制御ループを通すことにより、サイクル飛ばしの現象
を無作為（ランダム）化することができる。制御ループ
への入力信号は、微分レシーバー503によって送り込ま
れたものである。前記微分レシーバーは周波数を強調さ
せ、電力増幅器電圧の要求信号を制限する。
幅器回路501と供給装置の帰還回路502とで構成されてい
る制御ループを通すことにより、サイクル飛ばしの現象
を無作為（ランダム）化することができる。制御ループ
への入力信号は、微分レシーバー503によって送り込ま
れたものである。前記微分レシーバーは周波数を強調さ
せ、電力増幅器電圧の要求信号を制限する。
ブリッジ式リニア増幅器203は、回路204につながれ、
シングルソース電力供給装置によって電力を供給されて
いる。前記シングルソース電力供給装置は多重並列に接
続された複数のPWNバックコンバータ202を通して調節さ
れている。そして、ブリッジ式リニア増幅器203は低コ
ストで非常に高速という点で高効率の増幅システムを提
供している。増幅器駆動制御部205は、制御部206がバッ
クコンバータ202のMOSFETを正確にスイッチングができ
るようにする。これによりバックコンバータ202は図３
に示すようにブリッジ式増幅器に正確な増加分を含めた
入力電流を送る。この増加分は負荷204によってアンプ
に課せられる要求レベルに依存する。したがって、各コ
ンバータ202の変調周波数は、効果的なスイッチモード
供給出力フィルタ209、210を構成することができるのに
充分な高さの周波数に設定することができる。すなわち
フィルタの通過幅は最高速の電流が出力できるのに充分
な大きさにすることができる。本発明は記載している細
部に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載の
範囲内において適宜変更できるものである。
シングルソース電力供給装置によって電力を供給されて
いる。前記シングルソース電力供給装置は多重並列に接
続された複数のPWNバックコンバータ202を通して調節さ
れている。そして、ブリッジ式リニア増幅器203は低コ
ストで非常に高速という点で高効率の増幅システムを提
供している。増幅器駆動制御部205は、制御部206がバッ
クコンバータ202のMOSFETを正確にスイッチングができ
るようにする。これによりバックコンバータ202は図３
に示すようにブリッジ式増幅器に正確な増加分を含めた
入力電流を送る。この増加分は負荷204によってアンプ
に課せられる要求レベルに依存する。したがって、各コ
ンバータ202の変調周波数は、効果的なスイッチモード
供給出力フィルタ209、210を構成することができるのに
充分な高さの周波数に設定することができる。すなわち
フィルタの通過幅は最高速の電流が出力できるのに充分
な大きさにすることができる。本発明は記載している細
部に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載の
範囲内において適宜変更できるものである。
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フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭54−57941（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−40307（ＪＰ，Ａ)
特表 平６−502969（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/00 - 3/72
Claims (11)
- 【請求項１】電力入力部を有する電力増幅器と、直流電
力供給装置に並列に接続された複数個のパルス幅変調型
スイッチモード電力コンバータ手段を有し、前記パルス
幅変調型スイッチモード電力コンバータ手段の各々は前
記増幅器への電力需要をトラッキングし、前記パルス幅
変調型スイッチモード電力コンバータ手段の全てが集合
的に前記電力供給装置からの電流を前記増幅器電力入力
に出力するものである増幅器電力供給回路。 - 【請求項２】前記増幅器がブリッジ式タイプである請求
項１の増幅器電力供給回路。 - 【請求項３】前記増幅器が信号共通に出力端子を有する
請求項１の増幅器電力供給回路。 - 【請求項４】前記各パルス幅変調型スイッチモード電力
コンバータ手段が、各コンバータに供給された個々の電
流発生位相選択モードで動作し、これにより出力リップ
ルを最小化し、前記コンバータ手段の総出力電流の有効
スイッチング比を増加させることを特徴とする請求項１
の増幅器電力供給回路。 - 【請求項５】前記各パルス幅変調型スイッチモード電力
コンバータ手段がスイッチモード供給出力フィルタを備
え、電力入力部で前記増幅器で要する最高速の電流の出
力を行う請求項４の増幅器電力供給回路。 - 【請求項６】前記各パルス幅変調型スイッチモード電力
コンバータ手段がバック駆動トポロジーを利用したもの
である請求項４の増幅器電力供給回路。 - 【請求項７】前記各パルス幅変調型スイッチモード電力
コンバータ手段が、パルス幅変調駆動信号を受け入れる
３つの端子スイッチ手段と、前記電力供給の装置の１の
端子に接続するために共通の制御端子を有することとを
具備する請求項６の増幅器電力供給回路。 - 【請求項８】前記各パルス幅変調型スイッチモード電力
コンバータ手段が、サンプルデータ入力のデータ比に合
わせて位相をロックする駆動周波数をもつ請求項１の増
幅器電力供給回路。 - 【請求項９】前記増幅器の電力入力需要を検知し、これ
に応答して前記各パルス幅変調型スイッチモード電力コ
ンバータ手段に対し前記パルス幅変調駆動信号を発生す
るパルス幅変調制御手段を備え、この制御手段は自走発
振器と位相ロック回路を有し、この回路はデータレート
クロックパルスによって励振される共振回路を有し、前
記パルス幅変調スイッチ駆動信号を発生するに際し前記
発振器を同期化させる請求項８の増幅器電力供給回路。 - 【請求項１０】前記制御手段が、前記発振器によって作
られる変調電圧に関して前記パルス幅変調スイッチ駆動
信号を形成する制御電圧を供給するノイズ発生手段を備
え、前記ノイズ発生手段が前記制御手段の１部を形成す
る供給制御ループに入れるランダムノイズ信号を発生
し、これにより前記集合出力電流の低い値で増幅器電力
供給回路動作をランダム化させる請求項９の増幅器電力
供給回路。 - 【請求項１１】前記ノイズ発生器がデジタルスードー
（Pseudo）ランダムタイプである請求項10の増幅器電力
供給回路。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US16006893A | 1993-11-30 | 1993-11-30 | |
| US08/160,068 | 1993-11-30 | ||
| PCT/US1994/010690 WO1995015612A1 (en) | 1993-11-30 | 1994-09-21 | Switch-mode power supply for a bridged linear amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09505963A JPH09505963A (ja) | 1997-06-10 |
| JP3486691B2 true JP3486691B2 (ja) | 2004-01-13 |
Family
ID=22575387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51559495A Expired - Lifetime JP3486691B2 (ja) | 1993-11-30 | 1994-09-21 | ブリッジ式リニア増幅器のスイッチモード電力供給装置 |
Country Status (16)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5513094A (ja) |
| EP (1) | EP0732004B1 (ja) |
| JP (1) | JP3486691B2 (ja) |
| KR (1) | KR100314358B1 (ja) |
| CN (1) | CN1058588C (ja) |
| AU (1) | AU683308B2 (ja) |
| BR (1) | BR9408193A (ja) |
| CA (1) | CA2175800C (ja) |
| DE (1) | DE69409968T2 (ja) |
| DK (1) | DK0732004T3 (ja) |
| ES (1) | ES2118442T3 (ja) |
| FI (1) | FI962262A (ja) |
| NO (1) | NO962190L (ja) |
| RU (1) | RU2155439C2 (ja) |
| TW (1) | TW340271B (ja) |
| WO (1) | WO1995015612A1 (ja) |
Families Citing this family (49)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19734045C2 (de) * | 1997-08-06 | 1999-06-17 | Siemens Ag | Leistungsverstärker und Kernspintomograph |
| US6201395B1 (en) * | 1997-11-04 | 2001-03-13 | Crown Audio, Inc. | Dual mode gradient coil system |
| US6023193A (en) * | 1998-05-01 | 2000-02-08 | Qsc Audio Products, Inc. | High power bridge amplifier |
| US6031746A (en) * | 1998-09-04 | 2000-02-29 | General Electric Company | Switching amplifier for generating continuous arbitrary waveforms for magnetic resonance imaging coils |
| US6111440A (en) * | 1999-01-14 | 2000-08-29 | National Semiconductor Corporation | Circuit for generating interleaved ramped voltage signals having uniform, controlled maximum amplitude |
| US6169433B1 (en) | 1999-01-14 | 2001-01-02 | National Semiconductor Corporation | Method and apparatus using feedback to generate a ramped voltage with controlled maximum amplitude |
| US6094035A (en) * | 1999-08-20 | 2000-07-25 | Gain Technology Corporation | Amplifying power converter circuits |
| US6278263B1 (en) | 1999-09-01 | 2001-08-21 | Intersil Corporation | Multi-phase converter with balanced currents |
| US6229293B1 (en) | 1999-10-08 | 2001-05-08 | National Semiconductor Corporation | DC-to-DC converter with current mode switching controller that produces ramped voltage with adjustable effective ramp rate |
| US6137274A (en) * | 2000-02-02 | 2000-10-24 | National Semiconductor Corporation | Switching DC-to-DC converter and conversion method with current sharing between paralleled channels |
| US6882219B2 (en) | 2000-03-31 | 2005-04-19 | Ling Dynamic Systems | High frequency switch-mode power amplifier |
| GB2360889B (en) * | 2000-03-31 | 2004-04-28 | Ling Dynamic Systems | High frequency switch-mode power amplifier |
| WO2002078179A2 (en) * | 2001-03-26 | 2002-10-03 | Harman International Industries Incorporated | Digital signal processor enhanced pulse width modulation amplifier |
| US6510068B1 (en) | 2001-07-17 | 2003-01-21 | Douglas A. Bors | Pulse width modulation utilizing a shifted control signal |
| DE10214190B4 (de) * | 2002-03-28 | 2011-06-30 | Minebea Co., Ltd. | Stromversorgung mit mehreren parallel geschalteten Schaltnetzteilen |
| GB0219466D0 (en) * | 2002-08-21 | 2002-10-02 | Roke Manor Research | Multi-carrier power amplifier with switched PSU voltages |
| US7046532B2 (en) * | 2003-02-06 | 2006-05-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply |
| KR20050119687A (ko) * | 2003-04-07 | 2005-12-21 | 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 디지털 증폭기, 리플 억제 회로 및 리플 억제 방법 |
| WO2005027330A1 (en) * | 2003-09-13 | 2005-03-24 | Ashraf Said Mohammed Hassan | Electronic generator |
| SE0302681D0 (sv) * | 2003-10-09 | 2003-10-09 | Bang & Olufsen Icepower As | Method for pulse area modulation |
| US7466038B2 (en) * | 2004-02-18 | 2008-12-16 | Diversified Technologies, Inc. | More compact and higher reliability power supply module |
| US7498693B2 (en) * | 2004-02-18 | 2009-03-03 | Diversified Technologies, Inc. | More compact and higher reliability power source system |
| US20060268975A1 (en) * | 2005-05-13 | 2006-11-30 | Bors Douglas A | Pulse width modulation (PWM) utilizing a randomly generated pattern subsequently modified to create desired control characteristics |
| US7557622B2 (en) * | 2005-10-17 | 2009-07-07 | Harman International Industries, Incorporated | Precision triangle waveform generator |
| US8995691B2 (en) | 2008-07-14 | 2015-03-31 | Audera Acoustics Inc. | Audio amplifier |
| US7948222B2 (en) * | 2009-02-05 | 2011-05-24 | Advanced Micro Devices, Inc. | Asymmetric topology to boost low load efficiency in multi-phase switch-mode power conversion |
| TWI425349B (zh) * | 2009-04-10 | 2014-02-01 | Hon Hai Prec Ind Co Ltd | 電子設備及其電源裝置 |
| CN102148563B (zh) * | 2010-02-10 | 2014-01-01 | 华为技术有限公司 | 一种跟踪电源、电源控制方法及通信设备 |
| US8064158B1 (en) * | 2010-05-21 | 2011-11-22 | General Electric Company | Systems, methods, and apparatus for controlling Bi-directional servo actuator with PWM control |
| US8786138B2 (en) | 2010-05-21 | 2014-07-22 | General Electric Company | Systems, methods, and apparatus for controlling actuator drive current using bi-directional hysteresis control |
| US8760148B1 (en) * | 2010-07-21 | 2014-06-24 | Anritsu Company | Pulse modulated PIM measurement instrument |
| CN103176150B (zh) * | 2011-12-21 | 2015-08-26 | 通用电气公司 | 梯度放大器系统及其控制方法 |
| KR101284948B1 (ko) * | 2012-04-13 | 2013-07-10 | 서울과학기술대학교 산학협력단 | 신호 생성기 내장형 고출력 압전소자 구동기 |
| US9473023B2 (en) | 2012-08-10 | 2016-10-18 | Texas Instruments Incorporated | Switched mode assisted linear regulator with seamless transition between power tracking configurations |
| WO2014026178A1 (en) * | 2012-08-10 | 2014-02-13 | Texas Instruments Incorporated | Switched mode assisted linear regulator |
| EP2744103A1 (en) | 2012-12-13 | 2014-06-18 | Dialog Semiconductor GmbH | Boosted differential Class H Amplifier |
| US9210598B1 (en) | 2013-03-14 | 2015-12-08 | Anritsu Company | Systems and methods for measuring passive intermodulation (PIM) and return loss |
| US9331633B1 (en) | 2013-03-15 | 2016-05-03 | Anritsu Company | System and method for eliminating intermodulation |
| US20140266488A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-09-18 | Douglas Arthur Bors | Pulse Width Modulation (PWM) Utilizing Stored Signals Having Stochastic Characteristics |
| US9588212B1 (en) | 2013-09-10 | 2017-03-07 | Anritsu Company | Method of calibrating a measurement instrument for determining direction and distance to a source of passive intermodulation (PIM) |
| US9647608B2 (en) * | 2014-09-08 | 2017-05-09 | Jabil Circuit, Inc. | Wein bridge oscillator |
| US9455792B1 (en) | 2015-01-21 | 2016-09-27 | Anritsu Company | System and method for measuring passive intermodulation (PIM) in a device under test (DUT) |
| US9768892B1 (en) | 2015-03-30 | 2017-09-19 | Anritsu Company | Pulse modulated passive intermodulation (PIM) measuring instrument with reduced noise floor |
| US9977068B1 (en) | 2015-07-22 | 2018-05-22 | Anritsu Company | Frequency multiplexer for use with instruments for measuring passive intermodulation (PIM) |
| CN106411111B (zh) * | 2016-11-11 | 2020-06-16 | 深圳爱克莱特科技股份有限公司 | 均衡电源并联输出电压的方法及电源装置 |
| CN107613433A (zh) * | 2017-09-26 | 2018-01-19 | 佛山市南海蜚声演出器材制造有限公司 | 单调制多通道class_i功放控制电路 |
| NL2022222B1 (en) * | 2018-12-17 | 2020-07-03 | Prodrive Tech Bv | Voltage waveform generator for plasma processing apparatuses |
| CN113169019A (zh) * | 2018-11-09 | 2021-07-23 | 浦卓科技有限公司 | 用于等离子体处理设备的电压波形发生器 |
| US11496096B2 (en) | 2019-05-29 | 2022-11-08 | Maxim Integrated Products, Inc. | Amplifier switching control systems and methods |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3414802A (en) * | 1966-04-18 | 1968-12-03 | Bell Telephone Labor Inc | Stacked series regulator |
| US3808545A (en) * | 1972-10-04 | 1974-04-30 | Int Radio & Electronics Corp | High power bridge audio amplifier |
| SU1146643A1 (en) * | 1983-10-18 | 1985-03-23 | Ryazanskij Radiotekhnicheskij | Method and device for controlling multicell voltage regulator |
| DE3530637A1 (de) * | 1985-08-28 | 1987-03-12 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung mit einer an den ausgang eines verstaerkers angeschlossenen last |
| US4788452A (en) * | 1987-06-22 | 1988-11-29 | Crown International, Inc. | Switchable DC power supply with increased efficiency for use in large wattage amplifiers |
| US5045990A (en) * | 1990-05-03 | 1991-09-03 | Crown International, Inc. | Sixteen level power supply with asynchronous controller |
| US5075634A (en) * | 1990-11-23 | 1991-12-24 | Blade Technologies Inc. | Composite bridge amplifier |
| US5142238A (en) * | 1991-07-18 | 1992-08-25 | Silicon Systems, Inc. | Switched-capacitor differential amplifier |
| DE4403151A1 (de) * | 1994-02-03 | 1995-08-10 | Marker Deutschland Gmbh | Vorrichtung zur Veränderung der Bodendruckverteilung eines Skis |
-
1994
- 1994-09-21 DK DK94929855T patent/DK0732004T3/da active
- 1994-09-21 EP EP94929855A patent/EP0732004B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-21 RU RU96114947/09A patent/RU2155439C2/ru active
- 1994-09-21 DE DE69409968T patent/DE69409968T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-21 BR BR9408193A patent/BR9408193A/pt not_active IP Right Cessation
- 1994-09-21 CA CA002175800A patent/CA2175800C/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-21 WO PCT/US1994/010690 patent/WO1995015612A1/en active IP Right Grant
- 1994-09-21 CN CN94194293A patent/CN1058588C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-21 KR KR1019960702784A patent/KR100314358B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1994-09-21 JP JP51559495A patent/JP3486691B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-21 AU AU78767/94A patent/AU683308B2/en not_active Ceased
- 1994-09-21 ES ES94929855T patent/ES2118442T3/es not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-03-27 US US08/413,192 patent/US5513094A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-05-01 TW TW085105196A patent/TW340271B/zh not_active IP Right Cessation
- 1996-05-29 NO NO962190A patent/NO962190L/no not_active Application Discontinuation
- 1996-05-30 FI FI962262A patent/FI962262A/fi unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU683308B2 (en) | 1997-11-06 |
| NO962190L (no) | 1996-07-02 |
| KR960706222A (ko) | 1996-11-08 |
| CN1058588C (zh) | 2000-11-15 |
| FI962262A0 (fi) | 1996-05-30 |
| CN1136370A (zh) | 1996-11-20 |
| US5513094A (en) | 1996-04-30 |
| WO1995015612A1 (en) | 1995-06-08 |
| EP0732004A1 (en) | 1996-09-18 |
| DE69409968T2 (de) | 1998-10-29 |
| BR9408193A (pt) | 1997-08-26 |
| DE69409968D1 (de) | 1998-06-04 |
| CA2175800A1 (en) | 1995-06-08 |
| NO962190D0 (no) | 1996-05-29 |
| EP0732004B1 (en) | 1998-04-29 |
| AU7876794A (en) | 1995-06-19 |
| DK0732004T3 (da) | 1999-02-15 |
| RU2155439C2 (ru) | 2000-08-27 |
| CA2175800C (en) | 1999-06-01 |
| JPH09505963A (ja) | 1997-06-10 |
| KR100314358B1 (ko) | 2001-12-28 |
| ES2118442T3 (es) | 1998-09-16 |
| FI962262A (fi) | 1996-07-15 |
| TW340271B (en) | 1998-09-11 |
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|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R3D04 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R3D02 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081031 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091031 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111031 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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