JPH09505963A - ブリッジ式リニア増幅器のスイッチモード電力供給装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 並列に接続された複数のＰＷＭバックコンバータを介して単一のＤＣ入力電源から電力供給されるブリッジ式電力増幅器である。バックコンバータは、時間的に交番作動する変調基準信号で変調される。前記交番は任意の変換サイクルにおいて複数の変調波形が存在するようにするものであり、これらの変調波形は時間の遅れを除けば全く同一のものであり、１つの変換サイクルにわたって時間的に均等に配置されるものである。帰還制御増幅器は、各コンバータの出力電圧を増幅器が必要とする供給電圧の大きさと比較し、個々のＰＷＭコンバータのスイッチングデュティサイクルを制御するために、回路の変調器を作動させる。

Description

【発明の詳細な説明】 ブリッジ式リニア増幅器のスイッチモード電力供給装置 従来の技術 ブリッジ式電力増幅器は、２つの供給端子のみを必要とするような、とりわけ 簡単な電力供給形式をとっている。 このような増幅器は、歪みとノイズが非常に少ないにも関わらず、広い帯域幅で 数十キロワットという高電力を提供する。前記の歪みとノイズは、磁気共振イメ ージング（ｉｍａｇｉｎｇ）と同程度の精度を持つ理想的な増幅器をつくるには 不可欠である。また前記増幅器は電力効率が悪いという固有の欠陥を持っている 。このように効率が悪い、すなわち効率が減少するということは、多くの半導体 材料をパスデバイスに使用したり、増幅器作動による発熱と消費熱の吸収するた めに大きな熱シンクを使用せざるを得ない。 別の型の増幅器として、スイッチモードパルス幅変調（ＰＷＭ）増幅器という ものがあるが、これを用いるとブリッジ式電力増幅器より電力効率を上げること は可能であるが、帯域幅と性能を大きく低下させてしまう。一般的なＰＷＭ帯域 幅は、多くの応用例が必要としている幅より幅が狭くなってしまう。そこで必要 な幅の帯域幅を得るためにスイッチ周波数をメガヘルツの範囲で作動させると、 低い効率になってしまい実用的ではない。周波数をメガヘルツの範囲で使用する ことは特に難しいし、出力を数十キロワットの範囲にするならば、コストがかか ってしまう。 そこで、離れた位置に置いた２つのＰＷＭバックモードを用いた電力供給装置 を典型的なトーテンポール（位相幾何学）（ノンブリッジ式）リニア増幅器に電 力を供給するために使用することは実際の技術によく知られている。２つのＰＷ Ｍ供給装置を必要とするのに加えてブリッジ構成は１つのみの供給装置を必要と し、この構成は過度または不十分な作動効率または増幅器入力信号の予知または これらの両者を必要とし、これにより必要な供給電圧トランジェントを発生する ときヘッドスタートを得る。多くのシステムに用いることができるという認識の 唯一の方法とは、遅いＰＷＭ供給装置によって必要とされる応答時間（ｍｓ）の 倍だけ、主増幅器信号を遅らすことである。しかし多くの使用例では、前記の増 幅器信号の遅延は好ましくない。そこで、ＰＷＭバック供給をより早く行うこと により、普通コンバーターからの出力電圧リップルは、調整される。低作動電流 では出力リップル電圧はサイクル飛ばしの現象が増大されるとき、スイッチング 副次高調波を含む。小さな出力電流を発生させるためにバックコンバータがほぼ ０のデュティサイクルで作動するときサイクルの欠損は普通行われることである 。 そこで、ブリッジ式リニア増幅器を用いた方法で、増幅器への電力供給をする ために多レベル信号トラッキング電力供給装置を適用すると増幅器システムは固 定直流電力供給装置でＢ級の動作にわたって大きく改善される。前記適応につい ては米国特許第４７７８４５２号公報や第５０４５９９０号公報に記されている 。従って、本発明の概念において、離れた位置に並列に置かれた多重ＰＷＭバッ クモード供給装置とともに使用され、従来使用されていたＰＷＭとブリッジ式線 型電力増幅器に関する欠点を回避する、生産性の高い、安定した精度の増幅シス テムを提供する。 発明の概要 本発明は、並列に接続された複数個のＰＷＭバック（ｂｕｃｋ）コンバータに よって電力供給されるブリッジ式リニア電力増幅器に関するものである。 各コンバータは共通の入力電源から電力供給を受けるため、共通の対の出力端 子に接続されている。一対の出力端子はブリッジ式リニア増幅器の電力供給端子 に接続されている。前記バックコンバータは、変調基準信号で変調される。これ らの信号は任意の変換サイクルにおいて複数個の変調波形が存在するように時間 的に変化し、これらの変調波形は時間の遅れを除けば全く同一のものであり、ま た１変換サイクルにわたって時間的に均等に位相をずらされたものである。帰還 制御増幅器は、各コンバータの出力電圧を増幅器が必要とする供給電圧の大きさ と比較し、変調器を駆動して個々のＰＷＭコンバータのそれぞれのスイッチング デュティサイクルを制御する。したがって、本発明の目的は数１０キロワットの 電力を発生することが可能であり、かつ高効率で、安定した精度の増幅方法を提 供することである。 本発明の別の目的は適度な価格の、駆動効率の高い電力増幅器を提供すること にある。 さらに別の目的は、出力に最小値の容量とインダクタンスを有するＰＷＭバッ クコンバータを用いて十分に高速なトラッキング信号を得、制御システムに事前 認知を必要としない電力増幅器を提供することである。 さらに、別の目的は、外部システムクロックに同期するクロック周波数を用い て前記増幅器の駆動周波数を一定し、システムノイズにビート周波数が生じるの を防ぐブリッジ式電力供給装置を提供することである。 さらに、本発明の別の目的は、低駆動電流でのサイクル飛ばしで誘起されるノ イズのスペクトル強度は、任意の残余の供給リップル電流が同様な反復性の制御 信号と位相が合わないようになることによって減少されるような、ＰＷＭバック 電力供給コンバータを有するブリッジ式リニア電力増幅器を提供することである 。 さらに、本発明の目的は、次の記載内容を読むことで明らかになるだろう。 図面の簡単な説明 図１は、増幅器出力信号を発生させるために必要な増幅器供給電圧とともに、 本発明のブリッジ式リニア増幅器からの代表的な出力電圧信号を示す代表的な組 の波形である。 図２は、本発明のブリッジ式リニア電力増幅システムのブロック線図である。 共通の負荷を形成し増幅器の電力供給端子に接続された一群のＰＷＭバックコン バータを示す。 図３は、並列に動作し個々のスイッチ駆動信号に従動する４つのＰＷＭバック コンバータに供給される１組の変調波と、バックコンバータに発生されるインダ クター電流と、電力増幅器の電力入力に供給される合成インダクター電流を示す 。 図４ つながれた回路と、図２に示したＰＷＭ制御部に使われているデジタル 同調入力信号により位相同調するピアスオシレーターのブロック図である。 図５ ランダムノイズ発生器の回路図で、前記発生器はバックコンバータに送 り込まれる変調信号のために制御電圧を発生させるもので、また図２に示したＰ ＷＭ制御部の一部を構成するものである。 好ましい実施例の記載 理想的な好ましい具体例が図示されているが、開示されたような形に本発明を 限定するつもりではない。むしろ前記具体例は、当業技術分野の通常の技術者が 本発明を利用できるようにするために、また、本発明の原理を最もよく説明する ために、記載されたものである。 図１では、理想的な増幅器供給電圧１０１を示し、これにより生じる増幅器出 力電圧１０２をあらわしている。 供給電圧は、増幅器出力電圧よりわずかに大きい。供給電圧が大きければ大きい ほど、電力増幅器の出力装置で放散される電圧が大きいに違いない。また、増幅 器は制御可能であるためには或る損失電圧を必要としているので、供給される電 圧と増幅器の出力電圧の差を０にすることは、不可能である。 さらにまた、供給電圧の付加的損失の要因として、増幅器内のインピーダンス があげられる。このインピーダンスは供給電圧と増幅システムの出力電圧との間 に必然的に差を生じさせる。したがって、この損失電圧すなわち増幅器の消費を 最小化するには、トラッキング供給をより正確に行うことが必要である。明らか に、増幅器の電圧の電力需要の変化が速ければ速いほど、トラッキング電力供給 は早くなる。スイッチング電力供給によっては、スイッチング素子の抵抗が小さ くスイッチング時での損失が少なければ、高効率にすることができる。スイッチ ングでの損失は駆動周波数に比例するものであり、作動周波数を高くしていくと 、損失は受入れ不可能になるまで限界なく増え続けていくと考えられるからであ る。バックトポロジー（Ｔｏｐｏｌｏｇｙ）は、電流を０に近付けた状態で出力 電圧の値をほぼ０にするように制御するにはよく適している。バックコンバータ の最大出力電圧は供給入力電圧に制限される。本発明の増幅システムでは２００ Ａで約２００Ｖの電圧を発生させることが望ましい。電力供給装置から要求され る最小電圧は、１００ｍＡの電流で約１０Ｖのオーダーの、小さい作動電圧であ る。したがって、コンバータの出力の動的電力比は約４万倍（４０，０００ｘ） と極めて大きい。磁気共振イメージング（ｉｍａｇｉｎｇ）のようなある適用例 では、 出力電圧はマイクロ秒あたり４０ｖで交番することが要求される。これは、コン バータが約７５ＫＨｚ程度の電力帯域幅を有することを表わす。前記７５ＫＨｚ の帯域幅にするためにはスイッチング周波数が約１ＭＨｚであることが必要であ る。しかし、このような高いスイッチング周波数に設定すると、スイッチンング の際の損失はまったく受入不可能な大きさになってしまう。反対に前記スイッチ 周波数が低く設定すると、コンバータ出力からスイッチング波を取りだすことは 困難となる。 図３は、図２に示した４つのバックモードコンバータ２０２を用いて実施した 際の波形図である。このシステムに使われているバックモードコンバータ２０２ の数は、図２にも示したブリッジ式電力増幅器２０３の所望最大出力に依存する 。また図３の線図の頂部には、変調器電圧と制御電圧すなわち各パルスの幅変調 器に与えられる信号が示されている。前記各電圧（変調器電圧と制御電圧）は、 前記各バックコンバータの各々に、パルス幅変調スイッチ駆動信号Ｓ１、Ｓ２、 Ｓ３、Ｓ４を発生させる。前記各バックコンバータは、コンバータの各々に対し て図示した時間遅延順序で、インダクター電流１１、１２、１３、１４を順番に 発生させる。前記電流は、ブリッジ式増幅器に流れる総インダクター電流３１３ として総計される。各コンバータのスイッチドライブ信号は３０５、３０６、３ ０７、３０８によってぞれぞれ示されており、コンバータのそれぞれによって発 生された誘導電流すなわちインダクター電流は４つのコンバータそれぞれに線３ ０９、３１０、３１１、３１２で示されている。このような時間介挿（多位相コ ンバータ）を用いると、有効作動周波数を個々の作動周波数の和であり、実質的 出力電流リップルは激減される。これにより、要求される減衰に対応して出力フ ィルタの出力キャパシタンスを減らすことが可能となる。結果として、経済的に 安く構成された複数のバックコンバータを用いて、必要とされる広い帯域幅を得 ることができる。 図２に示されている全体にわたる増幅器システムを参照すると、バックコンバ ータ２０２は並列に接続され、それぞれ１、２、３…Ｎと番号が付けられている 。この番号は、このように並列接続されるコンバータの特定の番号をあらわして いる。前記各コンバータ番号は、ブリッジ式増幅器２０３に接続された所要電力 入 力に関してコンバータの利用出力に依存する。図３は、本発明の実施例として、 ４つの前記バックコンバータを用いた簡単な電流線図である。これは、ブリッジ 式増幅器の駆動周波数を最大２ＭＨｚ発生させることを理解させるための１つの 例である。実際には８つの２５０ｋＨｚのバックコンバータ２０２が用いられ、 並列に接続される。各コンバータ２０２はＭＯＳＦＥＴスイッチ２０７と、フリ ーフィーリングダイオード２０８、出力コイルすなわちインダクター２０９、入 力バイパスコンデンサ２１１と、出力コンデンンサ２１０で構成されている。図 ２で個々の出力コンデンサ２１０が記載されているが、前記コンデンサは並列で 使用されているので、各回路で一つのコンデンサとなり得る。また、各バックコ ンバータ２０２は、ブリッジ式増幅器の全ての所要出力電流の一部を発生させれ ば良い。例えば、総出力が２００Ａのとき８つのバックコンバータは、総出力電 流という条件に応じて個々に電流２５Ａを発生することが必要とされる。２５Ａ の電流が流れるインダクタ２０９を構成することは非常に簡単であり、２００Ａ という総出力電流を統御する１つの大きなインダクタンスを持つインダクタを用 いるよりもコンパクトである。 図示されているＮチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２０７を用いて２つの基本 的なバックコンバータの論理回路（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）を作ることができる。図 ２に示されている論理回路うち一方は幾つかのＭＯＳＦＥＴのゲートドライバー の実行を容易にするために用いられている。もう一方の基本的なバックコンバー タ論理回路で、プラス側の供給節点にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴドレン端子を配 置し、インダクターダイード節点（２０９、２０８）につながれているＭＯＳＦ ＥＴソース端子を配置している。イングクタ２０９は図２に示されているような マイナス端子ではなく、図２には示されていないが正端子に接続されて、記載し たが図示していないバックコンバータ論理回路には、各位相のゲートドライバー に対して別々の供給装置と、普通の位相の全ての制御を行う制御部２０６から非 常に高いｄＶ／ｄｔを有するインターフェース（回路）を経てくる信号、すなわ ち非常にコストが高くて複雑なゲート駆動信号の結合が必要である。並列接続の バックコンバータ２０２用の単一の電力供給装置は、主な直流電力供給装置２０ １から１８０Ｖから２００Ｖの範囲の電力を供給される。図２に示すように、Ｐ ＷＭ制御部２０６によりコンバータ２０２の位相制御がなされる。増幅器駆動制 御２０５は米国特許第３、８０８５４５号公報に記載されているタイプのものが 一般的である。前記制御部２０５はブリッジ式増幅器２０３と制御部２０６の間 に接続されている。増幅器駆動制御部２０５は、ＰＷＭ制御部２０６を作動させ る要求信号１０１を発生させる。この制御部２０６はバックコンバータ２０２を 介して、入力電流をブリッジ式増幅器に送る。 ＰＷＭ制御部２０６は第４図に示す同調器を含んで構成される。図４のピアス 発振器４０５はデータクロックからのいかなる入力もなしに所期の周波数で発振 する。データクロック信号が送られると、発振器出力はデータクロックの高調波 に関連する特異な位相であるととらえる。なお、前記高調波とは発振器のフリー ランニング周波数である。ここで、データクロックの高調波が発振器のフリーラ ンニング周波数に近い値である限り、周波数の整数倍の大きな数に位相を固定す ることができる。ＬＣ直列共振器４０４は発振器の周波数に共振し、任意の適当 な副次高調波によって励振される。図４にある回路４０２は、制御された幅のパ ルスを発生し、これにより共振器４０４を励振する。すなわち回路４０２は、前 記データクロックから送られてきたパルスをトリガーして片エッジのパルスにす る。このことはデュティサイクル感度を排除する。共振器４０４の共振の鋭さＱ は、共振器がＣＭＯＳバッファ４０３のような低い抵抗源からのパルスで駆動さ れ得るようにできるだけ高い値に維持されている。ここで、発振器４０５に正弦 波状の電流を送る方法を用いて、波形が滑らかで非常に早い状態で位相をロック させれば、ロックアップ中発振器から多数のエッジ出力を除くことができ、位相 ロックは円滑であり、また非常に高い。同期信号は図に示されているワードクロ ックによって発生される。図３で示されているコンバータの変調波形（３０１− ３０４）は図４のように多位相変調電圧発生器４０６の駆動により発生されたも のである。同期された発振器のクロック入力は移相した５０％デュティサイクル の一群のパルスを発生する。これらのパルスはついで図３に示すような三角波に 変換される。また、前記比較器の１つの入力端子には前記三角波が加えられ、比 較器の他の入力端子には図３に示す制御電圧が加えられる。適当な制御信号電圧 と結合されるとき比較器の出力には一組の幅変調パルス（３０５〜３０８）があ る。これらのパルスは高速発振器を介してゲートドライバーを駆動するように個 々に結合され、ゲートドライバーはついで図２に示すＭＯＥＥＴ２０７を駆動す る。 電力増幅器の或る適用例では、供給入力波形をデジタル的に形成するサンプル データシステムを使用し、入力に同期してシステム出力を処理するものがある。 前記システムの出力に生じる少量の高周波数ノイズはデータ周波数の多数倍の大 きさの周波数が高周波数ノイズと結合されるとき、小さいが、ビート周波数と呼 ばれる重要な影響をもたらす信号を発生させる。ここで、図４に示すようにトラ ッキングコンバータをデータクロックに位相ロックさせることによってこの「ビ ート」乱れを０（ゼロ）周波数にを減少することができる。 ＰＷＭ制御部２０６は、図５に示すようなノイズ発生器を含めて構成されてい る。図５の電圧エラー増幅回路５０１は、制御電圧を発生する。この制御電圧は 図３に示したパルス幅が変調されたパルス３０５−３０８を発生させるために用 いられる。図５に示したデジタルスードー（ｐｓｅｕｄｏ）ランダム（ＰＲＮ） 発生器５０６は電圧エラー増幅器回路５０１に信号源を送る。バイパスフィルタ ５０５は、ソースの直流出力部分を取り除くために、すなわち振幅分布をガウス の分布形により近付けるために用いられている。ＲＣ回路５０４によって発生さ れ増幅器の仮想グランドに流れ込む信号の時定数が、増幅回路５０１の帰還回路 を構成するＲＣ回路の時定数と同じであれば、電圧エラー増幅器回路５０１の出 力にノイズ源と全く同一のノイズのスペクトルを作ることが可能である。またＲ Ｃ回路５０４は、遅延フィードバックレジスタ（Ｒ１ｆｂ）と遅延フィードバッ クコンデンサ（Ｃ１ｆｂ）を有する。前記抵抗の値はある定数の乗数であり、前 記コンデンサの値はレベル測定に用いられているある定数から除算されたもので ある。高周波供給装置で極低出力電流で制御することが必要なとき、前記制御部 がサイクル飛ばしを引き起こすことを必要とする場合がある。さらに問題である のは、必要とされる出力電流が、スイッチ１サイクルあたりに運ばれるスイッチ の最少電荷の作動周波数倍よりも少ないことである。バックコンバータスイッチ が動作する毎に、ある最小量の電荷が出力回路に運ばれる。制御部はこの電荷を 減らすことができないので、唯一できることは、スイッチ動作のいくらかを遅ら せることによって移動される電荷の割合を減らすことである。すなわち、サイク ルが周期的に飛ばされ、これによって出力波形上に副次高調リップルが生じるこ とが起こりやすい。コンバータの出力フィルタはリップル周波数が減ると効果的 に働かない。この供給ノイズは増幅器によっても完全には除かれず、出力信号に 低いレベルとなってあらわれる。そのため、いくつかの適用例では出力信号に周 期的なノイズを含んでいるためしばしば甚大な影響を受ける。 そこで、ノイズのような信号を帰還すなわちエラー増幅器回路５０１と供給装 置の帰還回路５０２とで構成されている制御ループを通すことにより、サイクル 飛ばしの現象を無作為（ランダム）化することができる。制御ループへの入力信 号は、微分レシーバー５０３によって送り込まれたものである。前記微分レシー バーは周波数を強調させ、電力増幅器電圧の要求信号を制限する。 ブリッジ式リニア増幅器２０３は、回路２０４につながれ、シングルソース電 力供給装置によって電力を供給されている。前記シングルソース電力供給装置は 多重並列に接続された複数のＰＷＭバックコンバータ２０２を通して調節されて いる。そして、ブリッジ式リニア増幅器２０３は低コストで非常に高速という点 で高効率の増幅システムを提供している。増幅器駆動制御部２０５は、制御部２ ０６がバックコンバータ２０２のＭＯＳＦＥＴを正確にスイッチングができるよ うにする。これによりバックコンバータ２０２は図３に示すようにブリッジ式増 幅器に正確な増加分を含めた入力電流を送る。この増加分は負荷２０４によって アンプに課せられる要求レベルに依存する。したがって、各コンバータ２０２の 変調周波数は、効果的なスイッチモード供給出力フィルタ２０９、２１０を構成 することができるのに充分な高さの周波数に設定することができる。すなわちフ ィルタの通過幅は最高速の電流が出力できるのに充分な大きさにすることができ る。本発明は記載している細部に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記 載の範囲内において適宜変更できるものである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，Ｃ Ｎ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ， ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，Ｎ Ｌ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 請求項１． 電力入力部を有する電力増幅器と、直流電力供給装置に並列に 接続された複数個のパルス幅変調型のスイッチモード電力変換装置を有し、前記 変換装置の各々は前記増幅器への電力需要をトラッキングし、前記変換装置の装 置の全ては前記電力供給装置からの電流を前記増幅器電力入力に集合的に出力す るものである増幅器電力供給回路。 請求項２． 前記増幅器がブリッジ式タイプである請求項１の増幅器電力供 給回路。 請求項３． 前記増幅器が信号共通に出力端子を有する請求項１の増幅器電 力供給回路。 請求項４． 前記各コンバータ手段が、各コンバータに供給された個々の電 流発生位相選択モードで動作し、これにより出力リップルを最小化し、前記コン バータ手段の総出力電流の有効スイッチング比を増加させることを特徴とする請 求項１の増幅器電力供給回路。 請求項５． 各コンバータ手段がスイッチモード供給出力フィルタを備え、 電力入力部で前記増幅器で要する最高速の電流の出力を行う請求項４の増幅器電 力供給回路。 請求項６． 各コンバータ手段がバック駆動トポロジーを利用したものであ る請求項４の増幅器電力供給回路。 請求項７． 各コンバータ手段が、パルス幅変調駆動信号を受け入れる３つ のスイッチ手段と、前記電力供給の装置の１の端子に接続するために共通の制御 端子を有することとを具備する請求項６の増幅器電力供給回路。 請求項８． 各コンバータ手段が、サンプルデータ入力のデータ比に合わせ て位相をロックする駆動周波数をもつ請求項１の増幅器電力供給回路。 請求項９． 前記増幅器の電力入力需要を検知し、これに応答して各変換手 段に対し前記パルス幅変調駆動信号を発生するパルス幅変調制御手段を備え、こ の制御手段は自走発振器と位相ロック回路を有し、この回路はデータレートクロ ックパルスによって励振される共振回路を有し、前記パルス幅変調スイッチ駆動 信号を発生するに際し前記発振器を同期化させる請求項８の増幅器電力供給回路 。 請求項１０． 前記制御手段が、前記発振器によって作られる変調電圧に関 して前記パルス幅変調スイッチ駆動信号を形成する制御電圧を供給するノイズ発 生手段を備え、前記ノイズ発生手段が前記制御手段の１部を形成する供給制御ル ープに入れるランダムノイズ信号を発生し、これにより前記集合出力電流の低い 値で増幅器電力供給回路動作をランダム化させる請求項９の増幅器電力供給回路 。 請求項１１． 前記ノイズ発生器がデジタルスードー（Ｐｓｅｕｄｏ）ランダ ムタイプである請求項１０の増幅器電力供給回路。