JPH0823241A

JPH0823241A - 電力増幅器

Info

Publication number: JPH0823241A
Application number: JP6156880A
Authority: JP
Inventors: Kazuya Iwata; 和也岩田; Masahiko Hatanaka; 正彦畠中; Katsuyoshi Fujii; 克芳藤井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-07-08
Filing date: 1994-07-08
Publication date: 1996-01-23

Abstract

(57)【要約】【目的】低輻射ノイズで、電力変換効率の高い電力増
幅器を提供することを目的とする。【構成】入力端子102と103間に印加された交流電圧は
整流平滑器104で直流電圧に変換された後、インバータ1
07で正弦波状の電圧波形を持つパルス交流電圧に変換さ
れ、高周波トランス110の中点を接地した２次側の巻き
線の両端から半波整流器114および115を介してスイッチ
118に供給される。２値状態変調器117は、制御器113が
発生するクロックに同期して、入力端子116から入力さ
れる入力信号をサンプリングしパルス信号に変換する。
スイッチ118は、２値状態変調器117の出力に応じてオン
・オフする。したがって、パルス交流電圧は２値状態変
調器117の出力で変調される。フィルタ119は、スイッチ
118の出力信号の帯域を制限し、電力増幅された入力信
号に復調する。そして、出力端子120を介して負荷121に
供給する。このような動作をする電力増幅器の構成とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、音響機器においてスピ
ーカ等の負荷を駆動する電力増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】音響機器における電力増幅器は、直流電
源から与えられる直流電圧を入力信号に基づき変調し、
入力信号に相似な波形を負荷であるスピーカに供給する
ものが通常である。このような電力増幅器において、電
力損失を極力小さくし電力変換効率を向上したものが開
発されており、直流電源にはスイッチングレギュレー
タ、電力増幅器にはＤ級電力増幅器が存在することは公
知である。

【０００３】ところで、上記スイッチングレギュレータ
とＤ級電力増幅器の組み合わせでは、電力交換効率は向
上できるが、回路規模が大きくなる、コストがかかる等
の問題点がある。

【０００４】そこで、従来より特開昭５７−８７２１８
号公報に記載されているような負荷駆動回路があった。
以下に、従来の負荷駆動回路について説明する。

【０００５】図１１は従来の負荷駆動回路を示すもので
ある。構成要素として１１０１は、商用交流電源から供
給される交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換する整
流平滑器１１０２と、整流平滑器１１０２で生成した直
流電圧を交流電圧に変換するインバータ１１０３と、イ
ンバータ１１０３を制御する制御器１１０４よりなり、
パルス状の交流電圧を発生するパルス電圧発生器であ
る。１１０５は、アナログ入力信号に応じたパルス幅を
有するパルス幅変調信号を生成する変調信号発生器１１
０６と、変調信号発生器１１０６の出力にしたがいパル
ス電圧発生器１１０１の出力信号のパルス幅を変調する
スイッチ１１０７から成るパルス幅変調器、１１０８は
パルス幅変調器１１０５の出力を積分するフィルタであ
る。

【０００６】図１２は従来の負荷駆動装置の動作を説明
する説明図である。図１３は従来の負荷駆動装置の動作
を説明する説明図である。以下、図１１〜図１３を用い
て、全体の動作を説明する。

【０００７】図１１において、商用交流電源の交流電圧
Ｖ₂₁がパルス電圧発生器１１０１に供給されている。パ
ルス電圧発生器１１０１において、交流電圧Ｖ₂₁は整流
器Ｄ ₁および平滑コンデンサＣ₁から成る整流平滑器１
１０２で直流電圧Ｖ₂₂に変換される。そして、直流電圧
Ｖ₂₂はインバータ１１０３に供給される。

【０００８】ところで、インバータ１１０３において、
高周波トランスＴ₁の１次巻き線Ｌ ₁の両端にはトラン
ジスタＱ₁およびＱ₂のエミッタが直列接続されてい
る。そして、トランジスタＱ₁，Ｑ₂のエミッタ共通接
続点と１次巻き線Ｌ₁の中点間に直流電圧Ｖ₂₂が供給さ
れている。また、トランジスタＱ₁，Ｑ₂の各々のベー
スには制御器１１０４の出力が供給される。制御器１１
０４は、たとえば所定周波数の方形波信号とその反転信
号とを発生する発振器からなり、トランジスタＱ ₁，Ｑ
₂の各々のベースに逆相の方形波信号を供給することに
よってトランジスタＱ₁，Ｑ₂を交互にオン・オフして
いる。

【０００９】したがって、トランジスタＱ₁，Ｑ₂のオ
ン・オフ動作によりトランスＴ₁の１次側の電流が断続
される。これにより、直流電圧Ｖ₂₂は１次巻き線Ｌ₁と
２次巻き線Ｌ₂の巻き線比に応じた電圧値を持つ方形波
状の交流電圧Ｖ₂₃として２次巻き線Ｌ₂の両端間に生じ
る。パルス状の交流電圧Ｖ₂₃がパルス電圧発生器１００
１の出力信号である。

【００１０】次に、アナログ入力信号ｖ_iはパルス幅変
調器１１０５に入力される。そして、変調信号発生器１
１０６でパルス信号に変更される。この動作を図１２お
よび図１３を用いて説明する。

【００１１】図１２および図１３において、（ａ）はパ
ルス電圧発生器１１０１より出力される交流電圧Ｖ₂₃、
（ｂ）は入力信号ｖ_iおよび三角波信号Ｓ、（ｃ）は変
調信号発生器１１０６の出力、（ｄ）はパルス幅変調器
１１０５の出力、（ｅ）はフィルタ１１０８の出力のそ
れぞれの波形である。

【００１２】まず、入力信号ｖ_iが無信号の場合につい
て図１２を用いて説明する。図１２の（ａ）に示すよう
にパルス交流電圧Ｖ₂₃は、正負に振れる電圧値が同じで
デューティー比が５０％のパルス状の交流電圧である。
また、変調信号発生器１１０６は図１２の（ｂ）に示す
ような三角波信号Ｓを発生し、入力信号ｖ_iをサンプリ
ングする。変調信号発生器１００６の出力は図１２の
（ｃ）に示すような入力信号ｖ_iの信号レベルに対応し
たパルス幅を持つパルス幅信号となる。スイッチ１１０
７は変調信号発生器１１０６の出力に応じて開閉する、
すなわち変調信号発生器１１０６の出力で交流電圧Ｖ₂₃
のパルス幅を変調するため、フィルタ１１０８には図１
２の（ｄ）に示すような波形が入力される。フィルタ１
１０８は、図１１に示すようにコイルＬ₃，Ｌ₄、コン
デンサＣ₂，Ｃ₃からなるローパスフィルタであり、パ
ルス幅変調器１１０５の出力を積分して図１２の（ｅ）
に示すような波形を得る。図１３の（ｄ）において、正
負のパルス幅が等しいためフィルタ１１０８の出力はゼ
ロとなる。

【００１３】次に、入力信号ｖ_iが図１３の（ｂ）に示
すような波形の場合の動作を図１３を用いて説明する。
変調信号発生器１１０６は、入力信号ｖ_iと三角波信号
Ｓと比較し、入力信号ｖ_iの振幅値が三角波信号Ｓの振
幅値より大きければ正のパルス、小さければ負のパルス
を発生する。それを示したのが図１３の（ｃ）であり、
パルス幅変調器１１０５の出力は図１３の（ｄ）とな
る。この信号をフィルタ１１０８で積分すると図１３の
（ｅ）となり、入力信号ｖ_iが電力増幅され、負荷Ｒ_L
を駆動する。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、パルス交流電圧の周波数と変調信号発生器
１１０６内のパルス幅変調手段のサンプリングクロック
である三角波信号とを同期する構成でないため、入力信
号がゼロであっても出力信号が発生する（変調信号発生
器１１０６が正負のパルスを交互に出力しているにもか
かわらず、スイッチ１１０７からは変調信号発生器１１
０６の出力に対応しない信号が出力される）オフセット
電圧の発生するという問題点と、入力信号が存在する場
合、変調信号発生器１１０６の信号に対応したパルスが
フィルタ１１０８に入力できないため（変調信号発生器
１１０６が正のパルスを出力したにもかかわらず、スイ
ッチ１１０７からは負の電源電圧が出力される）波形歪
の発生が生じると言う問題点を有していた。

【００１５】また、パルス交流電圧の発生を制御する制
御器１１０４がデューティー比５０％の所定の周波数の
クロック信号しか発生しないため、入力交流電圧の変動
や、トランスＴ₁、スイッチ１１０７およびフィルタ１
１０８の持つインピーダンスや負荷のインピーダンスに
より生じる電圧変動に対応することができない。そのた
めパルス交流電圧の電圧値が変動し、出力波形に波形歪
が発生すると言う問題点を有していた。

【００１６】さらに、パルス交流電圧の電圧波形が矩形
波であるため多くの高調波成分を発生すると言う問題点
と、パルス交流電圧の周波数とパルス幅変調手段のサン
プリングクロックの周波数が同一で、かつ、同期がとれ
ていないため、パルス交流電圧が発生する高調波成分に
変調信号発生器１１０６が出力するパルスの持つ高調波
が加算されて外部に輻射すると言う問題点を有してい
た。

【００１７】加えて、フィルタ１１０８が高周波トラン
スＴ₁の２次側のコイルの両端に接続されているため、
フィルタ１１０８で低周波信号に復調された信号が高周
波トランスＴ₁の２次側に流れる。しかし、高周波トラ
ンスＴ₁は低周波信号を充分に通す能力がないため、負
荷に供給される信号波形が大幅に歪むと言う問題点を有
していた。

【００１８】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、高調波成分の発生を少なくして、不要輻射ノイズの
発生を減少させることを可能とすることと、また、電力
損失の発生を少なくすることを可能とすることと、ま
た、波形歪の発生を少なくすることを可能とすること
と、また、入力交流電圧の変動を除去して出力信号の波
形歪の発生を減少させることを可能とすることと、ま
た、高周波トランスのインピーダンスによる電圧降下
（入力信号、負荷インピーダンス等により変調されてい
る）を除去して、出力信号の波形歪の発生を減少させる
ことを可能とすることと、さらに、フィルタで復調され
た負荷に供給する低周波信号を高周波トランスの２次側
に流さない構成として出力信号の波形歪の発生を減少さ
せることを可能とすることとを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の電力増幅器は、入力信号を２値信号に変換す
る２値状態変調手段と、２値状態変調手段のサンプリン
グクロックに同期し、かつ、正弦波状の電圧波形を持つ
パルス交流電圧を発生するパルス電圧発生手段と、パル
ス交流電圧を２値状態変調手段の出力に基づきオンオフ
するスイッチと、スイッチでオンオフ制御されたパルス
交流電圧の周波数帯域を制限するフィルタとを備えた構
成を持つ。

【００２０】また、本発明の電力増幅器は、上記パルス
電圧発生手段中にある高周波トランスの１次側の巻き線
に発生する電圧の電圧値が一定になるような構成を持
つ。さらに、本発明の電力増幅器は、上記パルス電圧発
生手段中にある高周波トランスの２次側に発生するパル
ス状の交流電圧の電圧値が一定になるような構成を持
つ。

【００２１】

【作用】本発明は上記した構成により、以下のような作
用をする。すなわち、２値状態変調手段は入力されたオ
ーディオ信号を２値信号に変換する。パルス電圧発生手
段は直流電源から供給される直流電圧を２値状態変調手
段のサンプリングクロックに同期し、かつ、正弦波状の
電圧波形を持つパルス交流電圧に変換する。スイッチは
２値状態変調手段の出力信号に基づきパルス交流電圧を
オンオフし、２値化された入力信号に応じて変調された
パルス交流電圧を出力する。フィルタは変調されたパル
ス交流電圧の周波数帯域を制限し、オーディオ信号に復
調する。そして、電力増幅したオーディオ信号を負荷に
供給する。

【００２２】また、本発明は上記した構成により、以下
のような作用をする。すなわち、２値状態変調手段は入
力されたオーディオ信号を２値信号に変換する。パルス
電圧発生手段は直流電源から供給される直流電圧を２値
状態変調手段のサンプリングクロックに同期し、かつ、
正弦波状の電圧波形を持つと同時に直流電源から供給さ
れる直流電圧の変動の影響を除去したパルス交流電圧に
変換する。スイッチは２値状態変調手段の出力信号に基
づきパルス交流電圧をオンオフし、２値化された入力信
号に応じて変調されたパルス交流電圧を出力する。フィ
ルタは変調されたパルス交流電圧の周波数帯域を制限
し、オーディオ信号に復調する。そして、電力増幅した
オーディオ信号を負荷に供給する。

【００２３】さらに、本発明は上記した構成により、以
下のような作用をする。すなわち、２値状態変調手段は
入力されたオーディオ信号を２値信号に変換する。パル
ス電圧発生手段は直流電源から供給される直流電圧を２
値状態変調手段のサンプリングクロックに同期し、か
つ、正弦波状の電圧波形を持つと同時に直流電源から供
給される直流電圧の変動や負荷の変動による影響を除去
したパルス交流電圧に変換する。スイッチは２値状態変
調手段の出力信号に基づきパルス交流電圧をオンオフ
し、２値化された入力信号に応じて変調されたパルス交
流電圧を出力する。フィルタは変調されたパルス交流電
圧の周波数帯域を制限し、オーディオ信号に復調する。
そして、電力増幅したオーディオ信号を負荷に供給す
る。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施例の電
力増幅器のブロック図を示す。図１において、構成要素
として１０１は正弦波状の電圧波形を持つパルス交流電
圧を発生するパルス電圧発生器、１０２，１０３はパル
ス電圧発生器１０１の入力端子、１０４は交流電圧を直
流電圧に変換する整流平滑器、１０５は全波整流器、１
０６はコンデンサ、１０７は直流電圧をパルス交流電圧
に変換するインバータ、１０８，１０９はトランジス
タ、１１０は高周波トランス、１１１，１１２はコンデ
ンサ、１１３はトランジスタ１０８，１０９を制御する
制御器、１１４，１１５はパルス電圧発生器１０１の出
力を半波整流する半波整流器、１１６は入力信号を入力
する入力端子、１１７は入力信号を２値信号に変換する
２値状態変調器、１１８は２値状態変調器１１７の出力
に応じて開閉するスイッチ、１１９はスイッチ１１８の
出力信号から必要な帯域を通過させるフィルタ、１２０
は出力端子、１２１は負荷である。

【００２５】図２は、本発明の第１の実施例における２
値状態変調器１１７とスイッチ１１８の具体的な回路の
一例であり、２０１は入力端子１１６から入力される入
力信号とスイッチ１１８の出力信号を加算する加算器、
２０２は加算器２０１の出力信号を積分する積分器、２
０３は積分器２０２の出力信号の極性を判別するコンパ
レータ、２０４はサンプリングクロックを発生するクロ
ック発生器、２０５はコンパレータ２０３の出力信号を
クロック発生器２０４の出力クロックに基づきラッチす
るＤ型フリップフロップ、２０６はＤ型フリップフロッ
プ２０５の出力信号を増幅するドライバ、２０７，２０
８はドライバ２０６の出力に基づきオン・オフするトラ
ンジスタである。

【００２６】図３は本発明の第１の実施例におけるパル
ス電圧発生器１０１の動作説明図であり、（ａ）はトラ
ンジスタ１０９のベース制御信号、（ｂ）はトランジス
タ１０８のベース制御信号、（ｃ）はコンデンサ１１
１，１１２が接続されていない場合の高周波トランス１
１０の１次側に印加される電圧の波形、（ｄ）はコンデ
ンサ１１１，１１２が接続された場合の高周波トランス
１１０の１次側に印加される電圧の波形、（ｅ）はクロ
ック発生器２０４が発生するサンプリングクロックであ
る。

【００２７】図４，図５は本発明の第１の実施例におけ
る電力増幅器の動作説明図であり、同図において、
（ａ）は半波整流器１１４の出力信号、（ｂ）は半波整
流器１１５の出力信号、（ｃ）は入力端子１１６に供給
される入力信号、（ｄ）はクロック発生器２０４の出力
信号、（ｅ）は２値状態変調器１１７の出力信号、
（ｆ）はスイッチ１１８の出力信号、（ｇ）はフィルタ
１１９の出力信号である。

【００２８】前記各構成要素よりなる本発明の第１の実
施例の電力増幅器について、以下その動作について説明
する。本発明の第１の実施例の電力増幅器は、パルス電
圧発生器１０１、２値状態変調器１１７、スイッチ１１
８およびフィルタ１１９で構成されている。パルス電圧
発生器１０１は商用交流電源から供給される交流電圧を
パルス交流電圧に変換する。一方、２値状態変調器１１
７は入力信号を２値信号に変調する。そして、スイッチ
１１８は２値状態変調器１１７の出力に基づき開閉し、
パルス交流電圧を変調する。そして、フィルタ１１９は
変調されたパルス交流電圧を帯域制限して電力増幅され
たオーディオ信号を復調する。そして、出力端子１２０
に接続された負荷１２１に供給する。

【００２９】以下に各部の動作を詳細に説明する。パル
ス電圧発生器１０１は、入力端子１０２，１０３と全波
整流器１０５およびコンデンサ１０６から成る整流平滑
器１０４と、トランジスタ１０８，１０９と高周波トラ
ンス１１０とコンデンサ１１１，１１２および制御器１
１３から成るインバータ１０７とで構成されている。

【００３０】入力端子１０２と１０３間には、商用交流
電源から供給される交流電圧Ｖ₁が供給される。供給さ
れた交流電圧Ｖ₁は、整流平滑器１０４で直流電圧Ｖ₂
に変換される。すなわち、全波整流器１０５で全波整流
されたのちコンデンサ１０６で平滑される。

【００３１】次に、直流電圧Ｖ₂は、インバータ１０７
でパルス交流電圧Ｖ₃，Ｖ₄およびＶ₅に変換される。
ここでは、インバータ１０７の構成をプッシュプル方式
として説明する。

【００３２】まず、コンデンサ１１１，１１２が接続さ
れていない場合を説明する。制御器１１３は図３の
（ａ）および（ｂ）に示す制御信号を出力し、トランジ
スタ１０８，１０９を制御する。制御は以下に示す４つ
のステップからなる。

【００３３】第１のステップは、トランジスタ１０８が
オフ、トランジスタ１０９がオンの状態の場合である。
トランジスタ１０９がオンすると電流は、「コンデンサ
１０６の＋端子→高周波トランス１１０の端子２→端子
１→トランジスタ１０９→コンデンサ１０６の−端子」
と言う経路で流れる。このとき、高周波トランス１１０
の端子電位は端子２が＋、端子１が−の、電圧Ｖ₂が印
加される。ここで、高周波トランス１１０の端子２は中
間タップであるため、端子−間と端子−間のト
ランスの巻線数は同一である。そのため、端子−間
にも同じ電圧Ｖ ₂が誘起し、電位は端子が−、端子
が＋となる。したがって、端子−間には、電位は端
子が−、端子が＋の電圧２Ｖ₂が発生する。

【００３４】第２のステップは、トランジスタ１０８，
１０９双方ともオフ状態の場合である。高周波トランス
１１０への電流が遮断されるため、高周波トランス１１
０には電圧が印加されない。

【００３５】第３のステップは、トランジスタ１０８が
オン、１０９がオフの状態の場合である。このとき電流
は、「コンデンサ１０６の＋端子→高周波トランス１１
０の端子→端子→トランジスタ１０８→コンデンサ
１０６の−端子」と言う経路で流れる。その結果、高周
波トランス１１０の端子電位は端子が＋、端子が−
の電圧Ｖ₂が印加される。さらに、端子−間にも同
じ電圧Ｖ₂が誘起し、電位は端子が−、端子が＋と
なる。したがって、端子−間には、電位は端子が
＋、端子が−の電圧２Ｖ₂が発生する。

【００３６】第４のステップは、トランジスタ１０８，
１０９双方ともオフの状態の場合である。高周波トラン
ス１１０への電流が遮断され、電圧が印加されない。以
上を波形で示すと、図３の（ｃ）となる。

【００３７】次に、コンデンサ１１１，１１２が接続さ
れている場合を説明する。コンデンサが接続されていな
い上記との差は、トランジスタ１０８，１０９双方がオ
フしているときである。上記第２のステップを例にとっ
て説明する。第１ステップにおいて、高周波トランス１
１０には電流が流れている。ところで、高周波トランス
１１０は理想変成器でないため、１次側の巻き線に自己
インダクタンスが存在する。そのため、トランスに電流
が流れると、この自己インダクタンスにエネルギー（ト
ランスの自己インダクタンスをＬ、流れる電流をＩとす
ると、蓄積される磁気エネルギーＥは、Ｅ＝ＬＩ₂／２
となる。）が蓄積される。そして、第２ステップにおい
て、トランジスタがオフすると、電流経路が遮断される
ため、高周波トランス１１０の持つ自己インダクタンス
と高周波トランス１１０に並列接続されたコンデンサ１
１１，１１２との間で、並列共振が自己インダクタンス
に蓄積された磁気エネルギーにより開始する。すなわ
ち、図３の（ｄ）に示すように、電圧波形は＋２Ｖ₂か
ら正弦波状に−２Ｖ₂まで変化する。このまま、共振状
態を放置すると、電圧波形は再び＋方向に上昇する。そ
こで、第３ステップにおいて、共振により電圧が−２Ｖ
₂に達したときにトランジスタ１０８をオンする。する
と、電圧値は−２Ｖ₂のまま維持される。また、電圧値
が共振によりほぼ−２Ｖ₂に達してからトランジスタ１
０８をオンするため、トランジスタ１０８にかかる電圧
が非常に小さくなり、トランジスタの電力損失が小さく
なる。

【００３８】すなわち、トランジスタ１０８，１０９双
方がオフする時間を、上記した並列共振の共振周期の半
周期に設定すると、共振による電圧波形が最大限に利用
できる。

【００３９】以上のように、高周波トランス１１０にコ
ンデンサ１１１，１１２を並列接続することにより、高
周波トランス１１０の１次側に印加される電圧は、波形
が正弦波状となるため高調波成分が少くなり、そのた
め、不要輻射ノイズの発生が少ない。

【００４０】また、高周波トランス１１０の自己インダ
クタンスと並列接続されたコンデンサ１１１，１１２と
の間の電圧共振の共振波形を利用して、電圧共振により
電圧波形を一方の電位から他方の電位に変化させた後に
トランジスタ１０８，１０９をオンするため、オン時に
トランジスタ１０８，１０９にかかる電圧が小さくな
り、トランジスタ１０８，１０９の損失が小さくなる。

【００４１】次に、高周波トランス１１０の１次側に印
加された電圧は、２次側に伝達される。ここで、２次側
巻線の中間タップを接地すると、２次側には１次側と２
次側の巻線数の比に比例した１次側巻き線に発生したパ
ルス交流電圧Ｖ₃に相似な互いに逆相で合同なパルス交
流電圧Ｖ₄およびＶ₅が発生する。これらのパルス交流
電圧Ｖ₄およびＶ₅は、それぞれ半波整流器１１４およ
び１１５で半波整流される。これらの波形は、それぞれ
図４または図５の（ａ）および（ｂ）に示してある。

【００４２】一方、入力端子１１６に供給された入力信
号ｖ_iは、２値状態変調器１１７で２値信号に変調され
る。そして、スイッチ１１８は２値状態変調器１１７の
出力に基づいて開閉する。そのため、スイッチ１１８に
供給された半波整流器１１４，１１５で半波整流された
パルス交流電圧は、２値状態変調器１１７の出力により
変調される。

【００４３】ここで、２値状態変調器１１７およびスイ
ッチ１１８の動作を具体的な回路例の図２を用いて説明
する。ここでは、２値状態変調器としてパルス密度変調
を例としており、全体でデルタシグマ変調型のアナログ
／ディジタル変換器を構成している。

【００４４】まず、加算器２０１は、入力端子１１６か
ら入力された入力信号ｖ_iとスイッチ１１８の出力信号
（トランジスタ２０７のソースとトランジスタ２０８の
ドレインの接続点の電圧）との差を算出する。積分器２
０２は、加算器２０１の出力を積分する。次に、コンパ
レータ２０３は、積分器２０２の出力信号の極性を判別
する。そして、Ｄ型フリップフロップ２０５は、クロッ
ク発生器２０４が発生するサンプリングクロックの立ち
上がりエッジに基づきコンパレータ２０３の出力をサン
プリングする。Ｄ型フリップフロップ２０５の出力は、
入力信号ｖ_iをクロック発生器２０４の発生するサンプ
リングクロックでサンプルしたパルス密度変調信号であ
る。

【００４５】ここで、上述のサンプリングクロックとイ
ンバータ１０７の動作タイミングの関係について説明す
る。すなわち、クロック発生器２０４が発生するサンプ
リングクロックは制御器１１３に入力される。制御器１
１３は、入力したサンプリングクロックに基づきトラン
ジスタ１０８，１０９のベース制御信号を出力する。こ
こで、サンプリング周期をｔ_s、トランジスタ１０９の
オン時間をｔ₁、トランジスタ１０８のオン時間を
ｔ₂、高周波トランスの１次側巻き線が持つ自己インダ
クタンスとコンデンサ１１１，１１２間で発生する電圧
共振の共振周期をｔ_qとすると、ｔ_s＝ｔ ₁＋ｔ₂＋ｔ
_qが成立する。また、本発明の第１の実施例ではｔ₁＝
ｔ₂としている。そして、図３の（ｅ）に示すようにト
ランジスタ１０８のベース制御信号の立ち上がりエッジ
が、サンプリングクロックの立ち上がりエッジに同期す
る構成となっている。

【００４６】次に、ドライバ２０６は、トランジスタ２
０７および２０８を相補的に駆動できるようにＤ型フリ
ップフロップ２０５の出力信号を増幅する。そして、ト
ランジスタ２０７および２０８はドライバ２０６の出力
にしたがって相補的にオン・オフの動作を行う。

【００４７】フィルタ１１９は、たとえばコイルとコン
デンサで構成される梯子型のローパスフィルタである。
そして、オーディオ帯域の信号を通過させるようにコイ
ルおよびびコンデンサの定数を設定している。

【００４８】次に、２値状態変調器１１７、スイッチ１
１８およびフィルタ１１９の動作を説明する。まず、入
力信号ｖ_iが無信号のときの動作を図４を用いて説明す
る。図４において、（ａ）および（ｂ）は、それぞれ
半波整流器１１４および１１５が供給する互いに逆相の
パルス交流電圧である。（ｃ）が入力信号ｖ_i、（ｄ）
がサンプリングクロックの波形である。入力信号ｖ_iを
２値状態変調器１１７でパルス密度変調すると波形
（ｅ）となる。次に、スイッチ１１８は、２値状態変調
器１１７の出力に基づきパルス交流電圧（ａ），（ｂ）
をパルス密度変調すると波形（ｆ）となる。波形（ｆ）
において、正のパルスと負のパルスは互いの数が等し
く、面積も等しいため、フィルタ１１９で処理すると出
力は波形（ｇ）に示すように無信号となる。

【００４９】次に、入力信号ｖ_iが無信号でない場合の
動作を図５を用いて説明する。図５において、波形
（ｃ）のような入力信号ｖ_iが入力されると２値状態変
調器１１７の出力波形は、波形（ｅ）となる。波形
（ｅ）に基づきスイッチ１１８を駆動すると、パルス交
流電圧（ａ），（ｂ）はパルス密度変調され波形（ｆ）
となる。この波形（ｆ）をフィルタ１１９で処理する
と、波形（ｇ）のように入力信号ｖ_iに相似な電力増幅
された信号が得られる。

【００５０】ここで、クロック発生器２０４の発生する
サンプリングクロックの立ち上がりエッジと、トランジ
スタ１０８のベース制御信号の立ち上がりエッジは同期
している。そして、２値状態変調器１１７内のＤ型フリ
ップフロップはサンプリングクロックの立ち上がりエッ
ジで動作するため、スイッチ１１８は、トランジスタ１
０８のベース制御信号の立ち上がりエッジに同期して開
閉する。ところで、トランジスタ１０８のベース制御電
圧信号の立ち上がりエッジのタイミング、すなわち、ス
イッチ１１８の開閉動作を開始するタイミングにおい
て、スイッチ１１８に印加されるパルス交流電圧の電圧
値は、ゼロである。そのため、スイッチ１１８では電力
損失が発生しない。また、スイッチ１１８から出力され
る信号はパルス電圧発生器１０１で発生された正弦波状
の電圧波形を持つパルス信号であるため、高調波成分が
少ない。その結果、不要輻射ノイズの発生が少ない。

【００５１】以上のように、本発明の第１の実施例で
は、サンプリングクロックに同期した正弦波状の電圧波
形を持つパルス交流電圧を２値化した入力信号で変調す
るため、高調波成分の発生が少ない。また、スイッチン
グ素子に印加される電圧をゼロにした状態でスイッチン
グ動作を行うため、電力損失の発生が少ない。そのた
め、不要輻射ノイズの発生の少ない電力変換効率の高い
電力増幅器を構成している。

【００５２】なお、本発明の第１の実施例において、イ
ンバータ１０７の構成をプッシュプル方式としたが、ハ
ーフブリッジ方式としても同様の効果が得られることは
言うまでもない。

【００５３】図６は本発明の第２の実施例の電力増幅器
のブロック図を示す。図６において、構成要素として６
０１は正弦波状の電圧波形を持つパルス交流電圧を発生
するパルス電圧発生器、６０２，６０３はパルス電圧発
生器６０１の入力端子、６０４は交流電圧を直流電圧に
変換する整流平滑器、６０５は全波整流器、６０６はコ
ンデンサ、６０７は直流電圧をパルス交流電圧に変換す
るインバータ、６０８，６０９はトランジスタ、６１０
は高周波トランス、６１１，６１２はコンデンサ、６１
３はトランジスタ６０８，６０９を制御する制御器、６
１４は抵抗器、６１５はツエナーダイオード、６１６，
６１７は抵抗器、６１８はコンデンサ、６１９は半波整
流器、６２０，６２１はパルス電圧発生器６０１の出力
を半波整流する半波整流器、６２２は入力信号を入力す
る入力端子、６２３は入力信号を２値信号に変換する２
値状態変調器、６２４は２値状態変調器６２３の出力に
応じて開閉するスイッチ、６２５はスイッチ６２４の出
力信号から必要な帯域を通過させるフィルタ、６２６は
出力端子、６２７は負荷である。

【００５４】図７は、本発明の第２に実施例における制
御器６１３の動作説明図であり、同図において、
（ａ），（ｄ）はトランジスタ６０９のベース制御信
号、（ｂ），（ｅ）はトランジスタ６０８のベース制御
信号、（ｃ），（ｆ）はサンプリングクロック、（ｇ）
は高周波トランス６１０の１次側に印加される電圧の波
形図である。

【００５５】図８，図９は本発明の第２の実施例の電力
増幅器の動作説明図であり、同図において、（ａ）は整
流平滑器６０４の出力信号、（ｂ）は半波整流器６２０
の出力信号、（ｃ）は半波整流器６２１の出力信号、
（ｄ）は入力端子６２２に供給される入力信号、（ｅ）
はクロック発生器２０４の出力信号、（ｆ）は２値状態
変調器６２３の出力信号、（ｇ）はスイッチ６２４の出
力信号、（ｈ）はフィルタ６２５の出力信号である。

【００５６】前記各構成要素よりなる本発明の第２の実
施例の電力増幅器について、以下その動作について説明
する。本発明の第２の実施例の電力増幅器は、パルス電
圧発生器６０１、２値状態変調器６２３、スイッチ６２
４およびフィルタ６２５で構成されている。パルス電圧
発生器６０１は商用交流電源から供給される交流電圧を
パルス交流電圧に変換する。一方、２値状態変調器６２
３は入力信号を２値信号に変調する。そして、スイッチ
６２４は２値状態変調器６２３の出力に基づき開閉し、
パルス交流電圧を変調する。そして、フィルタ６２５は
変調されたパルス交流電圧を帯域制限して電力増幅され
たオーディオ信号を復調する。そして、オーディオ信号
を出力端子６２６に接続された負荷６２７に供給する。

【００５７】以下に各部の動作の詳細について説明す
る。パルス電圧発生器６０１は、入力端子６０２，６０
３と全波整流器６０５およびコンデンサ６０６から成る
整流平滑器６０４と、トランジスタ６０８，６０９と高
周波トランス６１０とコンデンサ６１１，６１２と、基
準直流電圧を発生する抵抗器６１４とツエナーダイオー
ド６１５と、高周波トランスの１次側に印加されるパル
ス交流電圧を分圧する抵抗器６１６，６１７と、分圧し
たパルス交流電圧を整流平滑する半波整流器６１９とコ
ンデンサ６１８および制御器６１３から成るインバータ
６０７とで構成されている。

【００５８】図６において、入力端子６０２および６０
３、全波整流器６０５、コンデンサ６０６、トランジス
タ６０８，６０９、高周波トランス６１０、コンデンサ
６１１，６１２は、図１における入力端子１０２および
１０３、全波整流器１０５、コンデンサ１０６、トラン
ジスタ１０８，１０９、高周波トランス１１０、コンデ
ンサ１１，１１２と全く同一の動作をする。

【００５９】まず、入力端子６０２と６０３間に供給し
た商用交流電源から供給される交流電圧Ｖ₆は、整流平
滑器６０４で直流電圧Ｖ₇に変換される。次に、直流電
圧Ｖ₇は、インバータ６０７でパルス交流電圧Ｖ₈，Ｖ
₉およびＶ₁₀に変換される。すなわち、制御器６１３
は、交流電圧Ｖ₆が変動しない、つまり、直流電圧Ｖ₇
が変動しなければ、図７の（ａ），（ｂ）に示したトラ
ンジスタ６０８，６０９のベース制御信号を発生する。
トランジスタ６０８，６０９は、制御器６１３の出力信
号に基づきオン・オフする。これに伴い高周波トランス
６１０の１次側巻き線には、断続的に直流電圧Ｖ₇が供
給され、１次側巻き線の両端には図７の（ｄ）に示した
正弦波状の電圧波形を持つパルス交流電圧Ｖ₈が発生す
る。したがって、中点が接地された高周波トランス６１
０の２次側巻き線には、１次側巻き線と２次側巻き線の
巻き線比に比例した１次側巻き線に発生したパルス交流
電圧Ｖ₈に相似な互いに逆相で合同なパルス交流電圧Ｖ
₉およびＶ₁₀が発生する。

【００６０】一方、抵抗器６１４とツエナーダイオード
６１５は、直流電圧Ｖ₇から基準となる一定な電圧値を
持つ直流電圧Ｖ₁₁を発生する。また、抵抗器６１６，６
１７は高周波トランス６１０の１次側に発生したパルス
交流電圧を分圧する。そして、半波整流器６１９とコン
デンサ６１８は分圧したパルス交流電圧を整流平滑す
る。これにより、高周波トランス６１０の１次側に発生
したパルス交流電圧に比例した直流電圧Ｖ₁₂が生成され
る。

【００６１】上記のように発生させた直流電圧Ｖ₁₁，Ｖ
₁₂は、制御器６１３に入力される。そして、制御器６１
３は、入力された直流電圧Ｖ₁₂が所定の電圧値を持つ基
準電圧Ｖ₁₁であるかを判断する。

【００６２】交流電圧Ｖ₆が一定であれば、直流電圧Ｖ
₁₂も一定であり、基準電圧Ｖ₁₁に等しい。ところが、交
流電圧Ｖ₆が変動すると、直流電圧Ｖ₇、パルス交流電
圧Ｖ ₈，Ｖ₉，Ｖ₁₀および直流電圧Ｖ₁₂も変動する。そ
のため、直流電圧Ｖ₁₂は、基準電圧Ｖ₁₁と異なる。

【００６３】しかし、制御器６１３は、直流電圧Ｖ₁₂と
基準電圧Ｖ₁₁が等しくなるようにトランジスタ６０８，
６０９のオン時間を制御する。これを図７を用いて説明
する。

【００６４】トランジスタ６０８のオン時間をｔ₁、ト
ランジスタ６０９のオン時間をｔ₂、高周波トランス６
１０の１次側巻き線が持つ自己インダクタンスとコンデ
ンサ６１１，６１２間で発生する電圧共振の共振周期を
ｔ_qとすると、ｔ_s＝ｔ₁＋ｔ₂＋ｔ_qが成立する。こ
こで、波形歪が発生しないように入力信号を２値信号に
変調するにはサンプリング周期ｔ_sを一定にする必要が
ある。また、高調波成分が発生しないように、高周波ト
ランス６１０の１次側に印加する電圧値を一方の電位か
ら他方の電位に変化させるのに電圧共振の電圧変化を利
用し、パルス交流電圧の電圧波形を正弦波状にしてい
る。そのため、トランジスタ６０８，６０９の双方がオ
フする時間はｔ_oは共振周期の２分の１にする必要があ
る。したがって、ｔ₁＋ｔ₂＝ｔ_s−２×ｔ_o＝ｔ_s−
ｔ_q＝一定となるように制御する必要がある。まず、交
流電圧Ｖ₆が一定の場合を考える。図７の（ａ）は、ト
ランジスタ６０９のベース制御信号、（ｂ）はトランジ
スタ６０８のベース制御信号、（ｃ）サンプリングクロ
ックである。ここでは、トランジスタ６０８のベース制
御信号の立ち下がりエッジはサンプリングクロックの立
ち上がりエッジに同期している。したがって、交流電圧
Ｖ₆が一定であるため、トランジスタ６０８とトランジ
スタ６０９のオン時間を同一にすれば良い。

【００６５】次に、直流電圧Ｖ₁₂と基準電圧Ｖ₁₁の電圧
値が異なる場合を考える。図７の（ｄ）は、トランジス
タ６０９のベース制御信号、（ｅ）はトランジスタ６０
８のベース制御信号、（ｆ）はサンプリングクロックで
ある。

【００６６】まず、直流電圧Ｖ₁₂＜基準電圧Ｖ₁₁の場
合、トランジスタ６０９のオン時間ｔ ₁が長くなるよう
に制御すれば良い。しかし、ｔ₁＋ｔ₂＝一定であるた
め、ｔ ₁を長くした分ｔ₂は短くなる。また、直流電圧
Ｖ₁₂＞基準電圧Ｖ₁₁の場合、トランジスタ６０９のオン
時間ｔ₁が短くなるように制御すれば良い。しかし、ｔ
₁＋ｔ₂＝一定であるため、ｔ₁を短くした分ｔ₂は長
くなる。

【００６７】しかし、このようにトランジスタを制御す
ると、図７の（ｇ）に示すようにパルス交流電圧は上下
非対象な電圧波形となる。ところが、パルス電圧発生器
６０１の出力は半波整流器６２０，６２１で整流され
る。整流は半波整流のため整流したした電圧は、トラン
ジスタ６０９がオンしたときの電圧であり、トランジス
タ６０８がオンしたときの電圧は出力には現れない。し
たがって、直流電圧Ｖ₁₂＝基準電圧Ｖ₁₁になるようにト
ランジスタ６０９のオン時間ｔ₁のみを制御し、トラン
ジスタ６０８のオン時間ｔ₂は、ｔ₁＋ｔ₂＝一定とな
るように制御すれば良い。

【００６８】次に、図６における入力端子６２２と、２
値状態変調器６２３と、スイッチ６２４と、フィルタ６
２５は、図１における入力端子１１６と、２値状態変調
器１１７と、スイッチ１１８と、フィルタ１１９と全く
同一の動作を行う。

【００６９】ただし、クロック発生器２０４（図２）の
出力するサンプリングクロックの立ち上がりエッジと、
制御器６１３の出力するトランジスタ６０８のベース制
御信号の立ち下がりエッジが同期している。

【００７０】入力端子６２２に供給された入力信号ｖ_i
は、２値状態変調器６２３でパルス信号に変換される。
次に、スイッチ６２４は、半波整流器６２０および６２
１から供給されるパルス交流電圧を２値状態変調器６２
３の出力に基づき変調する。

【００７１】交流電圧Ｖ₆が変動したときの本発明の第
２の実施例の動作について図８および図９を用いて説明
する。ここでは、図８または図９の（ｄ）に示す入力信
号ｖ _iが入力されたときの動作である。

【００７２】図８は、制御器６１３が直流電圧Ｖ₁₂と基
準電圧Ｖ₁₁と一致するように制御していない場合を示
す。交流電圧Ｖ₆が変動することにより直流電圧Ｖ₇が
図８の（ａ）のように変化したとする。ここで、破線は
交流電圧Ｖ₆が変化しないときの電圧値Ｖ_ddoとする。
直流電圧Ｖ₇が図８の（ａ）のように変化することによ
り、半波整流器６２０および６２１の出力電圧は、それ
ぞれ図８の（ｂ）および（ｃ）のようになる。すなわ
ち、電圧値が直流電圧Ｖ₇の変化にしたがって変化てい
る。一方、図８の（ｄ）に示す入力電圧ｖ_iは、２値状
態変調器６２３において、パルス密度変調され、図８の
（ｆ）に示すパルス信号に変換される。このパルス信号
により、スイッチ６２４をオン・オフすると図８の
（ｇ）に示す波形が得られる。これを、フィルタ６２５
で帯域制限し、オーディオ信号に復調すると、図８の
（ｈ）に実線で示す波形となる。図８の（ｈ）に入力信
号ｖｉが理想的に増幅されたときの波形を一点鎖線で示
し、実線と鎖線の差の部分にハッチングを入れている。
すなわち、図８は、交流電圧Ｖ₆の電圧値が変化すると
波形歪が発生することを示している。

【００７３】図９は、制御器６１３が直流電圧Ｖ₁₂と基
準電圧Ｖ₁₁と一致するように制御する場合を示す。図９
の（ａ）は交流電圧Ｖ₆の変動を示す。ここで、破線は
交流電圧Ｖ₆が変化しないときの電圧値Ｖ_ddoとする。
制御器６１３の働きにより、半波整流器６２０および６
２１の出力電圧はそれぞれ図９の（ｂ）および（ｃ）の
ようになる。これを図８と同様に、図９の（ｄ）に示す
入力電圧ｖ_iが、２値状態変調器６２３に入力されたと
きの出力波形が図９の（ｇ）である。これを、フィルタ
６２５で帯域制限し、オーディオ信号に復調したものが
図９の（ｈ）であり、図９の（ｄ）と相似形であり波形
歪が発生していない。

【００７４】以上のように、本発明の第２の実施例で
は、サンプリングクロックに同期した正弦波状の電圧波
形を持つパルス交流電圧を２値化した入力信号で変調た
め、高調波成分の発生が少ない。また、スイッチング素
子に印加される電圧をゼロにした状態でスイッチング動
作を行うため、電力損失の発生が少ない。さらに、高周
波トランスの１次側の巻き線に発生するパルス交流電圧
の電圧値を安定化することにより商用交流電源の電圧値
が変動しても波形歪が発生しない、不要輻射ノイズの発
生の少ない電力変換効率の高い電力増幅器を構成してい
る。

【００７５】図１０は本発明の第３の実施例の電力増幅
器のブロック図を示す。図１０において、構成要素とし
て１００１は正弦波状の電圧波形を持つパルス交流電圧
を発生するパルス電圧発生器、１００２，１００３はパ
ルス電圧発生器１００１の入力端子、１００４は交流電
圧を直流電圧に変換する整流平滑器、１００５は全波整
流器、１００６はコンデンサ、１００７は直流電圧をパ
ルス交流電圧に変換するインバータ、１００８，１００
９はトランジスタ、１０１０は高周波トランス、１０１
１，１０１２はコンデンサ、１０１３はトランジスタ１
００８，１００９を制御する制御器、１０１４は半波整
流器、１０１５はコンデンサ、１０１６は抵抗器、１０
１７はツエナーダイオード、１０１８，１０１９は抵抗
器、１０２０，１０２１はパルス電圧発生器１００１の
出力を半波整流する半波整流器、１０２２は入力信号を
入力する入力端子、１０２３は入力信号を２値信号に変
換する２値状態変調器、１０２４は２値状態変調器１０
２３の出力に応じて開閉するスイッチ、１０２５はスイ
ッチ１０２４の出力信号から必要な帯域を通過させるフ
ィルタ、１０２６は出力端子、１０２７は負荷である。

【００７６】上記の構成要素よりなる本発明の第３の実
施例の電力増幅器について、以下その動作について説明
する。本発明の第３の実施例の電力増幅器は、パルス電
圧発生器１００１、２値状態変調器１０２３、スイッチ
１０２４およびフィルタ１０２５で構成されている。パ
ルス電圧発生器１００１は商用交流電源から供給される
交流電圧をパルス交流電圧に変換する。一方、２値状態
変調器１０２３は入力信号を２値信号に変換する。そし
て、スイッチ１０２４は２値状態変調器１０２３の出力
に基づき開閉し、パルス交流電圧を変調する。そして、
フィルタ１０２５は変調されたパルス交流電圧を帯域制
限して電力増幅されたオーディオ信号を復調し、出力端
子１０２６に接続された負荷１０２７にオーディオ信号
を供給する。

【００７７】以下に各部の動作の詳細について説明す
る。パルス電圧発生器１００１は、入力端子１００２，
１００３と全波整流器１００５およびコンデンサ１００
６から成る整流平滑器１００４と、トランジスタ１００
８，１００９と高周波トランス１０１０とコンデンサ１
０１１，１０１２と、高周波トランス１０１０の２次側
に発生するパルス交流電圧を半波整流および平滑する半
波整流器１０１４とコンデンサ１０１５と、基準直流電
圧を発生させる抵抗器１０１６とツエナーダイオード１
０１７と、コンデンサ１０１５の両端に発生する直流電
圧を分圧する抵抗器１０１８，１０１９とから成るイン
バータ１００７とで構成されている。

【００７８】図１０において、入力端子１００２および
１００３、全波整流器１００５、コンデンサ１００６、
トランジスタ１００８，１００９、高周波トランス１０
１０、コンデンサ１０１１，１０１２は図１における入
力端子１０２および１０３、全波整流器１０５、コンデ
ンサ１０６、トランジスタ１０８，１０９、高周波トラ
ンス１１０、コンデンサ１１，１１２と全く同一の動作
をする。

【００７９】まず、入力端子１００２と１００３間に供
給した商用交流電源から供給される交流電圧Ｖ₁₄は、整
流平滑器１００４で直流電圧Ｖ₁₅に変換される。次に、
直流電圧Ｖ₁₅は、インバータ１００７でパルス状の交流
電圧Ｖ₁₆，Ｖ₁₇およびＶ₁₈に変換される。すなわち、制
御器１０１３は、交流電圧Ｖ₁₄が変動しないつまり、直
流電圧Ｖ₁₅が変動しなければ、図３の（ａ），（ｂ）に
示したものと同時にトランジスタ１００８，１００９の
ベース制御信号を発生する。トランジスタ１００８，１
００９は、制御器１０１３の出力クロックに基づきオン
・オフする。これに伴い高周波トランス１０１０の１次
側巻き線には、断続的に直流電圧Ｖ₁₅が供給され、１次
側巻き線の両端には図３の（ｄ）に示したものと同時に
正弦波状の電圧波形を持つパルス交流電圧Ｖ₁₆が発生す
る。したがって、中点が接地された高周波トランス１０
１０の２次側巻き線には、１次側巻き線と２次側巻き線
の巻き線比に比例した１次側巻き線に発生したパルス交
流電圧Ｖ₁₆に相似な互いに逆相で合同なパルス交流電圧
Ｖ₁₇およびＶ₁₈が発生する。

【００８０】一方、入力信号ｖ_iに楽音信号を用いた場
合、振幅が急峻に大きくなる等の振幅レベルの時間変動
が発生する。また、スピーカを負荷とした場合負荷のイ
ンピーダンスが周波数特性を持っている。これらに伴い
負荷１０２７に供給される電流が変化する。しかも、高
周波トランス１０１０の巻き線はインピーダンスを持
つ。そのため、高周波トランス１０１０の巻き線で電圧
降下が生じる。そのため、負荷１０２７には入力信号ｖ
_iに対応した電流が供給できなくなり、波形歪が発生す
る。

【００８１】そこで、高周波トランス１０１０の２次側
に発生したパルス交流電圧Ｖ₁₈を半波整流器１０１４が
整流し、コンデンサ１０１５がこれを平滑し、抵抗器１
０１８，１０１９で分割した直流電圧Ｖ₁₉に変換する。
また、抵抗器１０１６とツエナーダイオード１０１７で
所定の電圧を持つ基準電圧Ｖ₂₀を発生させる。そして、
制御器１０１３は、直流電圧Ｖ₁₉が基準電圧Ｖ₂₀である
かを判断する。

【００８２】今、パルス交流電圧Ｖ₁₈が一定であれば、
直流電圧Ｖ₁₉も一定であり、基準電圧Ｖ₂₀に等しい。と
ころが、パルス交流電圧Ｖ₁₈が変動すると、直流電圧Ｖ
₁₉も変動する。そのため、直流電圧Ｖ₁₉は、基準電圧Ｖ
₂₀と異なる。しかし、制御器１０１３は、直流電圧Ｖ₁₉
基準電圧Ｖ₂₀が等しくなるように、トランジスタ１００
８，１００９のオン時間を変化させる。制御器１０１３
の動作は、本発明の第２の実施例における制御器６１３
と全く同一の動作を行う。すなわち、直流電圧Ｖ₁₉＞基
準電圧Ｖ₂₀であればトランジスタ１００９がオンの期間
を少なくし、直流電圧Ｖ₁₉＜基準電圧Ｖ₂₀の場合はトラ
ンジスタ１００９がオンの時間が長くなるようなベース
制御信号を出力する。高周波トランス１０１０の２次側
に発生したパルス交流電圧Ｖ₁₇およびＶ₁₈は、それぞれ
半波整流器１０２０および１０２１で半波整流される。
そして、スイッチ１０２４に供給される。

【００８３】次に、図１０における入力端子１０２２
と、２値状態変調器１０２３と、スイッチ１０２４と、
フィルタ１０２５は、図１における入力端子１１６と、
２値状態変調器１１７と、スイッチ１１８と、フィルタ
１１９と全く同一の動作を行う。

【００８４】ただし、クロック発生器２０４の発生する
サンプリングクロックの立ち上がりエッジと制御器１０
１３の出力するトランジスタ１００８のベース制御信号
の立ち下がりエッジは同期している。

【００８５】入力端子１０２２に供給された入力信号ｖ
_iは、２値状態変調器１０２３でパルス信号に変換され
る。次に、スイッチ１０２４は、半波整流器１０２０お
よび１０２１から供給されるパルス交流電圧を２値状態
変調器１０２３の出力に基づき変調する。

【００８６】たとえば、交流電圧Ｖ₁₄が変動したときの
本発明の第３の実施例の動作について図８および図９を
用いて説明する。ここでは、図８または図９の（ｄ）に
示す入力信号ｖ_iが入力されたときの動作である。交流
電圧Ｖ₁₄が変動することにより、高周波トランスの２次
側の電圧Ｖ₁₇，Ｖ₁₈も変動する。

【００８７】図８は、制御器１０１３が直流電圧Ｖ₁₉と
基準電圧Ｖ₂₀とが一致するように制御しない場合を示
す。パルス交流電圧Ｖ₁₈が変動することにより半波整流
器１０２０および１０２１の出力がそれぞれ図８の
（ｂ），（ｃ）のように変化したとする。すなわち、電
圧値がパルス交流電圧Ｖ₁₇の変化にしたがって変化てい
る。一方、図８の（ｄ）に示す入力電圧ｖ_iは、２値状
態変調器１０２３において、パルス密度変調され、図８
の（ｆ）に示すパルス信号に変換される。このパルス信
号により、スイッチ１０２４をオン・オフすると図８の
（ｇ）に示す波形が得られる。これを、フィルタ１０２
５で帯域制限し、オーディオ信号に復調すると、図８の
（ｈ）に実線で示す波形となる。図８の（ｈ）に入力信
号ｖｉが理想的に増幅されたときの波形を一点鎖線で示
し、実線と鎖線の差の部分にハッチングを入れている。
すなわち、図８は、パルス交流電圧Ｖ₁₈の電圧値が変化
すると波形歪が発生することを示している。

【００８８】図９は、制御器１０１３が直流電圧Ｖ₁₉と
基準電圧Ｖ₂₀と一致するように制御器１０１３の出力ク
ロックのデューティー比を制御する場合を示す。図８と
同様にパルス交流電圧Ｖ₁₈が変化すると、半波整流器１
０２０および１０２１の出力はそれぞれ図８の（ｂ），
（ｃ）のように変化する。しかし、制御器１０１３の働
きにより、半波整流器１０２０および１０２１の出力電
圧はそれぞれ図９の（ｂ）および（ｃ）のようになる。
すなわち、パルス交流電圧Ｖ₁₈の電圧値が一定に成るよ
うにパルス幅が変化していることがわかる。これを図８
と同様に、図９の（ｄ）に示す入力電圧ｖ_iが、２値状
態変調器１０２３に入力されたときの出力波形が図９の
（ｇ）である。これを、フィルタ１０２５で帯域制限
し、オーディオ信号に復調したものが図９の（ｈ）であ
り、図９の（ｄ）と相似形であり波形歪が発生していな
い。さらに、上記説明では、交流電圧Ｖ₁₄が変動した場
合を例にとって説明したが、負荷変動により高周波トラ
ンス１０１０の２次側巻き線に発生する電圧単体が変化
した場合も同様に制御される。

【００８９】以上のように、本発明の第３の実施例で
は、サンプリングクロックに同期した正弦波状の電圧波
形を持つパルス交流電圧を２値化した入力信号で変調す
るため、高調波成分の発生が少ない。また、スイッチン
グ素子に印加される電圧をゼロにした状態でスイッチン
グ動作を行うため、電力損失の発生が少ない。さらに、
高周波トランスの２次側の巻き線に発生するパルス交流
電圧の電圧値を安定化することにより、商用交流電源の
電圧値の変動や高周波トランスの巻き線インピーダンス
による電圧降下が生じても波形歪が発生しなく、不要輻
射ノイズの発生の少ない電力変換効率の高い電力増幅器
を構成している。

【００９０】

【発明の効果】以上の各実施例の説明より明らかなよう
に、本発明はサンプリングクロックに同期した正弦波状
の電圧波形を持つパルス交流電圧を２値化した入力信号
で変調するため、高調波成分の発生が少ない。その結
果、不要輻射ノイズの発生を減少させることを可能とす
る効果が得られる。

【００９１】また、スイッチング素子に印加される電圧
をゼロにした状態でスイッチング動作を行うため、電力
損失の発生を少なくすることを可能とする効果が得られ
る。また、高周波トランスの１次側に印加する電圧値が
一定になるようにパルス電圧発生器を制御することで、
入力交流電圧の変動を除去することができる。そのた
め、出力信号の波形歪の発生を減少させることを可能と
する効果が得られる。

【００９２】また、高周波トランスの２次側に発生する
電圧の電圧値を一定になるようにパルス電圧発生器を制
御することで高周波トランスのインピーダンスによる電
圧降下（入力信号、負荷インピーダンス等により変調さ
れている）を除去できるため、出力信号の波形歪の発生
を減少させることを可能とする効果が得られる。

【００９３】さらに、高周波トランスの２次側の巻き線
の中点を接地し、巻き線の両端に半波整流器を介してス
イッチング素子に接続することで、フィルタで復調され
た負荷に供給する低周波信号を高周波トランスの２次側
に流さない構成が実現できる。その結果、出力信号の波
形歪の発生を減少させることを可能とする効果が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の電力増幅器の構成を示
すブロック図

【図２】同第１の実施例における２値状態高調器とスイ
ッチの具体的な構成を示すブロック図

【図３】同第１の実施例の動作を説明する動作説明図

【図４】同第１の実施例の動作を説明する動作説明図

【図５】同第１の実施例の動作を説明する動作説明図

【図６】本発明の第２の実施例の電力増幅器の構成を示
すブロック図

【図７】同第２の実施例の動作を説明する動作説明図

【図８】同第２の実施例の動作を説明する動作説明図

【図９】同第２の実施例の動作を説明する動作説明図

【図１０】本発明の第３の実施例の電力増幅器の構成を
示すブロック図

【図１１】従来の負荷駆動装置の構成を示すブロック図

【図１２】同従来例の動作を説明する動作説明図

【図１３】同従来例の動作を説明する動作説明図

【符号の説明】

１０１パルス電圧発生器１０２，１０３，１１６入力端子１０４整流平滑器１０５全波整流器１０６，１１１，１１２コンデンサ１０７インバータ１０８，１０９トランジスタ１１０高周波トランス１１３制御器１１４，１１５半波整流器１１７２値状態変調器１１８スイッチ１１９フィルタ１２０出力端子１２１負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を２値信号に変換する２値状態
変調手段と、前記２値状態変調手段のサンプリングクロックに同期
し、かつ、正弦波状の電圧波形を持つパルス交流電圧を
発生するパルス電圧発生手段と、前記パルス電圧発生手段の出力信号であるパルス交流電
圧を前記２値状態変調手段の出力信号に応じてオンオフ
するスイッチと、前記スイッチでオンオフ制御されたパルス交流電圧の周
波数帯域を制限し音声帯域の信号を通過させるフィルタ
とを備えたことを特徴とする電力増幅器。
【請求項２】パルス電圧発生手段は、１次側に巻き線
１、２次側に巻き線２を備えた高周波トランスと、前記巻き線１の持つ自己インダクタンスと所定の周波数
で共振する前記巻き線１の両端に接続されたコンデンサ
と、直流電源から供給される直流電圧を前記巻き線１に印加
するオンオフ制御可能なスイッチング素子を含むスイッ
チング手段と、前記スイッチング手段のスイッチング素子を２値状態変
調手段のサンプリングクロックに同期して間欠的にオン
する制御手段とを備え、前記スイッチング素子がオフしている期間は前記巻き線
１の持つ自己インダクタンスと前記コンデンサによる共
振電圧を利用することで、前記巻き線２に前記サンプリ
ングクロックに同期しかつ正弦波状の電圧波形を持つパ
ルス交流電圧を発生させることを特徴とする請求項１記
載の電力増幅器。
【請求項３】パルス電圧発生手段は、１次側に巻き線
１、２次側に巻き線２を備えた高周波トランスと、前記巻き線１の持つ自己インダクタンスと所定の周波数
で共振する前記巻き線１の両端に接続されたコンデンサ
と、直流電源から供給される直流電圧を前記巻き線１に印加
するオンオフ制御可能なスイッチング素子を含むスイッ
チング手段と、前記スイッチング手段のスイッチング素子を２値状態変
調手段のサンプリングクロックに同期して間欠的にオン
する制御手段と、所定の電圧値を持つ基準直流電圧を生成する基準信号発
生手段と、前記巻き線１に発生する交流電圧を整流平滑する平滑手
段とを備え、前記制御手段は、前記基準信号発生手段の発生する基準
直流電圧の電圧値と前記平滑手段の出力する直流電圧の
電圧値とが等しくなるように前記スイッチング手段のス
イッチング素子のオン時間を制御することで前記直流電
圧を前記巻き線１に印加し、前記スイッチング素子がオフしている期間は前記巻き線
１の持つ自己インダクタンスと前記コンデンサによる共
振電圧を利用することで、前記巻き線２に前記サンプリ
ングクロックに同期しかつ正弦波状の電圧波形を持つパ
ルス交流電圧を発生させることを特徴とする請求項１記
載の電力増幅器。
【請求項４】パルス電圧発生手段は、１次側に巻き線
１、２次側に巻き線２を備えた高周波トランスと、前記巻き線１の持つ自己インダクタンスと所定の周波数
で共振する前記巻き線１の両端に接続されたコンデンサ
と、直流電源から供給される直流電圧を前記巻き線１に印加
するオンオフ制御可能なスイッチング素子を含むスイッ
チング手段と、前記スイッチング手段のスイッチング素子を２値状態変
調手段のサンプリングクロックに同期して間欠的にオン
する制御手段と、所定の電圧値を持つ基準直流電圧を生成する基準信号発
生手段と、前記巻き線２に発生する交流電圧を整流平滑する平滑手
段とを備え、前記制御手段は、前記基準信号発生手段の発生する基準
直流電圧の電圧値と前記平滑手段の出力する直流電圧の
電圧値とが等しくなるように前記スイッチング手段のス
イッチング素子のオン時間を制御することで前記直流電
圧を前記巻き線１に印加し、前記スイッチング素子がオフしている期間は前記巻き線
１の持つ自己インダクタンスと前記コンデンサによる共
振電圧を利用することで、前記巻き線２に前記サンプリ
ングクロックに同期しかつ正弦波状の電圧波形を持つパ
ルス交流電圧を発生させることを特徴とする請求項１記
載の電力増幅器。