JP4574466B2 - 音声再生装置 - Google Patents

Description

本発明は、ΔΣ変調１ビット信号を利用した定電圧生成回路および音声再生装置に関するものである。

音声再生装置などに用いる定電圧を生成する定電圧生成回路（電源回路）の回路方式として、ドロッパ方式が知られている。

ドロッパ方式の定電圧生成回路は、入力側の電圧を制御トランジスタでロスすることによってステップダウンさせて、所望の出力電圧を得るものである。この定電圧生成回路は、簡易に安定した出力電圧を得られる電源装置として、広く用いられている。

ドロッパ方式の定電圧生成回路は、図４に示すように、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを備えたトランス１０１、複数のダイオードからなるダイオードブリッジ整流回路１０２、平滑用コンデンサ１０３、制御トランジスタ１０４、誤差増幅器１０５、基準電圧１０６、および出力電圧検出部１０７を備えている。なお、出力電圧検出部は、第１の抵抗１０８、および第２の抵抗１０９で構成されている。

第１の抵抗１０８と第２の抵抗１０９とのノードは、誤差増幅器１０５の反転入力端子（−）と接続されている。また、基準電圧１０６は、誤差増幅器１０５の非反転入力端子（＋）と接続されている。さらに、誤差増幅器１０５の出力端子は、制御トランジスタ１０４のベースと接続されている。

交流電源（不図示）からの入力電圧によりトランス１０１の一次巻線に電流が流れる。一次巻線に電流が流れると、二次巻線に電圧が誘起して二次巻線にも電流が流れる。この電流は、ダイオードブリッジ整流回路１０２と平滑用コンデンサ１０３とにより直流に変換される。

この電流は、制御トランジスタ１０４のコレクタ電流となり、出力検出部１０７に流れる。この出力電圧検出部１０７にて検出された出力電圧は、誤差増幅器１０５の反転出力端子（−）に入力される。誤差増幅器１０５は、この出力電圧と、基準電圧１０６とを比較して、その比較結果に基づき、制御トランジスタ１０４を制御する。これによって、出力側の負荷抵抗（不図示）の値が変化したときにも、出力電圧が維持されるようになっている。

しかしながら、上記のドロッパ方式の定電圧生成回路は、損失が大きく、電力変換効率が悪い、という問題を有している。

これに対して、近年、定電圧を生成する方式として、損失が少なく、電力変換効率が良い、スイッチング方式の電源回路（定電圧生成回路）が広く利用されている。このスイッチング方式の定電圧生成回路は、基本的に、パルス幅制御によってＯＮ／ＯＦＦの時間の比率を変えて、出力電圧の安定化を図っている。

このスイッチング方式の定電圧生成回路は、図５に示すように、ダイオードブリッジ整流回路１２１、平滑コンデンサ１３２、一次巻線Ｎ３と二次巻線Ｎ４とを備えたトランス１３３、ダイオード１３４・１３５、リアクトル１３６、コンデンサ１３７、抵抗１３８・１３９、誤差増幅器１４０、発光ダイオード１５１とフォトトランジスタ１５２とを備えたフォトカプラ１４１、パルス幅制御回路１４２、制御トランジスタ１４３、基準電圧１４４を備えている。ダイオードブリッジ整流回路１２１および平滑コンデンサ１３２の役割については、上記したドロッパ方式の定電圧生成回路と同じであるため、その説明を省略する。

制御トランジスタ１４３は、パルス幅制御回路１４２によってオン・オフ制御され、オンのときに、入力電圧によりトランス１３３の一次巻線に電流が流れる。そして、二次巻線に誘起した電圧はダイオード１３４・１３５とリアクトル１３６とコンデンサ１３７からなる整流平滑回路によって整流されて平滑化され、安定した出力電圧となる。

この出力電圧は、抵抗１３８・１３９によって、分圧され、誤差増幅器１４０によって基準電圧との誤差分が、フォトカプラを介してパルス幅制御回路１４２に加えられる。そして、このパルス幅制御回路１４２にて制御トランジスタ１４３のオン期間を決めるパルスが生成され、制御トランジスタ１４３のゲートに加えられる。

出力電圧が設定値より高くなると、オン期間が短くなる一方、出力電圧が設定値よりも低くなるとオン期間が長くなるように制御され、出力電圧は設定値となるように制御される。
特開２０００−２９５０４９号（平成１２年１０月２０日 公開）

しかしながら、スイッチング方式の定電圧生成回路は、負荷変動の大きな負荷に対しては、電圧精度が悪い（ノイズが大きい）、という問題がある。

本発明は、上記問題を解決するためにされたものであり、その目的は、電力変換効率が高く、大きな負荷変動に対しても電圧精度が良い定電圧生成回路および音声再生装置を提供することである。

本発明の定電圧生成回路は、上記課題を解決するために、交流電源からの交流電圧を整流および平滑して直流電圧を出力する整流部と、入力される定電圧をΔΣ変調によって１ビット信号に変換して出力する第１のΔΣ変調回路部と、上記１ビット信号を制御信号として上記直流電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第１のスイッチング回路部と、上記スイッチング信号の高域成分をカットして定電圧を生成する第１のローパスフィルタ部とを有する定電圧生成回路であって、上記第１のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第１の負帰還ループが設けられていることを特徴としている。

定電圧生成回路は、第１のΔΣ変調回路部で高速サンプリングされた１ビット信号を制御信号として、直流電圧（ＤＣ電圧）を第１のスイッチング回路部でスイッチングし、パルス増幅されたスイッチング信号を第１のローパスフィルタ部で高域成分をカットすることで、定電圧を取り出すものである。この定電圧の電圧値は、第１のΔΣ変調回路部に入力される電圧値に対応したものである。

上記構成によれば、第１のスイッチング回路部から出力されるスイッチング信号を第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第１の負帰還ループが設けられている。

この第１の負帰還ループは、第１のスイッチング回路部にて高速サンプリングされた１ビット信号を負帰還させて、サンプリング周波数レベルで、直流電圧に残る（含まれた）リプル成分を抑制し、第１のスイッチング回路部のスイッチング動作で発生するノイズ成分を抑制し、かつ、負荷変動の大きな負荷によって生じる電圧変動を抑制することができる。従って、電力変換効率が高く、大きな負荷変動に対しても電圧精度が良い定電圧生成回路を提供することができる。

また、本発明の音声再生装置は、上記定電圧生成回路と、入力される音声信号に対応する２値あるいは３値のデジタル信号をスイッチング制御信号として上記第１のローパスフィルタ部から印加された定電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第２のスイッチング回路部と、上記第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号の高域成分をカットする第２のローパスフィルタ部とを備えていることが好ましい。

従来、上記した本発明の第１の負帰還ループを備えた定電圧生成回路を用いた音声再生装置はなく、上記したドロッパ方式、または、スイッチング方式の定電圧生成回路を用いた音声再生装置しかなかった。そのため、従来の音声再生装置では以下のような問題があった。

例えばオーディオアンプのようなダイナミックレンジが広く負荷変動が大きなオーディオ信号を従来の音声再生装置にて再生する場合、ＬＰＦ部（ローパスフィルタ部）から出力させる音声再生信号によってスピーカなどの音響変換器を駆動することになり、大きな駆動電流の変化が生じてしまう。

このように駆動電流の大きな変化が起きた場合に、スイッチング方式の定電圧電源（定電圧回路）によって得られる定電圧をスイッチング回路部に印加し、この定電圧をスイッチングして駆動電流を得ようとすると、スイッチング回路部に印加された定電圧が電圧変動（負荷変動）を引き起こす。ＰＷＭ制御で安定化を図っているスイッチング方式の定電圧電源は、このような負荷変動には弱く、再生する音声出力が大きくなれば、スイッチング方式の定電圧電源の故障にもつながる。

これに対して、本発明の音声再生装置は、上記の定電圧生成回路から定電圧の供給を受けている。従って、ダイナミックレンジが広く、負荷変動の大きなオーディオ信号を再生する場合に、第２のスイッチング回路部に定電圧生成回路から印加された定電圧に対して、大きな負荷変動による電圧変動が起っても、定電圧生成回路において高速サンプリングされた１ビット信号の負帰還による補正がかかるため、大きな負荷変動にも追従する安定した出力電圧を得ることができる。すなわち、負荷変動に強い定電圧生成回路から駆動電流を得ることができ、その駆動能力を上げることができると共に、安定した音声再生を行うことができる。

また、本発明の音声再生装置は、上記第１のローパスフィルタ部から印加された定電圧に含まれる電圧変動成分を上記第２のスイッチング回路部から上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第２の負帰還ループが設けられていることが好ましい。

第２のスイッチング回路部におけるスイッチングで発生するノイズ成分や第２のスイッチング回路部に印加される定電圧の微小な変動などが音声再生装置にて再生される音声信号にノイズとなって重畳される。

これに対して、上記構成によれば、上記第１のローパスフィルタから上記第２のスイッチング回路に印加された定電圧に含まれる電圧変動成分を上記第１のΔΣ変調回路部の入力段に負帰還する第２の負帰還ループが設けられている。従って、第１のΔΣ変調回路部から出力される１ビット信号は、上記のノイズ成分を抑制するように変調された１ビット信号となり、この１ビット信号から得られる定電圧が第２のスイッチング回路部に印加されるので、第２のスイッチング回路部のスイッチング動作にて発生したノイズ成分などのノイズ成分の影響を受けることなく音声再生を行うことができる。さらに、第２のスイッチング回路部のスイッチング動作にて発生したノイズ成分を定電圧生成回路において抑制することができる。

また、本発明の音声再生装置は、上記第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記音声信号の入力側へ負帰還する第３の負帰還ループが設けられていることが好ましい。

上記構成によれば、第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号が音声信号の入力側へ負帰還される第３の負帰還ループが設けられている。従って、第２のスイッチング回路部のスイッチング（スイッチング動作）で発生するノイズ成分や第２のスイッチング回路部に定電圧生成回路から印加される定電圧の微小な変動などによって発生するノイズ成分を抑制することができる。それゆえ、第２のローパスフィルタ部から出力される音声再生信号のＳ／Ｎ（Signal/Noise）性能を上げることができる。

また、本発明の定電圧生成回路は、交流電源からの交流電圧を整流および平滑して直流電圧を出力する整流部と、入力される定電圧をΔΣ変調によって１ビット信号に変換して出力する第１のΔΣ変調回路部と、上記１ビット信号を制御信号として上記直流電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第１のスイッチング回路部と、上記スイッチング信号の高域成分をカットして定電圧を生成する第１のローパスフィルタ部とを有する定電圧生成回路であって、上記第１のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第１の負帰還ループが設けられており、上記第１のΔΣ変調回路部に入力される定電圧の電圧値が可変であることを特徴としている。

また、本発明の音声再生装置では、音量の制御を行う際に、上記音声信号の制御を行うと共に、上記第１のΔΣ変調回路部に入力される定電圧の制御を行うことが好ましい。

上記構成によれば、音声再生時の音量調整において、音声信号の調整に合わせて定電圧値の調整を行えるため、Ｓ／Ｎ性能の優れた音声再生を行うことができ、定電圧値を小さくすることによって、スイッチング損失も小さくすることができる。なお、音量を下げるときは、音量信号レベルを小さくすると同時に定電圧の値を小さくし、音量を上げるときは、音声信号レベルを大きくすると同時に定電圧の値を大きくする。また無音量時には、定電圧の値を０としてもよい。

また、本発明の音声再生装置では、第２のスイッチング回路部から第３の負帰還ループによって負帰還される信号レベルを一定に保つことが好ましい。

上記構成によれば、第２のスイッチング回路から第３の負帰還ループによって負帰還される信号レベル（負帰還量）が一定に保たれている。つまり、音声信号レベルと第１のΔΣ変調回路部に入力される直流電圧レベルとを再生音量の制御に合わせてそれぞれ同様に変化させるのに対して、第２のスイッチング回路部から出力され、第１のΔΣ変調回路部に負帰還される信号レベルを一定に保つように、第２のスイッチング回路部から出力されるスイッチング信号の減衰比の増減がされる。従って、Ｓ／Ｎ性能の優れた音声再生装置を実現することができる。

本発明の定電圧生成回路は、以上のように、交流電源からの交流電圧を整流および平滑して直流電圧を出力する整流部と、入力される定電圧をΔΣ変調によって１ビット信号に変換して出力する第１のΔΣ変調回路部と、上記１ビット信号を制御信号として上記直流電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第１のスイッチング回路部と、上記スイッチング信号の高域成分をカットして定電圧を生成する第１のローパスフィルタ部とを有する定電圧生成回路であって、上記第１のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第１の負帰還ループが設けられている。

従って、電力変換効率が高く、大きな負荷変動に対しても電圧精度が良い定電圧生成回路を提供することができる、という効果を奏する。

また、例えば、音声再生装置は、上記定電圧生成回路と入力される音声信号に対応する２値あるいは３値のデジタル信号をスイッチング制御信号として上記第１のローパスフィルタ部から印加された定電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第２のスイッチング回路部と、上記第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号の高域成分をカットする第２のローパスフィルタ部とを備えている構成としてもよい。

この音声再生装置は、負荷変動に強い定電圧生成回路から駆動電流を得ることができ、その駆動能力を上げることができると共に、安定した音声再生を行うことができる。

さらに、例えば、音声再生装置において、第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を音声信号の入力側へ負帰還する第３の負帰還ループが設けられていることが好ましい。

この音声再生装置は、第２のスイッチング回路部のスイッチングで発生するノイズ成分や第２のスイッチング回路部に定電圧生成回路から印加される定電圧の微小な変動などによって発生するノイズ成分を抑制することができる。それゆえ、第２のローパスフィルタ部から出力される音声再生信号のＳ／Ｎ（Signal/Noise）性能を上げることができる。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施の形態について、図面を用いて説明する。

図２は、本実施の形態の音声再生装置（本装置）の概略構成を示すブロック図である。本装置は、同図に示すように、定電圧生成部（定電圧生成回路；定電圧電源）１０と、音声再生部１５とを備えている。そして、定電圧生成部１０にて生成された定電圧が音声再生部１５へ印加され、この定電圧を用いて音声再生部１５にて音声が再生されるようになっている。
〔音声再生部の構成〕
音声再生部１５は、図２に示すように、第２のΔΣ変調回路部１１、第２のスイッチング回路部１２、第２のＬＰＦ部（第２のローパスフィルタ部）１３、およびスピーカ１４を有している。音声再生部１５は、定電圧生成部１０から第２のスイッチング回路部１２へ定電圧が印加される一方、外部から第２のΔΣ変調回路部１１へ音声信号が入力される。

なお、第２のΔΣ変調回路部１１の出力端子２２と第２のスイッチング回路部１２の入力端子２３とが互いに接続されていると共に、第２のスイッチング回路部１２の出力端子２４と第２のＬＰＦ部１３の入力端子２５とが互いに接続されている。つまり、音声信号の電流経路には、上流側から第２のΔΣ変調回路部１１、第２のスイッチング回路部１２、および第２のＬＰＦ部１３がこの順に配されている。また、第２のΔΣ変調回路は、必ずしも設けられる必要はなく、音声信号に対応する２値あるいは３値のデジタル信号を生成するものであれば何でもよい。

また、第２のΔΣ変調回路部１１の出力端子２２と第２のスイッチング回路部１２の入力端子２３との間にノード２６が設けられている一方、第２のΔΣ変調回路部１１の入力段には減算器２７が設けられている。そして、これらのノード２６と減算器２７とが互いに接続されることによって、第２のΔΣ変調回路部１１内に、負帰還ループ１９が形成されている。つまり、第２のΔΣ変調回路部１１からの出力が再び第２のΔΣ変調回路部１１の入力段へ負帰還されるようになっている。
〔音声再生部の動作〕
第２のΔΣ変調回路部１１は、外部から入力された音声信号を高速サンプリングし、１ビット信号とする。そして、第２のΔΣ変調回路部１１は、この１ビット信号を後段の第２のスイッチング回路部１２へ入力すると同時に、第２のΔΣ変調回路部１１の入力段へ負帰還する。

第２のスイッチング回路部１２には、後に詳述する定電圧生成部１０から供給された定電圧が印加されている。この第２のスイッチング回路部１２は、上記第２のΔΣ変調回路部１１から受け取った１ビット信号を制御信号として、定電圧生成部１０から供給された定電圧をスイッチングし、パルス増幅したスイッチング信号を第２のＬＰＦ部１３へ出力する。第２のＬＰＦ部１３は、入力されたパルス増幅したスイッチング信号の高域成分をカットしてスピーカ１４へ出力する。そして、スピーカ１４から外部へ音声が出力される。
〔定電圧生成部の構成〕
次に、本発明の最重要部分である、定電圧生成部１０について説明する。定電圧生成部１０は、図１および図２に示すように、第１のΔΣ変調回路部１、第１のスイッチング回路部２、第１のＬＰＦ部（第１のローパスフィルタ部）３、整流部４、交流電源５、および直流電源６を有している。そして、直流電源６の一端は、グランド２０に接続されている。

整流部４の入力端子３１・３２は、交流電源５と接続されている。また、整流部４の出力端子３３・３４は、第１のスイッチング回路部２の入力端子４５・４６と接続されている。

そして、第１のΔΣ変調回路部１の入力端子３５は直流電源６の他端と接続されている一方、第１のΔΣ変調回路１の出力端子３６は第１のスイッチング回路部２の入力端子３７と接続されている。さらに、第１のスイッチング回路部２の出力端子３８は第１のＬＰＦ部３の入力端子３９と接続されている。つまり、定電圧生成部１０には、交流電源５→整流部４→第１のスイッチング回路部２→第１のＬＰＦ部３という電流経路と、直流電源６→第１のΔΣ変調回路１→第１のスイッチング回路部２→第１のＬＰＦ部３という電流経路との２つの電流経路が形成されている。
〔定電圧生成部の動作〕
整流部４は、全波整流回路から成っており、交流電源５（波形）からの交流（ＡＣ）電圧を整流・平滑することによって、直流（ＤＣ）電圧を生成し、この直流電圧を第１のスイッチング回路部２へ印加する。

第１のΔΣ変調回路部１は、直流電源６からの直流電圧を高速サンプリングして、１ビット信号を生成し、この１ビット信号を第１のスイッチング回路部２へ送る。第１のスイッチング回路部２は、第１のΔΣ変調回路部１から送られた１ビット信号を制御信号として、整流部４から印加された直流電圧をスイッチングし、パルス増幅したスイッチング信号を第１のＬＰＦ部３へ出力する。第１のＬＰＦ部３は、第１のスイッチング回路部２から得たスイッチング信号の高域成分をカットして、音声再生部１５（図２）へ出力する。

本実施の形態の定電圧生成部１０では、特に、第１のスイッチング回路部２の出力端子３８と第１のＬＰＦ部３の入力端子３９との間にノード４０が設けられている一方、直流電源６の他端と第１のΔΣ変調回路部１の入力端子３５との間に減算器４１が設けられている。そして、これらのノード４０と減算器４１とが互いに接続されている。つまり、第１のスイッチング回路部２の出力段から第１のΔΣ変調回路部１の入力段への負帰還ループ（第１の負帰還ループ）２９が設けられている。

この第１のΔΣ変調回路部１および第１のスイッチング回路部２を含むΔΣ変調の第１の負帰還ループ２９によって、パルス増幅したスイッチング信号が、第１のＬＰＦ部３へ出力されると同時に、第１のスイッチング回路部２の出力段から第１のΔΣ変調回路部１の入力段へ負帰還される。

従って、(ｉ)第１のスイッチング回路部２に整流部４から印加される直流電圧に含まれるリプル成分、(ｉｉ)第１のスイッチング回路部２のスイッチング動作で発生するノイズ成分、および(ｉｉｉ)負荷変動の大きな負荷によって生じる電圧変動、のそれぞれの影響を抑制することができ、電圧精度が非常に高い定電圧を得ることができる。

また、本装置では、図２に示すように、上記の定電圧生成部１０から得られた定電圧が音声再生部１５の第２のスイッチング回路部１２へ入力されるようになっている。このため、ダイナミックレンジが広く負荷変動の大きなオーディオ信号を再生する場合でも、安定した音声の再生をすることができる。すなわち、第１のΔΣ変調回路部１で高速サンプリングされた１ビット信号の負帰還による高速度での補正がかかるため、大きな負荷変動にも追従する安定した出力電圧を定電圧生成部１０から得ることができる。さらに換言すれば、音声再生部１５は、定電圧生成部１０から負荷変動に強い駆動電流を得ることができ、安定した音声の再生をすることができる。

ところで、第２のスイッチング回路部１２のスイッチング（スイッチング動作）で発生するノイズ成分や第２のスイッチング回路部１２に定電圧生成部１０から印加される定電圧の微小な変動などによって、再生される音声信号（再生音声信号）にノイズ成分が重畳される、という問題がある。

このため、図２に示すように、定電圧生成部１０から第２のスイッチング回路部１２に定電圧が印加されているポイント１８から、定電圧生成部１０の第１のΔΣ変調回路１の入力段へ負帰還される負帰還ループ（第２の負帰還ループ）１７が形成されていることが好ましい。この負帰還ループ１７は、第２のスイッチング回路部１２に印加された定電圧に含まれる電圧変動成分を第１のΔΣ変調回路部１へ負帰還している。

これによって、負帰還後に第１のΔΣ変調回路部１から出力される１ビット信号は、上記のスイッチングによって発生するノイズ成分および定電圧の微小な変動によって発生するノイズ成分などが抑制されている。そして、このノイズ成分が抑制された１ビット信号から得られる定電圧が第２のスイッチング回路部１２に印加されため、上記のノイズ成分の影響を受けることなく音声の再生を行うことができる。

さらに、上記の負帰還ループ１７を設けることにより以下のような効果がある。従来、第２のスイッチング回路部１２のスイッチング（スイッチング動作）で発生するノイズ成分や第２のスイッチング回路部１２に定電圧生成部１０から印加される定電圧の微小な変動などによって生じるノイズ成分を抑制するため、第２のスイッチング回路部１２から第２のΔΣ変調回路部１１の入力段へ負帰還する必要があった。

これに対して、本装置では、負帰還ループ１７を有しているため、このような第２のスイッチング回路部１２から第２のΔΣ変調回路部１１への負帰還ループを設ける必要はない。従って、図２に示すように、第２のΔΣ変調回路部１１内に、負帰還ループ１９を形成することができる。この負帰還ループ１９を形成すれば、第２のΔΣ変調回路部１１においてループを形成しているため、後述する実施の形態２の第２のスイッチング回路部１２から負帰還させる場合に比べて、負帰還ループ１９による遅延がほとんど無くなる。

負帰還ループ１９の遅延がほとんど無くなれば、第２のΔΣ変調回路部１１での発振限界が高くなり、第２のΔΣ変調回路部１１において、変換効率の高い１ビット信号を得ることができる。変換効率の高い１ビット信号を得ることができれば、同じ最大出力の音声再生信号を得ようとした場合、第２のスイッチング回路部１２に印加する定電圧を低くすることができる。従って、第２のスイッチング回路部１２のスイッチング損失を減らして、より効率の良い音声再生装置を提供することができる。

また、第１のΔΣ変調回路１に入力される電圧（直流電圧）を可変としてもよい。すなわち、上記の直流電源６から第１のΔΣ変調回路部１への入力電圧値を可変としてもよい。

定電圧生成部１０では、第１のＬＰＦ部３から出力される定電圧の電圧値は、第１のΔΣ変調回路部１に入力される電圧値に対応した値で出力される。そのため、上記のように、第１のΔΣ変調回路部１に入力される電圧値を可変させることによって、第１のＬＰＦ部３から第２のスイッチング回路部１２へ出力される定電圧の電圧値を制御する（可変とする）ことができる。従って、第２のスイッチング回路部１２のスイッチング損失を減らすことが可能となる。

例えば、第１のΔΣ変調回路部１に入力される直流電圧値（直流電圧レベル）を０とすれば、第１のＬＰＦ部３から出力される定電圧値を０とすることができる。また、第１のΔΣ変調回路１に入力される直流電圧値を上げると、第１のＬＰＦ部３から出力される定電圧値を大きくすることができる。

さらに、第１のスイッチング回路部２へ整流部４から印加され、スイッチングされる直流成分が＋／−電圧であれば、＋から−にかけての広い範囲で、第１のＬＰＦ部３から出力される定電圧の値を制御することができる。すなわち、第１のＬＰＦ部３から出力される定電圧の電圧値を０ボルトから第１のスイッチング回路部２に印加された直流電圧値とほぼ同等までの範囲で制御することができる。
〔音量の制御〕
また、本実施の形態では、第２のΔΣ変調回路部１１に入力される音声信号が制御可能となっている。これにより、スピーカ１４から出力する音量の調整（音声再生出力のボリューム調整）を行うことができる。

さらに、図２に示すスピーカ１４から出力する音量の調整は、第２のΔΣ変調回路部１１に入力する音声信号の制御に加えて、定電圧生成部１０から第２のスイッチング回路部１２へ入力される定電圧の電圧値を制御することによって行うことが好ましい。この定電圧の制御は、上記したように、第１のΔΣ変調回路部１に入力される直流電圧レベルを制御することによって行うことができる。これにより、音量のより細かい調製を行うことができる。

例えば、小音量再生時には、音声信号を低く設定するとともに、第２のスイッチング回路部１２に印加される定電圧も低電圧値となるように、定電圧生成部１０の第１のΔΣ変調回路１に入力する直流電圧レベルを制御する。これにより、第２のスイッチング回路部１２にてスイッチングされる電圧値が低くなるので、スイッチング損失が減り、より効率が良い小音量の音声再生を行うことができる。

さらに、また、上記のように再生音量制御行う際に、第２のスイッチング回路部１２に印加される定電圧の電圧値も制御することで、第２のΔΣ変調回路部１１に入力される音声信号のレベル調整と合わせて、より細かい音量制御を行うことができ、より、Ｓ／Ｎ性能を上げた音声再生信号を得ることができ、スイッチング損失を減らすことが可能な、音声再生装置を提供することが可能となる。

また、本実施の形態では、第２のΔΣ変調回路部１１内でΔΣ変調の負帰還ループ１９を形成しているため、０ボルトからほぼ第１のスイッチング回路部２に印加される電圧値までの制御を行うことができる。無音量時に、第２のスイッチング回路部１２に印加する定電圧を０ボルトとした場合は、スイッチング損失は皆無となる。
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態について図３を用いて説明する。本実施の形態では、上記実施の形態１との相違点について説明するため、説明の便宜上、実施の形態１で説明した部材と同様の機能を有する部材には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。

上記実施の形態１では、第２のΔΣ変調回路部１１内に、負帰還ループ１９が形成されている（図２）。しかしながら、この構成に限られず、以下のような構成でもよい。

すなわち、本実施の形態の音声再生装置では、音声再生部５１において、第２のスイッチング回路部１２の出力から第２のΔΣ変調回路部１１の入力段へ負帰還させるΔΣ変調の負帰還ループ（第３の負帰還ループ）４９を負帰還ループ１９の代わりに設けてもよい。なお、この場合、負帰還ループ１７は設けてもいいし、設けなくてもよい。

上記構成によれば、第２のスイッチング回路部１２のスイッチング（スイッチング動作）で発生するノイズ成分や第２のスイッチング回路部１２に定電圧生成部１０から印加される定電圧の微小な変動などによって発生するノイズ成分を抑制することができる。すなわち、第２のＬＰＦ部１３から出力される音声再生信号のＳ／Ｎ（Signal/Noise）性能を上げることができる。

また、この負帰還ループ４９を上記の負帰還ループ１７と組み合わせることによって、より細かく（精度良く）ノイズ成分を抑制することができる。すなわち、実施の形態１の音声再生装置と比べて、より一層第２のＬＰＦ部１３から出力される音声再生信号のＳ／Ｎ（Signal/Noise）性能を上げることができる。

また、上記同様に、再生音量の制御（音声信号の制御）に合わせて、第２のスイッチング回路部１２に印加される電圧の値を制御することで、上記の実施の形態１よりもＳ／Ｎ性能を上げた音声再生信号を得ることができる。

なお、本実施の形態では、第２のスイッチング回路部１２に印加する定電圧レベルの調整としては、その定電圧レベルでスイッチングされたスイッチング信号を、第２のスイッチング回路部１２から第２のΔΣ変調回路部１１へ負帰還しているので、負帰還量が無くなり、第２のΔΣ変調回路部１１が発振しないような定電圧レベルで止める必要がある。

また、第２のスイッチング回路部１２から第２のΔΣ変調回路部１１へ負帰還される値を常に一定に保つことが好ましい。

すなわち、第２のΔΣ変調回路部１１に入力される音声信号のレベルと第１のΔΣ変調回路部１に入力される直流電圧レベルとを再生音量の制御に合わせて、それぞれ同様に変化させて、第２のスイッチング回路部１２から出力され第２のΔΣ変調回路部１１に負帰還される信号レベルを一定に保つように、第２のスイッチング回路部１２から出力されるスイッチング信号の減衰比の増減を行うことが好ましい。

第２のΔΣ変調回路部１１に入力される音声信号のレベルと、第１のΔΣ変調回路部１に入力される直流電圧のレベルが、同様に上げられる場合、および、第２のスイッチング回路部１２から出力されるスイッチング信号の減衰比を上げ、第２のΔΣ変調回路部１１に入力される音声信号のレベルと、第１のΔΣ変調回路部１に入力される直流電圧レベルが、同様に下げられる場合に、第２のスイッチング回路部１２から出力されるスイッチング信号の減衰比を下げて、常に一定なレベルの負帰還量をかけられるようにする。これによって、Ｓ／Ｎ性能の優れた音声再生装置を実現することができる。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、安定化された定電圧を利用する分野に有効であり、特にパワーMOS FET等の高速スイッチング素子でブリッジ回路を構成し、定電圧をスイッチングして音声再生を行う、デジタルスイッチングアンプにおいて有効に利用できる。

本発明の一実施の形態の定電圧生成部の概略構成を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態の音声再生装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の別の実施の形態の音声再生装置の概略構成を示すブロック図である。 従来のドロッパ方式の定電圧生成部を示す回路図である。 従来のスイッチング方式の定電圧生成部を示す回路図である。

符号の説明

１ 第１のΔΣ変調回路部
２ 第１のスイッチング回路部
３ 第１のＬＰＦ部（第１のローパスフィルタ部）
４ 整流部
５ 交流電源
１０ 定電圧生成部（定電圧生成回路）
１１ 第２のΔΣ変調回路
１２ 第２のスイッチング回路部
１３ 第２のＬＰＦ部（第２のローパスフィルタ部）
１７ 負帰還ループ（第２の負帰還ループ）
２９ 負帰還ループ（第１の負帰還ループ）
４９ 負帰還ループ（第３の負帰還ループ）

Claims (6)

1. 交流電源からの交流電圧を整流および平滑して直流電圧を出力する整流部と、入力される定電圧をΔΣ変調によって１ビット信号に変換して出力する第１のΔΣ変調回路部と、上記１ビット信号を制御信号として上記直流電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第１のスイッチング回路部と、上記スイッチング信号の高域成分をカットして定電圧を生成する第１のローパスフィルタ部とを有する定電圧生成回路であって、上記第１のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第１の負帰還ループが設けられている定電圧生成回路と、
   入力される音声信号に対応する２値あるいは３値のデジタル信号をスイッチング制御信号として上記第１のローパスフィルタ部から印加された定電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第２のスイッチング回路部と、
   上記第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号の高域成分をカットする第２のローパスフィルタ部とを備え、
   上記第１のローパスフィルタ部から印加された定電圧に含まれる電圧変動成分を上記第２のスイッチング回路部から上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第２の負帰還ループが設けられている
   ことを特徴とする音声再生装置。
2. 上記第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記音声信号の入力側へ負帰還する第３の負帰還ループが設けられていることを特徴とする請求項１に記載の音声再生装置。
3. 交流電源からの交流電圧を整流および平滑して直流電圧を出力する整流部と、入力される定電圧をΔΣ変調によって１ビット信号に変換して出力する第１のΔΣ変調回路部と、上記１ビット信号を制御信号として上記直流電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第１のスイッチング回路部と、上記スイッチング信号の高域成分をカットして定電圧を生成する第１のローパスフィルタ部とを有する定電圧生成回路であって、上記第１のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第１の負帰還ループが設けられており、上記第１のΔΣ変調回路部に入力される定電圧の電圧値が可変である定電圧生成回路と、
   入力される音声信号に対応する２値あるいは３値のデジタル信号をスイッチング制御信号として上記第１のローパスフィルタ部から印加された定電圧をスイッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を出力する第２のスイッチング回路部と、
   上記第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号の高域成分をカットする第２のローパスフィルタ部とを備え、
   上記第１のローパスフィルタ部から印加された定電圧に含まれる電圧変動成分を上記第２のスイッチング回路部から上記第１のΔΣ変調回路部の入力段へ負帰還する第２の負帰還ループが設けられている
   ことを特徴とする音声再生装置。
4. 上記第２のスイッチング回路部から出力されたスイッチング信号を上記音声信号の入力側へ負帰還する第３の負帰還ループが設けられていることを特徴とする請求項３に記載の音声再生装置。
5. 音量の制御を行う際に、上記音声信号の制御を行うと共に、上記第１のΔΣ変調回路部に入力される定電圧の制御を行うことを特徴とする請求項３または４に記載の音声再生装置。
6. 第２のスイッチング回路部から第３の負帰還ループによって負帰還される信号レベルを一定に保つことを特徴とする請求項５に記載の音声再生装置。

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