JP2004128662A - デジタルアンプ - Google Patents
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Abstract
【課題】特殊な部品を使用することなく安価に高性能なデジタルアンプを提供する。
【解決手段】ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号をＰＷＭ信号あるいはＰＤＭ信号に変換するデジタル信号処理回路１３と、前記デジタル信号処理回路１３の出力をスイッチング増幅する出力増幅段６と、前記出力増幅段６に電源を供給する定電圧電源回路１２１と、前記ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号と前記出力増幅段の出力信号を比較し、比較結果をもとに前記定電圧電源回路１２１の出力を変調する変調回路を備え、前記出力増幅段による歪みを低減する。
【選択図】 図１
【解決手段】ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号をＰＷＭ信号あるいはＰＤＭ信号に変換するデジタル信号処理回路１３と、前記デジタル信号処理回路１３の出力をスイッチング増幅する出力増幅段６と、前記出力増幅段６に電源を供給する定電圧電源回路１２１と、前記ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号と前記出力増幅段の出力信号を比較し、比較結果をもとに前記定電圧電源回路１２１の出力を変調する変調回路を備え、前記出力増幅段による歪みを低減する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はデジタルアンプにかかり、特に入力信号をスイッチング方式で増幅するデジタルアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、従来のアナログ入力デジタルアンプを説明する図である。図において、６１は差動増幅器であり、非反転入力端子に入力するアナログ入力信号と反転入力端子に入力するフィードバック信号の差分を増幅する。６２はＡＤ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換回路、６３はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器であり、ＡＤ変換した入力信号をＰＷＭ信号に変換する。６４はスイッチング増幅器等からなる出力増幅段、６５はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、６６はスピーカ、６７は出力増幅段６４の出力をフィードバックするフィードバックフィルタ、６８はアッテネータ（ＡＴＴ）であり、フィードバックフィルタ６７あるいはＬＰＦ６５の出力に減衰を加えて差動増幅器６１あるいはＰＷＭ変換器６３にフィードバックする。６９はＡＤ変換器である。
【０００３】
図に示すように、デジタルアンプの出力をフィードバックフィルタ６７を介して、あるいはＬＰＦ６５の出力側から取り出し、アッテネータ６８を介して差動増幅器６１あるいはＰＷＭ変換器６３にフィードバックする。これにより歪みの抑制された出力を得ることができる（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
図７は、従来のＰＣＭマルチビット入力デジタルアンプを説明する図である。図において、１はデジタルオーディオ・インタフェース・レシーバ（ＤＩＲ）であり、ＰＣＭマルチビット入力信号を復調し、更に該信号からクロックを抽出する。２はデジタルフィルタであり、前記復調信号に対してオーバーサンプリング処理、あるいは量子化雑音低減処理を行う。３は入力信号に対して所要の減衰を与えるデジタルアッテネータ、４はノイズシェーパであり、量子化ノイズを高周波域に移動させて後段のフィルタで取り除き易くする。５はＰＷＭ変換器であり、入力信号をＰＷＭ信号に変換する。６はスイッチング増幅器等からなる出力増幅段、７はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、８はスピーカ、９は出力増幅段６の出力をフィードバックするフィードバックフィルタ、１０は（アナログ）アッテネータであり、フィードバックフィルタ９あるいはＬＰＦ７の出力をＡＤ変換器１１を介してＰＷＭ変換器５にフィードバックする。１２は出力増幅段に電力を供給する定電圧電源回路、１３は信号処理回路（ＤＳＰ；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、１４はアッテネータ３，１０あるいは定電圧電源１２等を制御するマイコンである。
【０００５】
図に示すように、デジタルアンプの出力をフィードバックフィルタ９を介して取り出し、あるいはＬＰＦ６５の出力側から取り出し、取り出したフィードバック信号をアッテネータ１０及びＡＤ変換器１１を介してＰＷＭ変換器５を含むＤＳＰ１３にフィードバックする。ＤＳＰ１３は、入力信号とＡＤ変換器を介してフイードバックされた出力信号を比較し、出力信号と入力信号の差（歪み成分）が０となるようにデジタル演算を行なう。またＰＷＭ変換器５は該演算をもとに入力信号をＰＷＭ信号に変換する。これにより歪みの抑制された出力を得ることができる（例えば、上記非特許文献１参照）。
【０００６】
図８は、従来の１ビットＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）入力デジタルアンプを説明する図である。なお、図において図７示される部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。
【０００７】
デジタルアンプの出力をフィードバックフィルタ９を介して取り出し、あるいはＬＰＦ７の出力側から取り出し、取り出したフィードバック信号をアッテネータ１０及びＡＤ変換器１１を介してＰＷＭ変換器５を含むＤＳＰ１３にフィードバックする。ＤＳＰ１３は、入力信号とＡＤ変換器１１を介してフイードバックされた出力信号を比較し、出力信号と入力信号の差（歪み成分）が０となるようにデジタル演算を行なう。またＰＷＭ変換器５は該演算をもとに入力信号をＰＷＭ信号に変換する。これにより歪みの抑制された出力を得ることができる（例えば、上記非特許文献１参照）。
【０００８】
【非特許文献１】
「無線と実験」、２００１年１２月号、１１９−１２０頁
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図６，７，８に示すように、従来のいずれの方式のデジタルアンプにおいても、歪みを抑制するためのフィードバックループ内にＡＤコンバータを必要とする。特にＤＳＰに内蔵するＰＷＭ変換器にフイードバックを施す場合、ＡＤコンバータの変換精度はデジタルアンプ全体の性能を大きく左右することになる。例えば、ＡＤコンバータの動作は入力信号が微小レベルになるほど変換誤差が大きくなる。更にデジタルアンプの出力は、ＡＤコンバータの最大入力レベルに合わせて減衰器により減衰させるため、微少な信号成分はノイズフロアに接近し、ノイズとの判別が困難になる。このため、高性能なデジタルアンプを構成しようとすると、高精度かつ高変換速度のＡＤコンバータが必要となるため、コストが上昇する。
【００１０】
本発明はこれらの問題点に鑑みてなされたもので、特殊な部品を使用することなく安価に高性能なデジタルアンプを提供する。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の課題を解決するために次のような手段を採用した。
【００１２】
ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号をＰＷＭ信号あるいはＰＤＭ信号に変換するデジタル信号処理回路と、前記デジタル信号処理回路の出力をスイッチング増幅する出力増幅段と、前記出力増幅段に電源を供給する定電圧電源回路と、前記ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号と前記出力増幅段の出力信号を比較し、比較結果をもとに前記定電圧電源回路の出力を変調する変調回路を備え、前記出力増幅段による歪みを低減する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を添付図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施形態にかかるデジタルアンプを説明する図である。図において、１５は差動増幅器であり、その非反転入力端子にデジタルアンプの入力信号であるデジタルフィルタ２の出力をＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換器１６を介して供給する。また差動増幅器１５の反転入力端子にデジタルアンプの出力信号である出力増幅段６の出力をフィードバックフィルタ９及びアッテネータ１０を介して、あるいはＬＰＦ７の出力をアッテネータ１０を介して供給する。また、差動増幅器１５の出力は後述するように定電圧電源１２１に供給し、前記入力信号と出力信号の差異に基づき定電圧電源１２１出力を制御する。１２１は出力増幅段に電力を供給する定電圧電源回路である。なお、図において図７に示す部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。
【００１４】
図に示すように、ＰＣＭマルチビットデジタル信号はＤＩＲ（デジタルオーディオ・インターフェイス・レシーバ）１で復調及びクロック抽出が行われ、その後オーバーサンプリング処理あるいは量子化雑音低減処理のためのＤＦ（デジタルフィルタ）２を経由してＤＳＰ１３に入力される。ＤＳＰ１３ではデジタルアッテネータ３による減衰処理、ノイズシェーパ４によるノイズ抑制処理、ＰＷＭ変換器５によるＰＷＭ変換の各処理を行なう。
【００１５】
ＤＳＰ１３の出力は例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をプッシュプル接続した出力増幅段６によりスイッチング増幅する。スイッチング増幅により高レベルのＰＷＭ信号となった信号はＬＰＦ７において高周波成分を取り除いてアナログのオーディオ信号としてスピーカ８を駆動する。
【００１６】
スピーカ８には出力増幅段６の電源電圧（定電圧電源１２１の電源電圧）から前記ＭＯＳＦＥＴの飽和電圧を引いた電圧が印加されるので、定電圧電源１２１の電圧を制御することにより音量調整を行うことができる。いいかえると電源電圧の変動は音量の変動につながるため電源電圧は定電圧化する必要があり、高効率を目的とするデジタルアンプでは損失の少ないスイッチング方式の定電圧電源１２１を用いることが有効である。
【００１７】
デジタルアンプに発生する歪みの多くは出力増幅段６でスイッチング増幅を行なう際に生じる。すなわち、前記ＦＥＴを高速でオンオフする際に生じるキャリアの蓄積、入力容量、電極間の容量、電源電圧の変動、プッシュブルで構成する際の貫通電流を抑止するためのデッドタイムの設定等により歪みが発生する。
【００１８】
このような歪みを抑圧する手段としては、出力信号と入力信号とを比較して付加された成分（歪み）を取り除く、いわゆるフイードバック技術が有効である。図１に示す例では、デジタルアンプの入力信号として、ＰＣＭマルチビットデジタル信号をデジタルフィルタ２の出力側から取り出し、該信号をＤＡコンバータ１６を介してアナログ入力信号ａとする。
【００１９】
一方、デジタルアンプの出力信号を出力増幅段６の出力側から取り出しフィードバックフィルタフィルタ９を通過させた後アッテネータ１０により減衰させるか、あるいはＬＰＦ７の出力をアッテネータ１０により減衰させるかしてアナログ出力信号ｂとする。差動増幅器１５は前記アナログ入力信号ａ及びアナログ出力信号の差分を増幅し、得られた増幅出力ｃに基づき定電圧電源１２１の出力電圧を制御する。
【００２０】
アッテネータ１０による出力信号の減衰量は、ＤＳＰ１３内のデジタルアッテネータ３の減衰量及び出力増幅段６の利得の合計結果がＤＡコンバータ１６の出力一致するようにマイコン１４により制御する。なお、ＤＳＰ１３内のデジタルアッテネータ３設定及び音量調節のための定電圧電源の電源電圧調整はマイコン１４により行なう。
【００２１】
図２は、定電圧電源１２１の詳細を説明する図である。図において、２１は入力側の平滑コンデンサ、２２は変圧器１次コイル、２３は２次コイル、２４はスイッチングトランジスタ、２５は整流用のダイオード、２６は平滑リアクトル、２７は出力用の平滑コンデンサであり、これらの回路素子によりスイッチング電源を構成する。２８は前記スイッチング電源のコントロール回路であり、２９は前記スイッチングトランジスタ２４をオンオフ駆動するための発振回路である。３０，３１、３２は前記スイッチング電源の出力電圧を分圧してフィードバックするためのフィードバック回路を構成する分圧抵抗及び分圧用のコンデンサである。
【００２２】
３３は前記フィードバック回路によるフィードバック電圧と基準電圧Ｖｒｅｆを比較する比較回路である。３４は変調回路であり、比較器３３の比較出力をもとに、例えば発振回路２９の発振出力のデューティ比を制御する。更に変調回路３４は前記差動増幅器１５の増幅出力ｃ（歪みの逆相信号）に基づき発振回路２９の発振出力のデューティ比を制御する。
【００２３】
図に示すように、スイッチング電源の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆを比較器３３により比較し、この比較出力をもとに発振回路２９の発振周波数やパルス幅を制御してデューティ比を制御している。前記マイコン１４によって基準電圧Ｖｒｅｆを変化させるか、フィードバック回路を構成する分圧器の倍率（分圧抵抗３０，３１よる分圧比）を変化することによりスイッチング電源の出力電圧を制御することが可能であり、これによりデジタルアンプの増幅度を制御して出力音量を可変することができる。なお、マイコン１４のＡＤ出力ポート出力を基準電圧として利用すると構成が簡単で精度の高い制御を行うことができる。
【００２４】
また、前述のように、変調回路３４は前記差動増幅器１５の増幅出力ｃ（歪みの逆相信号）に基づき発振回路２９の発振出力のデューティ比を制御し、前記スイッチング電源を構成するスイッチングトランジスタ２４は前記デューティ比を有する発信出力にしたがってオンオフする。このため、前記歪みの逆相信号の周波数に対してスイッチング周波数をできるだけ大きくすることにより、前記歪みの逆相信号成分のスイッチング電源の２次側整流回路における吸収を抑制することができる。
【００２５】
図３は、スイッチング電源の他の例を示す図である。図において、３５は補償変圧器２次コイル、３６は補償変圧器１次コイル、３７は歪みの逆相信号ｃを増幅する補償増幅器である。なお、図において図２に示される部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。
【００２６】
図４は、各部の電圧波形を示す図であり、図４（ａ）は図１における各部の電圧波形を示す図である。前述したように図においてａはデジタルアンプの入力信号、ｂは出力信号、ｃは差動増幅器１５の出力信号である。ｄは定電圧電源１２１の出力であり、定電圧電源の定電圧出力Ｖｃｃに対して差動増幅器の出力信号が逆相で加算されている。また、ｅはデジタルアンプの最終出力である。
【００２７】
図４に示すように、デジタルアンプの入力信号ａは差動増幅器１５の非反転端子に出力に供給される。またデジタルアンプの出力信号ｂは差動増幅器１５の反転端子に出力に供給される。ここでデジタルアンプの出力信号に歪みが含まれる場合はこの歪みの逆相成分ｃが差動増幅器１５の出力として発生する。定電圧電源１２１は定電圧電源としての定電圧出力Ｖｃｃに差動増幅器の出力信号ｃを加算して出力する。これによりデジタルアンプの出力端子には歪みの補償された最終出力ｅを得ることができる。
【００２８】
図４（ｂ）は、図３における各部の電圧波形を示す図である。図においてａはデジタルアンプの入力信号、ｂは出力信号、ｃは差動増幅器１５の出力信号及び補償増幅器出力信号であり、定電圧電源のの定電圧出力Ｖｃｃに対して補償増幅器の出力信号ｄが逆相で加算されている。また、ｅはデジタルアンプの最終出力である。
【００２９】
図５は、デジタルアンプの他の例を示す図である。図において、３８は差動増幅器１５の非反転入力に入力信号を供給するためのＬＰＦである。なお、図において図１に示す部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。 この例では入力信号として１ビットのＰＤＭ信号を仮定している。このため図１の場合（入力信号がＰＣＭマルチビット入力信号の場合）に使用したＤＩＲ（デジタルオーディオ・インターフェイス・レシーバ）１及びＤＦ（デジタルフィルタ）２は不要である。また、前述のように差動増幅器１５の非反転入力に入力信号を供給するためのＬＰＦ３８が必要となるが、その他の構成は図１と同様であり、その動作も同様であるのでその詳細な説明は省略する。
【００３０】
以上説明したように、本実施形態によれば、アナログ信号入力を持たないフルデジタルアンプにおいて、ＡＤ変換器等の高精度で高価な部品を使用することなく高性能なデジタルアンプを安価に実現することができる。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、高精度で高価な部品を使用することなく高性能なデジタルアンプを安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるデジタルアンプを説明する図である。
【図２】定電圧電源１２１の詳細を説明する図である。
【図３】スイッチング電源の他の例を示す図である。
【図４】図３における各部の電圧波形を示す図である。
【図５】デジタルアンプの他の例を示す図である。
【図６】従来のアナログ入力デジタルアンプを説明する図である。
【図７】従来のＰＣＭマルチビット入力デジタルアンプを説明する図である。
【図８】従来の１ビットＰＤＭ入力デジタルアンプを説明する図である。
【符号の説明】
１ デジタルオーディオ・インタフェース・レシーバ
２ デジタルフィルタ
３ アッテネータ
４ ノイズシェーパ
５ ＰＷＭ変換器
６ 出力増幅段
７，３８ ＬＰＦ
８ スピーカ
９ フィードバックフィルタ
１０ アッテネータ
１３ ＤＳＰ
１４ マイコン
１５ 差動増幅器
１６ ＤＡ変換器
２１，２７コンデンサ
２２ １次コイル
２３ ２次コイル
２４ スイッチングトランジスタ
２５ ダイオード
２６ 平滑リアクトル
２７ 平滑コンデンサ
２８ コントロール回路
２９ 発振回路
３０、３１ 分圧抵抗
３２ コンデンサ
３３ 比較器
３４ 変調回路
３５ 補償変圧器２次コイル
３６ 補償変圧器１次コイル
３７ 補償増幅器
１２１ 定電圧電源
【発明の属する技術分野】
本発明はデジタルアンプにかかり、特に入力信号をスイッチング方式で増幅するデジタルアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、従来のアナログ入力デジタルアンプを説明する図である。図において、６１は差動増幅器であり、非反転入力端子に入力するアナログ入力信号と反転入力端子に入力するフィードバック信号の差分を増幅する。６２はＡＤ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換回路、６３はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器であり、ＡＤ変換した入力信号をＰＷＭ信号に変換する。６４はスイッチング増幅器等からなる出力増幅段、６５はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、６６はスピーカ、６７は出力増幅段６４の出力をフィードバックするフィードバックフィルタ、６８はアッテネータ（ＡＴＴ）であり、フィードバックフィルタ６７あるいはＬＰＦ６５の出力に減衰を加えて差動増幅器６１あるいはＰＷＭ変換器６３にフィードバックする。６９はＡＤ変換器である。
【０００３】
図に示すように、デジタルアンプの出力をフィードバックフィルタ６７を介して、あるいはＬＰＦ６５の出力側から取り出し、アッテネータ６８を介して差動増幅器６１あるいはＰＷＭ変換器６３にフィードバックする。これにより歪みの抑制された出力を得ることができる（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
図７は、従来のＰＣＭマルチビット入力デジタルアンプを説明する図である。図において、１はデジタルオーディオ・インタフェース・レシーバ（ＤＩＲ）であり、ＰＣＭマルチビット入力信号を復調し、更に該信号からクロックを抽出する。２はデジタルフィルタであり、前記復調信号に対してオーバーサンプリング処理、あるいは量子化雑音低減処理を行う。３は入力信号に対して所要の減衰を与えるデジタルアッテネータ、４はノイズシェーパであり、量子化ノイズを高周波域に移動させて後段のフィルタで取り除き易くする。５はＰＷＭ変換器であり、入力信号をＰＷＭ信号に変換する。６はスイッチング増幅器等からなる出力増幅段、７はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、８はスピーカ、９は出力増幅段６の出力をフィードバックするフィードバックフィルタ、１０は（アナログ）アッテネータであり、フィードバックフィルタ９あるいはＬＰＦ７の出力をＡＤ変換器１１を介してＰＷＭ変換器５にフィードバックする。１２は出力増幅段に電力を供給する定電圧電源回路、１３は信号処理回路（ＤＳＰ；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、１４はアッテネータ３，１０あるいは定電圧電源１２等を制御するマイコンである。
【０００５】
図に示すように、デジタルアンプの出力をフィードバックフィルタ９を介して取り出し、あるいはＬＰＦ６５の出力側から取り出し、取り出したフィードバック信号をアッテネータ１０及びＡＤ変換器１１を介してＰＷＭ変換器５を含むＤＳＰ１３にフィードバックする。ＤＳＰ１３は、入力信号とＡＤ変換器を介してフイードバックされた出力信号を比較し、出力信号と入力信号の差（歪み成分）が０となるようにデジタル演算を行なう。またＰＷＭ変換器５は該演算をもとに入力信号をＰＷＭ信号に変換する。これにより歪みの抑制された出力を得ることができる（例えば、上記非特許文献１参照）。
【０００６】
図８は、従来の１ビットＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）入力デジタルアンプを説明する図である。なお、図において図７示される部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。
【０００７】
デジタルアンプの出力をフィードバックフィルタ９を介して取り出し、あるいはＬＰＦ７の出力側から取り出し、取り出したフィードバック信号をアッテネータ１０及びＡＤ変換器１１を介してＰＷＭ変換器５を含むＤＳＰ１３にフィードバックする。ＤＳＰ１３は、入力信号とＡＤ変換器１１を介してフイードバックされた出力信号を比較し、出力信号と入力信号の差（歪み成分）が０となるようにデジタル演算を行なう。またＰＷＭ変換器５は該演算をもとに入力信号をＰＷＭ信号に変換する。これにより歪みの抑制された出力を得ることができる（例えば、上記非特許文献１参照）。
【０００８】
【非特許文献１】
「無線と実験」、２００１年１２月号、１１９−１２０頁
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図６，７，８に示すように、従来のいずれの方式のデジタルアンプにおいても、歪みを抑制するためのフィードバックループ内にＡＤコンバータを必要とする。特にＤＳＰに内蔵するＰＷＭ変換器にフイードバックを施す場合、ＡＤコンバータの変換精度はデジタルアンプ全体の性能を大きく左右することになる。例えば、ＡＤコンバータの動作は入力信号が微小レベルになるほど変換誤差が大きくなる。更にデジタルアンプの出力は、ＡＤコンバータの最大入力レベルに合わせて減衰器により減衰させるため、微少な信号成分はノイズフロアに接近し、ノイズとの判別が困難になる。このため、高性能なデジタルアンプを構成しようとすると、高精度かつ高変換速度のＡＤコンバータが必要となるため、コストが上昇する。
【００１０】
本発明はこれらの問題点に鑑みてなされたもので、特殊な部品を使用することなく安価に高性能なデジタルアンプを提供する。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の課題を解決するために次のような手段を採用した。
【００１２】
ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号をＰＷＭ信号あるいはＰＤＭ信号に変換するデジタル信号処理回路と、前記デジタル信号処理回路の出力をスイッチング増幅する出力増幅段と、前記出力増幅段に電源を供給する定電圧電源回路と、前記ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号と前記出力増幅段の出力信号を比較し、比較結果をもとに前記定電圧電源回路の出力を変調する変調回路を備え、前記出力増幅段による歪みを低減する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を添付図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施形態にかかるデジタルアンプを説明する図である。図において、１５は差動増幅器であり、その非反転入力端子にデジタルアンプの入力信号であるデジタルフィルタ２の出力をＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換器１６を介して供給する。また差動増幅器１５の反転入力端子にデジタルアンプの出力信号である出力増幅段６の出力をフィードバックフィルタ９及びアッテネータ１０を介して、あるいはＬＰＦ７の出力をアッテネータ１０を介して供給する。また、差動増幅器１５の出力は後述するように定電圧電源１２１に供給し、前記入力信号と出力信号の差異に基づき定電圧電源１２１出力を制御する。１２１は出力増幅段に電力を供給する定電圧電源回路である。なお、図において図７に示す部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。
【００１４】
図に示すように、ＰＣＭマルチビットデジタル信号はＤＩＲ（デジタルオーディオ・インターフェイス・レシーバ）１で復調及びクロック抽出が行われ、その後オーバーサンプリング処理あるいは量子化雑音低減処理のためのＤＦ（デジタルフィルタ）２を経由してＤＳＰ１３に入力される。ＤＳＰ１３ではデジタルアッテネータ３による減衰処理、ノイズシェーパ４によるノイズ抑制処理、ＰＷＭ変換器５によるＰＷＭ変換の各処理を行なう。
【００１５】
ＤＳＰ１３の出力は例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をプッシュプル接続した出力増幅段６によりスイッチング増幅する。スイッチング増幅により高レベルのＰＷＭ信号となった信号はＬＰＦ７において高周波成分を取り除いてアナログのオーディオ信号としてスピーカ８を駆動する。
【００１６】
スピーカ８には出力増幅段６の電源電圧（定電圧電源１２１の電源電圧）から前記ＭＯＳＦＥＴの飽和電圧を引いた電圧が印加されるので、定電圧電源１２１の電圧を制御することにより音量調整を行うことができる。いいかえると電源電圧の変動は音量の変動につながるため電源電圧は定電圧化する必要があり、高効率を目的とするデジタルアンプでは損失の少ないスイッチング方式の定電圧電源１２１を用いることが有効である。
【００１７】
デジタルアンプに発生する歪みの多くは出力増幅段６でスイッチング増幅を行なう際に生じる。すなわち、前記ＦＥＴを高速でオンオフする際に生じるキャリアの蓄積、入力容量、電極間の容量、電源電圧の変動、プッシュブルで構成する際の貫通電流を抑止するためのデッドタイムの設定等により歪みが発生する。
【００１８】
このような歪みを抑圧する手段としては、出力信号と入力信号とを比較して付加された成分（歪み）を取り除く、いわゆるフイードバック技術が有効である。図１に示す例では、デジタルアンプの入力信号として、ＰＣＭマルチビットデジタル信号をデジタルフィルタ２の出力側から取り出し、該信号をＤＡコンバータ１６を介してアナログ入力信号ａとする。
【００１９】
一方、デジタルアンプの出力信号を出力増幅段６の出力側から取り出しフィードバックフィルタフィルタ９を通過させた後アッテネータ１０により減衰させるか、あるいはＬＰＦ７の出力をアッテネータ１０により減衰させるかしてアナログ出力信号ｂとする。差動増幅器１５は前記アナログ入力信号ａ及びアナログ出力信号の差分を増幅し、得られた増幅出力ｃに基づき定電圧電源１２１の出力電圧を制御する。
【００２０】
アッテネータ１０による出力信号の減衰量は、ＤＳＰ１３内のデジタルアッテネータ３の減衰量及び出力増幅段６の利得の合計結果がＤＡコンバータ１６の出力一致するようにマイコン１４により制御する。なお、ＤＳＰ１３内のデジタルアッテネータ３設定及び音量調節のための定電圧電源の電源電圧調整はマイコン１４により行なう。
【００２１】
図２は、定電圧電源１２１の詳細を説明する図である。図において、２１は入力側の平滑コンデンサ、２２は変圧器１次コイル、２３は２次コイル、２４はスイッチングトランジスタ、２５は整流用のダイオード、２６は平滑リアクトル、２７は出力用の平滑コンデンサであり、これらの回路素子によりスイッチング電源を構成する。２８は前記スイッチング電源のコントロール回路であり、２９は前記スイッチングトランジスタ２４をオンオフ駆動するための発振回路である。３０，３１、３２は前記スイッチング電源の出力電圧を分圧してフィードバックするためのフィードバック回路を構成する分圧抵抗及び分圧用のコンデンサである。
【００２２】
３３は前記フィードバック回路によるフィードバック電圧と基準電圧Ｖｒｅｆを比較する比較回路である。３４は変調回路であり、比較器３３の比較出力をもとに、例えば発振回路２９の発振出力のデューティ比を制御する。更に変調回路３４は前記差動増幅器１５の増幅出力ｃ（歪みの逆相信号）に基づき発振回路２９の発振出力のデューティ比を制御する。
【００２３】
図に示すように、スイッチング電源の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆを比較器３３により比較し、この比較出力をもとに発振回路２９の発振周波数やパルス幅を制御してデューティ比を制御している。前記マイコン１４によって基準電圧Ｖｒｅｆを変化させるか、フィードバック回路を構成する分圧器の倍率（分圧抵抗３０，３１よる分圧比）を変化することによりスイッチング電源の出力電圧を制御することが可能であり、これによりデジタルアンプの増幅度を制御して出力音量を可変することができる。なお、マイコン１４のＡＤ出力ポート出力を基準電圧として利用すると構成が簡単で精度の高い制御を行うことができる。
【００２４】
また、前述のように、変調回路３４は前記差動増幅器１５の増幅出力ｃ（歪みの逆相信号）に基づき発振回路２９の発振出力のデューティ比を制御し、前記スイッチング電源を構成するスイッチングトランジスタ２４は前記デューティ比を有する発信出力にしたがってオンオフする。このため、前記歪みの逆相信号の周波数に対してスイッチング周波数をできるだけ大きくすることにより、前記歪みの逆相信号成分のスイッチング電源の２次側整流回路における吸収を抑制することができる。
【００２５】
図３は、スイッチング電源の他の例を示す図である。図において、３５は補償変圧器２次コイル、３６は補償変圧器１次コイル、３７は歪みの逆相信号ｃを増幅する補償増幅器である。なお、図において図２に示される部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。
【００２６】
図４は、各部の電圧波形を示す図であり、図４（ａ）は図１における各部の電圧波形を示す図である。前述したように図においてａはデジタルアンプの入力信号、ｂは出力信号、ｃは差動増幅器１５の出力信号である。ｄは定電圧電源１２１の出力であり、定電圧電源の定電圧出力Ｖｃｃに対して差動増幅器の出力信号が逆相で加算されている。また、ｅはデジタルアンプの最終出力である。
【００２７】
図４に示すように、デジタルアンプの入力信号ａは差動増幅器１５の非反転端子に出力に供給される。またデジタルアンプの出力信号ｂは差動増幅器１５の反転端子に出力に供給される。ここでデジタルアンプの出力信号に歪みが含まれる場合はこの歪みの逆相成分ｃが差動増幅器１５の出力として発生する。定電圧電源１２１は定電圧電源としての定電圧出力Ｖｃｃに差動増幅器の出力信号ｃを加算して出力する。これによりデジタルアンプの出力端子には歪みの補償された最終出力ｅを得ることができる。
【００２８】
図４（ｂ）は、図３における各部の電圧波形を示す図である。図においてａはデジタルアンプの入力信号、ｂは出力信号、ｃは差動増幅器１５の出力信号及び補償増幅器出力信号であり、定電圧電源のの定電圧出力Ｖｃｃに対して補償増幅器の出力信号ｄが逆相で加算されている。また、ｅはデジタルアンプの最終出力である。
【００２９】
図５は、デジタルアンプの他の例を示す図である。図において、３８は差動増幅器１５の非反転入力に入力信号を供給するためのＬＰＦである。なお、図において図１に示す部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。 この例では入力信号として１ビットのＰＤＭ信号を仮定している。このため図１の場合（入力信号がＰＣＭマルチビット入力信号の場合）に使用したＤＩＲ（デジタルオーディオ・インターフェイス・レシーバ）１及びＤＦ（デジタルフィルタ）２は不要である。また、前述のように差動増幅器１５の非反転入力に入力信号を供給するためのＬＰＦ３８が必要となるが、その他の構成は図１と同様であり、その動作も同様であるのでその詳細な説明は省略する。
【００３０】
以上説明したように、本実施形態によれば、アナログ信号入力を持たないフルデジタルアンプにおいて、ＡＤ変換器等の高精度で高価な部品を使用することなく高性能なデジタルアンプを安価に実現することができる。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、高精度で高価な部品を使用することなく高性能なデジタルアンプを安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるデジタルアンプを説明する図である。
【図２】定電圧電源１２１の詳細を説明する図である。
【図３】スイッチング電源の他の例を示す図である。
【図４】図３における各部の電圧波形を示す図である。
【図５】デジタルアンプの他の例を示す図である。
【図６】従来のアナログ入力デジタルアンプを説明する図である。
【図７】従来のＰＣＭマルチビット入力デジタルアンプを説明する図である。
【図８】従来の１ビットＰＤＭ入力デジタルアンプを説明する図である。
【符号の説明】
１ デジタルオーディオ・インタフェース・レシーバ
２ デジタルフィルタ
３ アッテネータ
４ ノイズシェーパ
５ ＰＷＭ変換器
６ 出力増幅段
７，３８ ＬＰＦ
８ スピーカ
９ フィードバックフィルタ
１０ アッテネータ
１３ ＤＳＰ
１４ マイコン
１５ 差動増幅器
１６ ＤＡ変換器
２１，２７コンデンサ
２２ １次コイル
２３ ２次コイル
２４ スイッチングトランジスタ
２５ ダイオード
２６ 平滑リアクトル
２７ 平滑コンデンサ
２８ コントロール回路
２９ 発振回路
３０、３１ 分圧抵抗
３２ コンデンサ
３３ 比較器
３４ 変調回路
３５ 補償変圧器２次コイル
３６ 補償変圧器１次コイル
３７ 補償増幅器
１２１ 定電圧電源
Claims (3)
- ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号をＰＷＭ信号あるいはＰＤＭ信号に変換するデジタル信号処理回路と、
前記デジタル信号処理回路の出力をスイッチング増幅する出力増幅段と、
前記出力増幅段に電源を供給する定電圧電源回路と、
前記ＰＣＭマルチビットデジタルオーディオ入力信号と前記出力増幅段の出力信号を比較し、比較結果をもとに前記定電圧電源回路の出力を変調する変調回路を備え、前記出力増幅段による歪みを低減することを特徴とするデジタルアンプ。 - １ビットデジタルオーディオ入力信号をＰＷＭ信号あるいはＰＤＭ信号に変換するデジタル信号処理回路と、
前記デジタル信号処理回路の出力をスイッチング増幅する出力増幅段と、
前記出力増幅段に電源を供給する定電圧電源回路と、
前記１ビットデジタルオーディオ入力信号と前記出力増幅段の出力信号を比較し、比較結果をもとに前記定電圧電源回路の出力を変調する変調回路を備え、前記出力増幅段による歪みを低減することを特徴とするデジタルアンプ。 - 請求項１ないし請求項２の何れか１の記載において、前記比較結果出力を前記定電圧回路に加算して前記出力増幅段に供給することを特徴とするデジタルアンプ。
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Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006033204A (ja) * | 2004-07-14 | 2006-02-02 | Toshiba Corp | オーディオ信号処理装置 |
| JP2006121528A (ja) * | 2004-10-22 | 2006-05-11 | Pioneer Electronic Corp | Ｄ級増幅装置、増幅制御プログラム及び情報記録媒体 |
| JP2007028466A (ja) * | 2005-07-21 | 2007-02-01 | Foster Electric Co Ltd | Ｄ級アンプ |
| JP2007135177A (ja) * | 2005-03-18 | 2007-05-31 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
| JP2009005302A (ja) * | 2007-06-25 | 2009-01-08 | Yamaha Corp | デジタルアンプ装置 |
| JP2009005301A (ja) * | 2007-06-25 | 2009-01-08 | Yamaha Corp | Ｄ級アンプ装置 |
| US8212598B2 (en) | 2008-01-09 | 2012-07-03 | Ricoh Company, Ltd. | Oscillation frequency control circuit, DC-DC converter including the oscillation frequency control circuit, and semiconductor device |
| US8391511B2 (en) | 2007-09-13 | 2013-03-05 | Ricoh Company, Ltd. | Semiconductor device |
| CN106357272A (zh) * | 2015-07-15 | 2017-01-25 | 盛微先进科技股份有限公司 | 立体声信号驱动的装置和方法 |
| JP2020022055A (ja) * | 2018-07-31 | 2020-02-06 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 音出力装置及び音出力システム |
-
2002
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Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006033204A (ja) * | 2004-07-14 | 2006-02-02 | Toshiba Corp | オーディオ信号処理装置 |
| JP2006121528A (ja) * | 2004-10-22 | 2006-05-11 | Pioneer Electronic Corp | Ｄ級増幅装置、増幅制御プログラム及び情報記録媒体 |
| JP2007135177A (ja) * | 2005-03-18 | 2007-05-31 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
| JP4629524B2 (ja) * | 2005-07-21 | 2011-02-09 | フォスター電機株式会社 | Ｄ級アンプ |
| JP2007028466A (ja) * | 2005-07-21 | 2007-02-01 | Foster Electric Co Ltd | Ｄ級アンプ |
| JP2009005302A (ja) * | 2007-06-25 | 2009-01-08 | Yamaha Corp | デジタルアンプ装置 |
| JP2009005301A (ja) * | 2007-06-25 | 2009-01-08 | Yamaha Corp | Ｄ級アンプ装置 |
| JP4710879B2 (ja) * | 2007-06-25 | 2011-06-29 | ヤマハ株式会社 | デジタルアンプ装置 |
| JP4710878B2 (ja) * | 2007-06-25 | 2011-06-29 | ヤマハ株式会社 | Ｄ級アンプ装置 |
| US8391511B2 (en) | 2007-09-13 | 2013-03-05 | Ricoh Company, Ltd. | Semiconductor device |
| US8212598B2 (en) | 2008-01-09 | 2012-07-03 | Ricoh Company, Ltd. | Oscillation frequency control circuit, DC-DC converter including the oscillation frequency control circuit, and semiconductor device |
| CN106357272A (zh) * | 2015-07-15 | 2017-01-25 | 盛微先进科技股份有限公司 | 立体声信号驱动的装置和方法 |
| JP2020022055A (ja) * | 2018-07-31 | 2020-02-06 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 音出力装置及び音出力システム |
| JP7164930B2 (ja) | 2018-07-31 | 2022-11-02 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 音出力装置及び音出力システム |
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